現(xiàn)代測控電子技術第六章ppt課件

1、 定義透過光的強度與入射光的強度之比為透光度TIt為透過樣品的光強， I0為透過空白參考溶液的光強。 T越大，闡明溶液的透光程度越大。 由于透光度T與溶液的濃度C之間沒有線性關系，定義吸光度A為透光度T的負對數(shù)。0tIIT 式中，K為吸光度系數(shù)，C為溶液濃度，L是液層厚度。 這就是郎伯比爾定律。此式闡明：當液層厚度固定時，溶液的吸光度與溶液的濃度成正比，這一關系稱作比爾定律。當濃度固定時，溶液的吸光度正比于液層厚度，這一關系稱作郎伯定律。KCLTAlog 分光光度計的組成框圖如圖6.1.1所示。光源燈發(fā)出的光經(jīng)單色器色散后，變?yōu)閱紊?。此單色光透過比色皿內的待比色溶液，照射到光電管上。光電管將

2、這一隨溶液濃度不同而變化的光信號轉換成電信號，再經(jīng)放大器放大后，由A/D轉換器轉換成數(shù)字量并顯示。圖6.1.1 分光光度計的組成框圖 丈量放大電路如圖6.1.2所示。圖中A1構成微電流放大器，輸入是光電管經(jīng)透射光照射后產(chǎn)生的光電流，光電流經(jīng)電阻R1轉換成電壓。該電壓經(jīng)同相放大后輸出VOT，VOT是與透光度成正比的電壓，其值為1o34OT)RP21 (RIRRV圖 6.1.2 分光光度計丈量放大電路式中Io是光電管產(chǎn)生的光電流，微電流放大器的增益變化范圍為310，用以調理透光度的滿度值100%T。 當光電管受白光照射時，調理電位器RP2，使VOT=1000mV，即代表此時透光度為滿度值100%T

3、。穩(wěn)壓管D1、D2，電阻R2、R12、R13及電位器RP1組成調零電路，用以補償光電管的暗電流，在無光照射光電管時調理RP1，使VOT=0，即0%T。 由于吸光度與透光度成負對數(shù)關系，因此將VOT進展對數(shù)放大后即可得到與吸光度成比例的電壓VOA，其值為由于對數(shù)放大器LOG101的電流輸入范圍是100pA3.5mA，因此對應的吸光度丈量也有相應的范圍。8106RP35OTOARP4/logV)1 (RRRVRVV 本電路吸光度的丈量范圍是01.999(A)，對應的透光度是100%1%(T)。當透光度是100%時，調理電位器RP3，使VOA=0V；當透光度是1%時，VOT=10mV，此時LOG10

4、1輸出為3V，調理電位器RP4，使VOA=1.999V。 至此，實現(xiàn)了吸光度的丈量。 濃度因與吸光度成正比，本電路規(guī)定濃度的丈量范圍是01999,因此其輸出放大器的參數(shù)與吸光度丈量的輸出放大器一樣，調整方法也一樣，輸出電壓為 電路中經(jīng)過轉換開關分別輸出透光度、吸光度和濃度，其輸出接入后續(xù)A/D轉換電路即可實現(xiàn)三項參數(shù)的數(shù)字丈量。A/D轉換電路見圖6.1.3。9116RP35OTOCRP5/logV)1 (RRRVRVV圖 6.1.3 分光光度計A/D轉換電路根據(jù)ICL7106的轉換關系有：丈量透光度時Vin=01000mV，讀數(shù)N為01000，將小數(shù)點設置在十位即可實現(xiàn)透光度的直讀。丈量吸光度

5、時Vin=01.999V，讀數(shù)N為01999，將小數(shù)點設置在千位即可實現(xiàn)吸光度的直讀。丈量濃度時Vin=01.999V，讀數(shù)N為01999，將小數(shù)點設置在個位即可實現(xiàn)濃度的直讀。REFin1000VVN 圖 6.1.4 光電脈搏傳感器表示圖圖 6.1.5光電心率檢測器丈量電路 圖6.1.5是丈量電路，上半部分電路將脈搏信號轉換成電脈沖信號，下半部分是計數(shù)電路，把脈沖信號變換故意率。 當脈搏波到來時，拇指充血，由此產(chǎn)生的反射光照射到光敏電阻RG上時，其電阻變小，使T2的基極電位上升， 射極輸出高電位。 在脈搏波的間歇，無反射光照射到光敏電阻RG上，其電阻變大，使T2的基極電位下降，射極輸出低電位

6、。 T2的射極輸出端獲得的是與脈搏波相應的正向脈動信號輸出。該信號經(jīng)隔直電容C1隔離直流后由運算放大器A1和電壓比較器A2整構成與脈搏波同頻率的方波信號。 由于心率是每分鐘心臟搏動的次數(shù)，為了提高丈量速度縮短丈量時間，將脈搏脈沖倍頻60倍，然后在1秒鐘內對脈搏脈沖計數(shù)，所計脈搏數(shù)即為要求丈量的心率。圖6.1.6 甲烷氣體 CH4濃度檢測電路 圖中7805用于給傳感器加熱，當溫度穩(wěn)定后開場任務，基準電壓模塊為REF-03，其在電位器Rp1的兩端產(chǎn)生2.5V的基準電壓，從而產(chǎn)生傳感器的恒定供電電流I，I約為0.5 mA，電流的大小可經(jīng)過調理Rp1的大小調理。 運放A2用于隔離傳感器與后續(xù)線性化電路

7、，其輸出為IRs，表示CH4的濃度，與濃度的變化趨勢相反。 為了使電路的輸出與濃度成正比，采用AD538線性化，根據(jù)圖的接法及AD538的運算關系有電路的輸出為2s22sxzyo1V1V1RIIRVVVVm2s22p33out11RIRRRV 調理方法如下：將傳感器置于知體積的房間里，房間里注入確定濃度 (100010-6) 的CH4氣體，調整電位器Rp1，使輸出Vout=1.0V。然后將CH4的濃度添加到1000010-6，調整電位器Rp3，使輸出Vout=10.0V。反復調整多次，使結果稱心為止。該熱敏電阻阻值與溫度的關系為：式中R0是熱力學溫度為T0時的阻值，T0為基準溫度，通常以298

8、.15K25為基準溫度；為熱敏電阻常數(shù)。R0=100k，=3990。熱敏電阻的溫度與電阻的關系是非線性的，作為溫度丈量元件其輸出信號必需進展線性化處置。)11(exp00TTRRT電路見圖6.1.7所示。圖6.1.7 基于熱敏電阻的溫度丈量信號電路電路由兩級電路構成，第一級為對數(shù)比放大器，第二級為除法電路，第一級輸出為經(jīng)過對數(shù)運算，熱敏電阻的阻值與溫度的指數(shù)關系轉換成電壓與溫度的反比關系。0000505TT5o1434. 0)/exp()/exp(ln434. 0)/exp()/exp(lg)/exp()/exp(10lg10lg/V110/V1lgTTTTTTTTRRRV再對Vo1作倒數(shù)運算

9、即可實現(xiàn)溫度與電壓的線性關系。令Vo=kT，即82. 57 .1734/3 . 2o10o1VTVT82. 57 .1734ko1oVV這樣，Vo與被測溫度成線性關系，根據(jù)AD534的運算關系，由圖中連線可得分別調理電位器Rp1與Rp2使VX1=-5.82V，VZ1=173.47mV，故有X2o1Z1oV10VVVV)V(82. 57347. 1V10o1X2o1Z1oVVVVV電路的實踐測試結果見下表。被測溫度()絕對溫度(K)輸出電壓Vo(mV)-10263.15263.200273.15273.1810283.15327.9620293.15293.0630303.15303.04403

10、13.15313.0250323.15322.99 結果顯示，電路的非線性誤差小于0.5%，較好地消除了熱敏電阻測溫時的非線性。 壓阻式壓力傳感器受溫度的影響表如今零點溫度漂移和靈敏度溫度漂移兩個方面。在詳細的運用電路當中，必需采取措施進展溫度補償。 圖6.1.8是壓阻式壓力傳感器的典型運用電路，圖中FPM-05PG為壓阻式壓力傳感器，電路輸出以大氣壓為基準，輸出電壓在1個規(guī)范大氣壓時為0mV，1mmHg時輸出10mV。圖6.1.8 壓阻式壓力傳感器的典型運用電路 A1、D1、T1和R2構成恒流源電路對電路供電。D1的輸出電壓VD1加在R1上，恒流源電流I由VD1/R2決議，其值為I=1.5m

11、A。 傳感器的溫度特性包括由于溫度變化使零位輸出挪動的零位溫度特性，以及壓力靈敏度隨溫度變化的靈敏度溫度特性。FPM-05PG的靈敏度隨溫度變化非常小，故丈量電路中僅設置了由D3和A2構成的零點溫度補償電路，其原理是利用硅二極管的負溫度系數(shù)補償傳感器的正溫度系數(shù)。 實驗闡明，傳感器FPM-05PG的零位溫度特性為0.25 mV/，應選用溫度特性為-2.0-2.5mV/的二極管作為溫度補償元件。 A2輸出經(jīng)過調理RP1可獲得具有正溫度系數(shù)的電壓，該電壓加至輸出運算放大器A4的同相輸入端，傳感器FPM-05PG的輸出經(jīng)AD620差動放大10倍后得到具有正溫度系數(shù)的電壓，該電壓加至輸出運算放大器A4

12、的反相輸入端，兩個具有正溫度系數(shù)的電壓經(jīng)輸出級相減后輸出。 只需調理 RP1即可使傳感器FPM-05PG的零位溫度特性被補償。 當傳感器加上1.5 mA恒定電流時，其輸出約為0.17mV/1mmHg，為了使電路的輸出電壓與壓力的關系為10mV/1mmHg，后續(xù)放大電路的增益應為60。該增益由運放A3和A4構成的兩級差動放大電路實現(xiàn)。電路中RP2用于傳感器在零壓力時丈量電路的輸出調零，RP3用于調理電路的滿度輸出。圖6.1.9 420mA壓力變送器電路 電路中壓力傳感器是MPX2100，420mA轉換電路采用集成芯片XTR101實現(xiàn)。電路中，4mA電流對應于零壓力，20mA電流對應于滿量程壓力。

13、 XTR101的引腳10和11是兩個1mA的參考恒流源輸出，兩個電流并行流入帶溫度補償?shù)姆€(wěn)壓管LM129和壓力傳感器中，LM129的穩(wěn)定電壓是6.9V，該電壓即作為壓力傳感器的供電電源。根據(jù)傳感器的特性，在該電壓下傳感器的滿量程輸出電壓為傳感器的輸出電壓直接加至 XTR101的輸入端引腳3和4，引腳5和6之間的電阻R1和電位器RP1用于確定并調理輸出電流的滿度值，輸出電流Io由引腳7輸出，其值為mV6 .27V10mV40V9 . 6oFSVin1o)1RP40016. 0(mA4VRI式中Vin為芯片的輸入電壓，也即傳感器的輸出電壓。當傳感器輸出為零時，電路的輸出電流為4mA，假設有誤差可調

14、理電位器RP2消除。當傳感器滿量程輸出時，Vin=27.6mV，調理電位器 RP1使輸出電流為20mA。 XTR101要求兩個1mA的參考恒流源的電流應流入引腳7，引腳3和引腳4的電位應大于引腳7的電位4V6V，也即芯片的共模輸入電壓為4V6V，由于傳感器的共模電壓為電源電壓的一半即3.45V，為此串入一電阻R2，提高芯片的共模輸入電壓，使之滿足要求。 為降低芯片的功耗，在芯片的外部需求并聯(lián)一晶體管T1，T1與芯片內部的晶體管并聯(lián)，分流內部晶體管的電流，保證了芯片內部的熱穩(wěn)定性。二極管D1用于在引腳7和8之間的出現(xiàn)反極性電壓時維護芯片不受損壞。 在壓力的丈量端，接入負載電阻RL，電阻的數(shù)值可根

15、據(jù)采樣A/D轉換器的輸入要求確定，如要求輸入的滿量程電壓為5V，那么應取RL=250，此時A/D轉換器的輸入電壓范圍是1V5V。圖6.1.10 土壤濕度丈量電路 濕敏電阻具有負濕度系數(shù)，濕度下降，其電阻加大，濕度上升，其電阻減小。電路中濕敏電阻接在晶體管T1的集電極與基極之間，其電阻值的變化將改動基極電流，從而改動發(fā)射極的電流，進而改動電阻R2上的壓降，也即改動了后續(xù)同相放大電路的輸入電壓，電路的輸出電壓也因此改動。因此，電路的輸出與濕度成比例關系。 當濕度下降時，RH升高，T1的基極電流減小，射極電流減小，R2上的壓降下降，經(jīng)R5和R7分壓后，放大器的同相輸入電壓下降，Vo下降。當濕度上升時

16、，RH減小，T1的基極電流加大，射極電流加大，R2上的壓降上升，經(jīng)R5和R7分壓后，放大器的同相輸入電壓上升，Vo上升。只需電路參數(shù)設置合理，輸出電壓即可表示濕度。 電路中電位器RP1的作用是調零，當濕度為零時，調理RP1使輸出Vo=0；RP2的作用是調理滿度，當濕度為100% 時，調理RP2使輸出電壓Vo=10V，即完成了電路的調理。 為了提高檢測靈敏度，T1管應選擇高管。 2. 濕度控制儀 圖6.1.11 是濕度控制儀電路，非門G1、G2，電阻R1電容C1構成阻容RC多諧振蕩器，其振蕩頻率為4.55(kHz)455. 011CRf圖6.1.11 濕度控制儀電路 振蕩器輸出的4V電壓經(jīng)RP1

17、、RH分壓，D1整流，再經(jīng)R2、RP2分壓后銜接至T3的基極。 RH為具有負濕度系數(shù)的濕敏電阻，當濕度下降時，RH阻值增大，其分壓也增大,T3的基極電位升高，T3導通，集電極電位下降，T4截止，繼電器J2釋放，LED2熄滅，J2控制的抽濕設備斷電，停頓任務。此時T1、T2導通，LED1點亮，繼電器J1吸合,使加濕設備通電任務，開場加濕。 隨著加濕的進展，濕度逐漸增大，RH阻值下降，其分壓也下降,T3的基極電位下降，T3過渡至截止,集電極電位上升，T4導通，繼電器J2吸合，LED2點亮，J2控制的抽濕設備通電，開場抽濕。此時T1、T2截止，LED1熄滅，繼電器J1釋放，使加濕設備斷電，停頓任務。

18、 上述過程自動反復進展，使?jié)穸瓤刂圃谝蟮姆秶鷥取?電路中設置兩級電位器(RP1、RP2)分壓的目的是：操作人員可以根據(jù)要求的被控制濕度的濕度值，調理分壓系數(shù)，改動T3的基極電位，使儀器根據(jù)設定的濕度值啟停加濕或除濕設備，確保濕度控制在要求的數(shù)值范圍內。圖6.1.12一維PSD構造圖 顯然，I0=I1+I2，而I1、I2的大小取決于入射光點的位置到兩個信號電極間的等效電阻與電極負載電阻RL之和，當RL遠小于等效電阻時，I1、I2與等效電阻成反比,因此也與入射光點到兩個信號電極的間隔成反比，那么有xxLII21由于I0=I1+I2聯(lián)立，可得由上兩式可知，只需檢測出兩個信號電極的電流，即可確定入射

19、光點的位置。LxLII01LxII0211LBfx 22LBfx 圖6.1.13一維PSD測距原理圖結合I2的表達式可得因此，只需丈量出I0與I2的比值即可測得間隔Lx，據(jù)此可以設計出相應的丈量電路，實踐電路見圖6.1.14所示。 PSD的反向偏置電壓由兩個2k的電阻組成的1/2分壓器組成，反向偏置電壓為2.5V。20IILBfLx圖6.1.14一維PSD測距實踐電路 電極電流I1、I2分別經(jīng)2M的反響回路電阻轉換成電壓V1和V2，V1直接接至差分放大器的同相輸入端，V2經(jīng)反相后接至差分放大器的反相輸入端，差分放大器實現(xiàn)了兩路信號的相加 由電流I2轉換而得的電壓V2經(jīng)兩次反相后得到Vo1，其值

20、為2MM2)(021o2IIIVM22o1KIV式中K是由A5構成的反相放大器的閉環(huán)增益。 兩路信號經(jīng)采樣/堅持器采樣后接至除法器，除法器由集成乘法器 AD534構成，輸出電壓為將Lx的表達式代入得)mV(10000)mV(1000020o1o2oKIIVVV)mV(10000oxLKBfLV 式中B、L、f為知量，分別是B=50mm，L=2mm，f=12mm。故 只需使K=33.33即可實現(xiàn)間隔的直讀，調理圖中的電位器RP1和RP2即可實現(xiàn)K=33.33，RP1用于調理丈量間隔的下限，RP2用于調理丈量間隔的上限，這樣圖示電路便實現(xiàn)了間隔的丈量。)mV(33.33oxLKV 紅外 LED發(fā)光

21、控制電路的任務原理是：經(jīng)電極電流轉換得到的Vo2加至電壓比較器A6的同相比較端，比較器的反相端接一比較電平，電平值應保證VV+使A6輸出高電平，其值與I02M有關，應根據(jù)PSD的目的及I/V電路參數(shù)確定。 定時脈沖控制T3和T4的通斷，當脈沖為低電平常T3截止，A6輸出的高電平先使T2導通,進而使T1導通，紅外LED獲得電流發(fā)光，PSD即產(chǎn)生電極電流。 與此同時，T4也截止，LF398的采樣/堅持控制端為高電平，S/H處于采樣形狀，采樣與電極電流成比例的電壓信號，并輸出至后續(xù)除法電路輸出間隔信號。當脈沖為高電平常T3導通，短路了A6輸出的高電平，使T2截止，進而使T1截止，紅外 LED無法獲得

22、電流而發(fā)光，PSD不產(chǎn)生電極電流。與此同時，T4也導通，LF398的采樣/堅持控制端為低電平，S/H處于堅持形狀，后續(xù)除法電路輸出原先的間隔信號，以堅持輸出的延續(xù)性。圖6.1.15超聲波測距運用電路 振蕩器由555電路組成，輸出受引腳4電平控制，為高時振蕩器振蕩，為低時停振，其輸出頻率為 調整RP1可使振蕩頻率為40kHz。該振蕩信號經(jīng)功率晶體管T1驅動脈沖變壓器T放大后驅動超聲發(fā)射器發(fā)出超聲波。調整RP1可使振蕩頻率為40kHz。121o)RP1(2443. 1CRRf 振蕩器的復位信號由雙穩(wěn)電路控制，雙穩(wěn)電路的R、S端分別受六分頻器的輸出及低頻脈沖發(fā)生器的輸出控制。低頻脈沖發(fā)生器是在典型的

23、阻容式振蕩電路的根底上加了一個電阻R4和二極管D1構成,它們使電路處于高電平的時間縮短，因此其輸出是一系列短促的窄正脈沖，其振蕩頻率是 Hz92 . 2123CRf 六分頻器由CD4017構成，其時鐘輸入端接555電路的輸出，即時鐘頻率為40kHz，復位端R與Q5輸出端短路,并作為分頻器的輸出及雙穩(wěn)電路的R輸入。 在R=“0時，CD4017在時鐘脈沖的作用下Q0Q9依次輸出高電平，當R=“1時全部輸出清零。這里當Q5=“1時R=“1，下一個時鐘到來時輸出又從Q0開場依次輸出“1，因此每輸入6個時鐘脈沖，Q5端輸出一個高電平，實現(xiàn)了6分頻。 這樣雙穩(wěn)電路的R輸入脈沖頻率6.67kHz的脈沖波，S

24、輸入是9Hz的窄脈沖波，S脈沖使雙穩(wěn)電路置位輸出“1,R脈沖使雙穩(wěn)電路復位輸出“0。 當雙穩(wěn)電路置位后，555輸出的第6個脈沖復位雙穩(wěn)電路，使555振蕩，直到下一個置位脈沖到來后再輸出5個脈沖。由于置位脈沖頻率遠低于復位脈沖頻率，因此555振蕩器間歇性地輸出40kHz的脈沖波，每組5個脈沖，脈沖經(jīng)脈沖變壓器放大提升功率后驅動超聲波發(fā)射器任務。 超聲接納電路由交流放大器，比較器、6分頻電路,以及時間間隔與脈沖寬度轉換電路組成。 交流放大器為兩極反相交流放大器級聯(lián)構成總增益為80dB，將微弱的接納信號放大10000倍輸出給電壓比較器進展脈沖整形， 將脈沖波整構成CMOS電平的40kHz的超聲波接納

25、脈沖，該脈沖波輸入給6分頻器分頻，作為時間間隔與脈沖寬度轉換電路RS雙穩(wěn)電路的復位信號。 RS雙穩(wěn)電路的置位信號來自發(fā)射電路的6分頻器輸出，發(fā)射電路每發(fā)出5個脈沖串的最后一個脈沖后將其置位。 接納電路每接納5個脈沖串的最后一個脈沖后將其復位，由此Vo是脈沖波，其高電平寬度等于發(fā)射波與接納波傳輸?shù)臅r間間隔。 因此本電路實現(xiàn)了超聲波傳輸時間至脈沖寬度的轉換，只需丈量電路的輸出脈沖寬度就丈量得到了超聲波從發(fā)射到接納的傳輸時間。 脈沖寬度的丈量采用在脈沖高電平的時間內用知頻率的時鐘計數(shù)的方式即可實現(xiàn)，其原理框圖見圖6.1.16所示。圖6.1.16 脈沖寬度丈量原理框圖 設時鐘頻率為fck，計數(shù)器計數(shù)值

26、為Nx，那么所丈量的時間間隔為 假設超聲波的傳輸介質是空氣，溫度為常溫，那么所丈量的間隔為ckfNTxck340fNTvSx 測試轉盤法是將有60個齒的鐵磁圓盤固定在被測轉軸上，磁電式傳感器或渦流傳感器、霍爾傳感器等固定在測盤的外緣，當鐵磁圓盤跟隨轉軸轉動時，傳感器的線圈產(chǎn)生感應電動勢，每轉過一個齒產(chǎn)生一個感應電動勢的峰波，經(jīng)過丈量感應電動勢的頻率就可以丈量轉速。 光電轉換法是在轉軸上面畫60個白條或在轉軸的測盤上由圓心畫出60條白色的半徑，將光源發(fā)出的光照射到條紋上，用光敏元件接納由條紋反射的反射光并轉換電脈沖，經(jīng)過丈量電脈沖的頻率就可以丈量轉速。 圖6.1.17 磁電式轉速傳感器表示圖 丈

27、量系統(tǒng)由磁電式轉速傳感器、前置放大整形電路、頻率丈量電路組成。傳感器是由安裝在機軸上的60個齒的齒輪和安放在齒緣的鐵心線圈組成，鐵心由永磁資料制成。 鐵心線圈的永久磁體應盡量與齒輪接近。當齒輪旋轉時接近永久磁體的齒被磁化，使固定的線圈相對切割磁力線而產(chǎn)生感應電動勢，感應電動勢的大小與永久磁體的磁感應強度，線圈的匝數(shù)，永久磁體接近齒的間隔和轉速有關。 感應電動勢經(jīng)放大整形后成為同頻率的方波脈沖，由頻率計丈量其頻率。設齒數(shù)為z，被丈量轉速為n周/分，那么感應電動勢頻率為由于z=60，故被測轉速為 因此只需丈量感應電動勢的頻率f，就可以丈量得到轉速。60nzf fn 圖6.1.18 基于ICM721

28、6B芯片的轉速丈量電路 圖中A1構成隔直放大電路，A2為比較器用于將放大后的脈動波形整構成規(guī)范電平的方波。ICM7216B構成頻率丈量電路。自轉速傳感器輸出的脈動信號，由電容C1隔離掉脈動信號中的直流分量，并輸至運算放大器的同相輸入端，放大1+R2/R1倍后輸至過零比較器A2的同相輸入端，比較器的輸出即為TTL電平或5VCMOS電平的規(guī)范脈沖信號，其頻率與轉速傳感器輸出脈沖的頻率一樣。 葉輪的葉片可以用導磁資料制造，然后由永久磁鐵、鐵芯及線圈與葉片構成磁路。當葉片旋轉時，磁阻將發(fā)生周期性的變化，從而使線圈感應出脈沖電壓，此脈沖電壓的頻率f即與葉片轉速或流過管道的瞬時流量Q成正比，瞬時流量Q的單

29、位是升/秒L/s，于是有關系式f=KQ，即n式中，K是渦輪式流量傳感器的流量系數(shù)，其單位是脈沖數(shù)/升。K值普通為小數(shù)點后帶兩位小數(shù)的4位數(shù)，在一定的流量范圍、黏度、溫度和壓力下，每個傳感器的K值為一常數(shù)，由廠家標定后向用戶提供。KfQ 單位時間內傳感器輸出的電脈沖數(shù)中含有的K值數(shù)，就是所丈量的流量。由于K為具有小數(shù)位的實數(shù)，假設直接采用分頻器實現(xiàn)除K運算，只能先對K取整小數(shù)點以下四舍五入，然后再進展除法，這樣將會引起較大丈量誤差，且分辨力僅為1L/s。 為了實現(xiàn)小數(shù)除法，可以將計數(shù)的電脈沖值輸出給微處置器，由微處置器進展軟件除法，從而實現(xiàn)流量丈量。此法可以在一定程度上提高丈量丈量精度，但是，由

30、于計數(shù)器無法實現(xiàn)小數(shù)計數(shù)，因此計數(shù)過程舍去的小數(shù)脈沖，并不能由微處置器補償，所以丈量精度不能從本質上得到提高；另一方面，丈量分辨力也無法提高。 處理上述問題的方法是，先根據(jù)流量系數(shù)K小數(shù)點以下的數(shù)據(jù)位數(shù)n，對傳感器輸出的電脈沖進展10n倍頻，然后再由計數(shù)器對倍頻后的脈沖進展計數(shù)，其結果等效為實現(xiàn)了小數(shù)計數(shù)。 綜上所述，基于渦輪式流量傳感器準確丈量流量的方法是，首先將傳感器輸出的電脈沖倍頻10n倍n是流量系數(shù)K小數(shù)點以下的數(shù)據(jù)位數(shù)，普通取n=2，然后由計數(shù)器在單位時間內計數(shù)倍頻后的電脈沖，得到原脈沖頻率100倍的頻率值，將該值除以100K即可得到所測流量。 圖6.1.19 基于渦輪式流量傳感器的

31、流量丈量原理框圖 流量傳感器輸出的電脈沖信號首先需求進展放大整形，變換成規(guī)范電平的方波信號，該信號的頻率與流量傳感器的輸出電脈沖的頻率相等。整形后的信號由后續(xù)的100倍頻電路倍頻100倍這里假設傳感器的流量系數(shù)具有兩位小數(shù)，并輸出至控制與門。 時基電路為由晶體振蕩器構成的秒脈沖發(fā)生器，其輸出占空比50%的方波，周期為2s，高低電平的寬度均為1s，該信號一方面經(jīng)由R1、C1和與門構成的移相電路移相后作為控制與門的門控信號；另一方面經(jīng)由R2、C2和與門組成的上升沿提取電路提取出上升沿，利用該上升沿作為輸出鎖存器的選通訊號，同時該信號作為中斷懇求信號，通知計算機本次丈量完成可以取走丈量結果。 計算機

32、接納到中斷懇求信號后，經(jīng)過接口電路獲取丈量計數(shù)值，將計數(shù)值除以100K便得到所丈量的流量值，單位取決于流量系數(shù)K的單位，假設流量系數(shù)的單位是脈沖數(shù)/L，那么測得的流量單位是L/s。而假設流量系數(shù)的單位是脈沖數(shù)/mL，那么測得的流量單位是mL/s。 6.1.8 編碼器及其運用 轉角通常采用轉角編碼器進展丈量，其根本原理是將轉角轉換成光脈沖或電脈沖，經(jīng)過對脈沖進展計數(shù)實現(xiàn)轉角丈量。 轉角編碼器又稱碼盤，是一種分辨力與精度都較高的測角傳感器。轉角編碼器有兩種類型：一是絕對式編碼器，另一種為增量式編碼器。 增量式編碼器那么是一種轉角/脈沖數(shù)轉換器，輸出的脈沖可由計數(shù)器進展計數(shù)，并可根據(jù)轉動的方向輸出方

33、向信息，因此它可以在丈量轉角的同時，確定轉向，據(jù)此可以丈量相對角度。 增量式轉角編碼器包括：一個構造較為簡單的光脈沖調制盤，光脈沖讀出安裝光電轉換安裝以及一組邏輯與計數(shù)電路，丈量原理框圖如圖6.1.20。圖6.1.20 增量式轉角編碼器丈量轉角原理框圖 光脈沖調制盤的原理圖如圖6.1.21所示。它由三個圓環(huán)組成。兩個外圓環(huán)上均勻分布著一樣數(shù)量的透光與不透光的柵格，并在空間上錯開半格。其中一個圓環(huán)用來產(chǎn)生計數(shù)脈沖，另一個圓環(huán)產(chǎn)生辯向脈沖。由于系統(tǒng)的最小計數(shù)單位是一個脈沖，所以柵格的總數(shù)決議轉角丈量的分辨力。第三個圓環(huán)上只需一條透光的狹縫，由它產(chǎn)生調制盤的參考點位置轉角的丈量零點。 圖6.1.21

34、 光脈沖調制盤的原理圖 假設將調制盤作正向或反向旋轉，光脈沖讀出安裝光電轉換安裝可產(chǎn)生相應的脈沖輸出。正轉時，計數(shù)脈沖波形滯后90于辯向脈沖波形；反轉時，計數(shù)脈沖波形超前90于辯向脈沖波形。調制盤轉過的角度大小與計數(shù)脈沖的個數(shù)成正比，轉向的區(qū)分那么要靠相位上超前還是滯后的區(qū)別。 辨向邏輯與計數(shù)電路如圖6.1.22所示。 圖6.1.22 辨向邏輯與計數(shù)電路 光敏元件輸出的計數(shù)脈沖信號和辯向脈沖信號經(jīng)放大整形后變成了方波脈沖Pl和P2，兩者相位上的關系與轉向有關，如圖6.1.23(a)、(b)所示。 (a) (b)圖6.1.23 計數(shù)脈沖信號和辯向脈沖信號(a)正轉時；(b)反轉時圖6.2.1 數(shù)

35、據(jù)采集輸入通道及ADC接口 A/D轉換器選用MAX196，為雙極性12位并行轉換并行輸出，A/D轉換器由軟件向0344H接口寫入控制字啟動。轉換形狀INT由0342H口輸入的 D0位的高低電平判別，為高時表示正在轉換，為低時表示轉換終了，數(shù)據(jù)可以輸出。 轉換結果，由輸入指令從0344H口讀取，由于是12位并行讀取，故需求在讀取的同時給PC104總線的 線施加一低電平驅動信號，這里采用 OC門加上拉電阻的方式實現(xiàn)，OC門的輸入為讀數(shù)負脈沖，經(jīng)OC門后產(chǎn)生負驅動信號，驅動 線，實現(xiàn)12位轉換結果并行讀出。 IOCS1616IOCS 譯碼器采用74LS154，由于數(shù)據(jù)輸入為16位并行，因此外設口均為

36、偶地址。 為了確保計算機在進展 DMA操作時不影響本數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的I/O操作，這里使AEN信號參與譯碼，且僅當AEN=“0 時譯碼器任務，而當計算機進展DMA操作時AEN=“1，譯碼器不任務，以防止了I/O操作和 DMA操作發(fā)生沖突。 譯碼地址分配表 譯 碼 地 址分 配 對 象Y0 (0340H)通道選擇Y1 (0342H)讀A/D轉換形狀標志Y2 (0344H)寫A/D控制字及讀A/D轉換結果Y3 (0346H)未用Y4 (0348H)未用Y5 (034AH)未用Y6 (034CH)未用Y7 (034EH)未用 mov dx, 0342hstatus: in al, dx and al,

37、01h jnz status ；判INT的形狀 mov dx, 0344h in ax, dx ；取A/D轉換結果圖6.2.3 通道表構造數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的原理框圖 采集系統(tǒng)由輸入多路模擬開關、可編程增益放大器、通道表存儲器、地址計數(shù)器、A/D轉換器、采樣定時器以及接口電路組成。計算機總線為ISA總線，控制方式采用中斷方式。 本采集系統(tǒng)共32個通道，模擬開關采用兩片CD4067級聯(lián)構成，控制信號除4路通道地址線外，另需利用制止Inhabit信號進展片選，因此模擬開關的控制信號有5個。 可編程增益放大器的增益共有1、2、4、8、16、32、64、128八擋，需求三個地址選擇信號經(jīng)3-8譯碼后選擇對應

38、的增益。由此可知，通道選擇及增益選擇的控制信號共需8個，正好構成一個字節(jié)，這就是本采集系統(tǒng)的通道控制字節(jié)，通道控制字節(jié)就是通道表的存儲內容。 D7D6D5D4D3D2D1D0InhabitA3A2A1A0A2A1A0 通道表存儲器采用28C16E2PROM，地址計數(shù)器采用74LS161級聯(lián)構成，由于28C16的存儲容量為2K，因此需求12Bits二進制地址線，故需采用3片74LS161級聯(lián)成12Bits地址計數(shù)器，A/D轉換器為MAX196。 電路的任務過程為： 1根據(jù)數(shù)據(jù)采集的要求編制通道表 。 2向存儲器寫入通道表，過程為： 向0340H口寫入恣意數(shù)清零地址計數(shù)器；向0346H口寫入00H，使數(shù)據(jù)總線三態(tài)隔離器處于導通形狀；依次向0344H口寫入通道表中的控制字節(jié)，寫入的數(shù)量與通道表的長度相等。終了后即可開場進展數(shù)據(jù)采集。 3向0346H口寫入01H，使數(shù)據(jù)總線三態(tài)隔