高頻振幅調制電路

1、1振幅調制2雙邊帶信號雙邊帶信號 在調制過程中在調制過程中,將載波抑制就形成了將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號抑制載波雙邊帶信號,簡稱雙邊帶信號。簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調制信號相乘得到它可用載波與調制信號相乘得到,其表示其表示式為式為( )( )( )( )cos( )cosDSBCDSBCccutkf t kf t uutkU U ttg tt在單一正弦信號u=Ucost調制時,3圖66 DSB信號波形 u0(a)uCtuDSB(t)0t(b)(c)t001800U(t) U cost4可以看出，可以看出，DSBDSB信號的特點為信號的特點為5 單邊帶信號單邊帶信號 單邊帶（單邊帶

2、（SSBSSB）信號是由）信號是由DSBDSB信號經邊帶濾信號經邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調制過程中波器濾除一個邊帶或在調制過程中, ,直接將一直接將一個邊帶抵消而成。個邊帶抵消而成。 當取上邊帶時當取上邊帶時( )cos()( )cos()SSBcSSBcutUtutUt取下邊帶時取下邊帶時6圖圖67 單音調制的單音調制的SSB信號波形信號波形 uSSB(t)0tfc FU7圖圖68 單邊帶調制時的頻譜搬移單邊帶調制時的頻譜搬移 0F(a)f0(b)ffcfc F0(c)f帶寬為帶寬為F F8 為了看清為了看清SSBSSB信號波形的特點信號波形的特點, ,下面分析下面分析雙音調制時產生的雙音

3、調制時產生的SSBSSB信號波形。為分析方便。信號波形。為分析方便。設雙音頻振幅相等設雙音頻振幅相等, ,即即12212121212121( )coscos112cos()cos()2211cos()cos() cos2211cos()cos()222DSBcSSBcutUtUtuUttuUtttUutt 且且21,則可以寫成下式則可以寫成下式:受受u調制的雙邊帶信號為調制的雙邊帶信號為（619） (620) (621)(622) 9進一步展開進一步展開121cos()cos()424SSBccUUutt(623) 10圖圖69 69 雙音調制時雙音調制時SSBSSB信號的波形和頻譜信號的波形

4、和頻譜u0(a)t12(21)12(12)12(12)c12(21)t0uSSB(t)(b)SSB信號頻譜(c)等幅雙音調制信號頻譜ff00F1F2fc F1fc F211 ( )cos( )sinSSBccuf ttf tt12211( )( )( )1sgn( )( )sgn( ) ( )( )sgn( )jff tf tttjtFjFFe 由于 sgn()sgn()是符號函數是符號函數, ,可得可得f f(t)(t)的傅里葉變換的傅里葉變換 (626) (627) (628) 13圖圖610 610 希爾伯特變換網絡及其傳遞函數希爾伯特變換網絡及其傳遞函數 14 圖圖611語音調制的語音

5、調制的SSB信號頻譜信號頻譜(a)DSB頻譜頻譜 (b)上邊帶頻譜上邊帶頻譜 (c)下邊帶頻譜下邊帶頻譜 0(a)cFDSB()cmcmF(c)2F(c)2ccmcm0(b)FSSBU()cm0(c)FSSBL()cmcmcm15電壓電壓表達式表達式普通調幅波普通調幅波tcos) tcosm1 (V0a0載波被抑制雙邊帶調幅波載波被抑制雙邊帶調幅波tcostcosVm00a單邊帶信號單邊帶信號t )cos(V2m00a) t )cos(V2m(00a或波形圖波形圖頻譜圖頻譜圖0-0+m0aVm210-0+m0aVm21信號信號帶寬帶寬)2( 2)2( 220-0+ 三種振幅調制信號三種振幅調制

6、信號16 AMAM，DSBDSB，SSBSSB信號都是將調制信號的頻譜搬移信號都是將調制信號的頻譜搬移到載頻上去，搬移過程中頻譜結構不發(fā)生變化，屬于到載頻上去，搬移過程中頻譜結構不發(fā)生變化，屬于頻譜的線性搬移頻譜的線性搬移 AM：DSB: SSB:)()()(tutkftucDSB這些調制的實現以這些調制的實現以乘乘法器法器為基礎。為基礎。 17調制包括：高電平調制和低電平調制調制包括：高電平調制和低電平調制高電平調制高電平調制：將功放和調制合二為一，調制后不需放大，即可發(fā)射低電平調制低電平調制：將功放和調制分開，調制后需要放大方可發(fā)射。l調制方法：用非線性器件調制方法：用非線性器件組合頻率分

7、量組合頻率分量 濾濾波取出有用分量波取出有用分量18 AM：DSB:SSB:)()()(tutkftucDSB這些調制的實現以這些調制的實現以乘乘法器法器為基礎。為基礎。 19高電平調制：將功放和調制合二為一，調制后不需放大，即可發(fā)射低電平調制：將功放和調制分開，調制后需要放大方可發(fā)射。l調制方法：用非線性器件調制方法：用非線性器件組合頻率分量組合頻率分量 濾濾波取出有用分量波取出有用分量20利用功放的調制特性來完成調制 基極調制基極調制欠壓區(qū)集電極調制集電極調制過壓區(qū)UBBUCC21ucT1UccT2Ucc0uuAMT322)cos1 (cos1)(00001tmkUtUUkUtuUkkUI

8、cccccccccccUcc023uuo(t)H(j)VDucuDiDi(a)0(b)fFfc2fc3fc帶通濾波器BPF單二極管調制電路及頻譜 )coscos(.)3cos32cos221()(tUtUttguutKgicCccDCcDD 當當UCU時時,可知可知,流過二極管的電流流過二極管的電流iD為為:2425差分對電差分對電路路單差分對單差分對AM調幅電路調幅電路UEE差分輸出電流差分輸出電流TAEEBoTAooUuUuIUutIi2tanh12tanh)(ACuu Buu TcEEccocTcEEoTAEEBooUUxUUmtxtxtmItUUUtUIUuUuIi,3cos)(cos

9、)(cos1cos2tanhcos12tanh131令令用中心頻率為用中心頻率為fcfc，帶寬為帶寬為2 2F F濾波器濾波后，有：濾波器濾波后，有： 26DSB調制電路調制電路二極管調制電路（1）二極管平衡）二極管平衡DSB調制器調制器帶通濾波器T1RLT2ucVD1VD2N2uD1uD2AN1N1OBN2ON1uN2uo(t)二極管平衡二極管平衡DSB調制電路調制電路 27當當U UC CUU時，輸出變壓器的次級電流時，輸出變壓器的次級電流濾波器的中心頻率為濾波器的中心頻率為fc,fc,帶寬為帶寬為2 2F,F,諧振阻抗為諧振阻抗為R RL L, ,則輸出電壓為則輸出電壓為28如果如果u

10、uc c 、u u的位置交換，則該電路不能得到的位置交換，則該電路不能得到DSBDSB信號信號。29i1i2(a)i20t(b)(d)(c)uot00ti10tuD1uD2i2i100tuu二極管平衡二極管平衡DSB調制器波形調制器波形 30二極管環(huán)形電路（雙平衡調制器）二極管環(huán)形電路（雙平衡調制器）ttUgRutUttgutKgicDLoccDcDL coscos8cos.)3cos34cos4(2)(2 輸出電流經濾波后,有 。31SSB調制電路調制電路 32阻帶40通帶阻帶過濾帶b/dB0fcfc Fminfc Fminfc Fmaxf33ttfttftuccSSBsin)(cos)()

11、(34平 衡調制器 A/2平 衡調制器 B/2f (t)f (t)cos ctcosctsinctf (t)sin ctuSSB 上 邊 帶 下 邊 帶0F ()0cc0F ()j0cc35調幅信號的解調調幅信號的解調 36ui非線性電路(器件)低 通濾波器u00fttf00F(a)(b)fc Ffcfc F包絡檢波的原理框圖 37（2）同步檢波）同步檢波插入載波同步解調器低通濾波器uUcos (ctc)DSB信號SSB信號或ffc Ffcfc Fffc F00fF038低通濾波器us(a)uour包絡檢波器us(b)uour同步檢波器 的兩種類型(a)乘積型; (b)疊加型39二極管峰值包絡

12、檢波器二極管峰值包絡檢波器uiCRVDuo(a)CRuoui(b)CR(c)uo 二極管峰值包絡檢波器(a)原理電路 (b)二極管導通 (c)二極管截止40RcRcc11()0()cZZR 41uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通斷斷通(a)(b)(c)t00 0tUouoiDUav42結論：結論： 430iDgDuDuDUottiD0iDmax(a)(b)44當輸入當輸入AM信號時信號時45u 二極管兩端的電壓：二極管兩端的電壓： 二極管電壓波形圖二極管電壓波形圖 46 檢波電路中輸出電壓包含直流和調制分量，檢波電路中輸出電壓包含直流和調制分量，如果只需輸出調制頻率電壓，則可在原電路的

13、基如果只需輸出調制頻率電壓，則可在原電路的基礎上增加隔直電容礎上增加隔直電容CgCg和負載和負載RgRg。 此時輸出電壓只有調制頻率存在，即此時輸出電壓只有調制頻率存在，即u uo o=u=u 47 48modUUK CdmUUK （6- 44）（6- 45）49tUucms cos )cos(sin)cos1(cos1(cossin)(max00 mDmDDUgUgiI）)cossin()cos1(cos1(cossin)(max11 mDmDDUgUgiI）)cos1()(0max mDmDDUgUUgi：(6-46)(6-47)(6-48)50000coscoscos(sincos )m

14、dmmDmmUUKUUUI Rg RUU (6-49)(6-50)(6-51)3333RrRgDD 33(tan)()133DDDg Rg Rg R 51)cos1()(0tmUKtUmD (6-52)52(2)輸入電阻輸入電阻Ri 檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻R Ri i及輸入電容及輸入電容C Ci i。輸入電。輸入電阻影響前級中頻放大器的品質因數和放大器的增益，輸入電阻影響前級中頻放大器的品質因數和放大器的增益，輸入電容影響諧振頻率。容影響諧振頻率。CRisR0LC1ZiRiCi檢波器的輸入阻抗 前級放大器諧振電路531323353(sincos )(sinco

15、s )()(1)()622612332232mmiDDmDDDDDUURgIgUggRgRgg 1IURmi (6-53)(6-54)54也可以從功率的角度來分析。也可以從功率的角度來分析。 因為因為r rD D很小，很小， 很小，所以可以認為二極管很小，所以可以認為二極管基本不消耗能量，輸入功率就等于電阻基本不消耗能量，輸入功率就等于電阻R R上消耗的功上消耗的功率。即檢波效率近似為率。即檢波效率近似為1 1，因此有：，因此有：222220RRRURURUiimm 得得：，550uCtui惰性失真的波形 不能跟隨包絡變化 在二極管截止期間在二極管截止期間, ,電容電容C C兩端電壓下降的速度

16、取決于兩端電壓下降的速度取決于RCRC的的時常數。如果電容放電速度很慢，使的輸出電壓不能跟隨時常數。如果電容放電速度很慢，使的輸出電壓不能跟隨輸入信號包絡下降的速度，那么檢波輸出將與輸入信號包輸入信號包絡下降的速度，那么檢波輸出將與輸入信號包絡不一樣，產生失真。把由于絡不一樣，產生失真。把由于RCRC時間常數過大而引起的這時間常數過大而引起的這種失真稱做惰性失真。種失真稱做惰性失真。56 為了避免產生惰性失真為了避免產生惰性失真, ,必須在任何一個高頻周期內必須在任何一個高頻周期內, ,使使電容電容C C通過通過R R放電的速度大于或等于包絡的下降速度放電的速度大于或等于包絡的下降速度, ,即

17、：即：( )ouU ttt 設輸入為單音調制設輸入為單音調制AMAM波波, ,則在則在t t1 1時刻其包絡的變化速度為：時刻其包絡的變化速度為：11sin)cos1()(tUmtttmUtttUmm 二極管停止導通的瞬間二極管停止導通的瞬間,電容兩端電壓電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包近似為輸入電壓包絡值絡值,即即uC=Um(1+mcost)。在。在t1時刻通過時刻通過R放電的速度為：放電的速度為：11111()(1cos)ttCRCCmuuteUmtttttRC 57將式將式(656)(656)和式和式(657)(657)代入式代入式(655),(655),可得：可得：1111111(1c

18、os)sin|sin|sin111cos)(1cosmmmmUmtmUtRCmUtmRCtAmtUmtRC （ 實際上實際上, ,不同的不同的t t1 1, ,U U(t)(t)和和u uC C的下降速度不同的下降速度不同, ,為避免產生惰為避免產生惰性失真性失真, ,必須保證必須保證A A值最大時值最大時, ,仍有仍有A Amaxmax11。故令。故令d dA Ad dt t1 1=0,=0,得：得：(6-58)(6-59)代入式代入式(658),(658),得出不失真條件如下得出不失真條件如下: :1costm 58(6-60)(6-61)21mRCm maxmaxmax21mRCm 59

19、 usCVDRRgCg( a )usutt00( b )( c )URUCusCVDRRgCg( a )usutt00( b )( c )URUC底部切削失真 u60 RCgRUURR (1)CCggRUmURRRRmRRR (6-62)(6-63)(6-64)61C1(a)C2R2RgCgR1(b)射隨器RRg減小底部切削失真的電路 62 uiR(a)(c)(b)uCVDuDR1CgRgC1RVDEcCcuDttt000uCui 圖圖646并聯檢波器及波形并聯檢波器及波形(a)原理電路原理電路 (b)波形波形 (c)實際電路實際電路 uiR(a)(c)(b)uCVDuDR1CgRgC1RVD

20、EcCcuDttt000uCuiuiR(a)(c)(b)uCVDuDR1CgRgC1RVDEcCcuDttt000uCui(a)(c)(b) 二極管電壓就是輸出電壓二極管電壓就是輸出電壓 輸出電壓具有高頻分量，后面輸出電壓具有高頻分量，后面需要加低通濾波器。需要加低通濾波器。63三、同步檢波器三、同步檢波器 1乘積型同步檢波器 乘法器低通濾波器LPFuousur乘積型同步檢波器框圖（1）DSBDSB信號解調信號解調 設輸入信號為DSB信號,即us=Uscostcosct,本地恢復載波ur=Urcos(rt+),而且設r-c=c，則這兩個信號相乘為：64經低通濾波器的輸出,且考慮r-c=c在低通

21、濾波器頻帶內,有：cos()cosoocuUtt 可以看出，經過乘法器，把信號頻譜線性地從c兩側搬移到了到r-c和rc兩側，如圖：乘積型同步檢波器的頻譜(a)DSB信號頻譜；(b)相乘后信號頻譜c-r-cr+cr-c+r-c-r+c-r+c+cc+上邊帶上邊帶下邊帶下邊帶(a)(b)65由上式可以看出, ：當恢復載波與發(fā)射載波同頻同相時,即r=c，=0,則: uo=Uocost 輸出將無失真地將調制信號恢復出來。若恢復載波與發(fā)射載波有一定的頻差,即r=c+c uo=Uocosctcost 引起振幅失真。若只有一定的相差，但頻率相同，則： uo=Uocoscost 引入一個振幅衰減因子，使振幅減

22、小66（2）SSB信號的解調則則：信信號號為為：設設tUuSSBcss)cos( coscos()cos ()cos ()2srsrcrsrrcrcu uU UttU Utt （）當c=0,=0,則: uo=Uocost ，輸出將無失真恢復調制信號。當c0,=0則：uo=Uocos（-c)t 引起頻率失真。當c=0,0, 則：uo=Uocos(t-) 只改變相位，沒失真。經低通濾波器的輸出,且考慮r-c=c在低通濾波器頻帶內,有：cos()oocuUt 672. 疊加型 疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復載波,使之成為或近似為AM信號,再利用包絡檢波器將調制信號恢復出來。如圖所示。u

23、susururCR疊加型同步檢波器原理圖uo相加器usur包絡檢波器u1(a)(b)68（1）疊加型DSB信號檢波 對DSB信號而言,只要加入的恢復載波電壓在數值上滿足一定的關系,就可得到一個不失真的AM波。設：rcrrrcsstUuttUu 且且,cos,coscosttmUtUUtUttUtUuuucrscrcrcsrrsr cos)cos1()cos1(coscoscoscos1 顯然通過把輸入信號與插入載波相加，就可得到AM信號，通過包絡檢波器就可以恢復出調制信號。69(2) 疊加型SSB信號檢波設單頻調制的單邊帶信號(上邊帶)為：cos()coscossinsinsscscscuUt

24、UttUtt coscossinsincos(cos)cossinsincossin( )cos( )srscscrcsrcscccmcuuUttUttUtUtUtUttAtBtUttt rssUtUtUABt cossinarctanarctan)(則：恢復載波：恢復載波：tUtUucrrrrcoscos=70tmmUtUUUUUtUUUUtUtUUtUUtUUtUBAtUrrsrsrsrsrssrsrsrsm cos21cos2)(1cos2sincos2cossin)cos()(22222222222222 上上式式可可近近似似為為：時時當當式式中中,1, mUUmrs)cos1(cos

25、21)(tmUtmUtUrrm 1211)1(21xxx可見把可見把SSB信號和插入載波相加后，得到近似的信號和插入載波相加后，得到近似的AM波波形，經過包絡檢波可恢復出調制信號。形，經過包絡檢波可恢復出調制信號。71混頻混頻一、混頻的概述混頻的概述 1、混頻器的功能：頻譜的線性搬移電路 組成：兩個輸入電壓,輸入信號us和本地振蕩信號uL,其工作頻率分別為fc和fL,一個輸出信號為uI,稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻,稱為中頻fI,fI=fLfc72顯然，中頻輸出信號與輸入信號的包絡形狀相同，顯然，中頻輸出信號與輸入信號的包絡形狀相同，只是填充頻率不同，即內部波形疏密程度不同。只

26、是填充頻率不同，即內部波形疏密程度不同。73中頻中頻fI與與f、 f的關系的關系當混頻器輸出取差頻時，有當混頻器輸出取差頻時，有fI ff或者或者 fI ff和頻：和頻：fI ff當當fI f，稱為向上變頻，稱為向上變頻 此時，雖然高中頻比此時輸入的高頻信號頻率還要高，仍此時，雖然高中頻比此時輸入的高頻信號頻率還要高，仍稱為中頻。稱為中頻。74振幅調制與解調電路、混頻器都是頻譜的線性搬移電路。振幅調制電路：振幅調制電路：即低頻信號線性搬移到載頻位置即低頻信號線性搬移到載頻位置解調電路：解調電路：將已調信號的頻譜從載頻（或中頻）線性搬移到將已調信號的頻譜從載頻（或中頻）線性搬移到低頻位置低頻位置

27、混頻器：混頻器：將位于載頻的已調信號的頻譜線性搬移到中頻處將位于載頻的已調信號的頻譜線性搬移到中頻處FfFcFFfcFFfIFfFfIc因此，可以用同樣形式的電路來完成不同的搬移功能，因此，可以用同樣形式的電路來完成不同的搬移功能，只不過輸入輸出信號不同。只不過輸入輸出信號不同。75 2混頻器的工作原理 設輸入到混頻器中的輸入已調信號us和本振電壓uL分別為： 這兩個信號的乘積為：tUuttUuLLLcss coscoscos ttUutttUUtttUUuuIIIcLcLsLLcsLsLcoscos)cos()cos(cos21coscoscos 如中頻取差頻fI=fL-fc，經過帶通濾波器

28、取出中頻及所需邊帶，則混頻器輸出為：76下圖是混頻器的實現原理框圖。下圖是混頻器的實現原理框圖。帶通濾波器usuouLuI(a)帶通濾波器非線性器件uIuouL(b)混頻器的組成框圖 su77本振為單一頻率信號tLjtLjLLeetu21costLjLtLjLee21)(21)(21)(1)(2)()()(LLLF 由于由于故本振信號的頻譜故本振信號的頻譜 下面從頻域再看混頻的過程。下面從頻域再看混頻的過程。78)()(21)()()(21)()(21)(LsLsLLssLoFFFFFF 輸入信號頻譜為Fs(),則： 可以看出，不管輸入信號是AM、DSB還是SSB信號，經過相乘后，只是頻譜位置

29、改變，而頻譜結構并沒有變化，可用帶通濾波器取出所需要的中頻信號。下圖是混頻器的頻譜變換。79 (Lc)I (Lc)0ILcLc|Fo()|cc0(b)(c)LL0(a)|Fs()|FL()|混頻過程中的頻譜變換(a)本振頻譜 (b)信號頻譜 (c)輸出頻譜 80混頻器的分類混頻器的分類混頻混頻：由單獨的振蕩器提供本振電壓的混頻電路稱為混頻器。變頻變頻：振蕩和混頻功能由一個非線性器件完成的混頻電路稱為變頻器。有時也將振蕩器和混頻器合起來稱為變頻器。實際應用中，通常將 “混頻”和“變頻”兩詞混用。813混頻器的主要性能指標（1）變頻增益 變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電

30、壓振幅Us之比,即：sIPCsIVCPPKUUK )lg(10)()lg(20)(sIPCsIVCPPdBKUUdBK或用分貝表示為：電壓增益：功率增益：變頻增益表征了變頻器把高頻信號變換為輸出中頻變頻增益表征了變頻器把高頻信號變換為輸出中頻信號的能力，增益越大，變換能力越強。信號的能力，增益越大，變換能力越強。82（2）噪聲系數混頻器的噪聲系數NF定義為：）輸輸出出信信噪噪比比（中中頻頻頻頻率率）輸輸入入信信噪噪比比（信信號號頻頻率率 FN（3）失真與干擾 變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。 除此之外,還會產生各種非線性干擾,即由于器件的非線性而存在著組合頻率的干擾，這些組合頻率往往伴隨著

31、有用信號的存在，嚴重影響混頻器的正常工作。 描述了混頻器對所傳信號的信噪比影響程度。描述了混頻器對所傳信號的信噪比影響程度。83（4）變頻壓縮通常采用實際輸出電平 低 于 其 理 想 電 平3dB的輸入電平大小來表示壓縮性能的好壞，此電平越高，性能越好。中頻輸出電平/dB3dB3dB壓縮電 平輸入電平 /dB 混頻器輸入、輸出電平的關系曲線 理想曲線實際曲線中頻輸出電平（dB)LSIUUU2184(5)選擇性 混頻器的中頻輸出應該只有所要接收的有用信號(反映為中頻,即fI=fL-fc),而不應該有其它不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中,由于各種原因,總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號.因此

32、，混頻器的選擇性是表示對中頻以外的其他頻率成分的抑制能力。85二、混頻電路二、混頻電路 1晶體三極管混頻器 f0 fIUCCUBBuLusic晶體三極管混頻器原理電路 86設輸入信號和本振信號分別為：LsLLLcssUUtUutUu 且且,cos,cos 時變偏置電壓LBBBBuUtU)(輸出回路對中頻諧振晶體管集電極電流ic是ube的函數nsBBnsBBsBBsBBBBcutUfnutUfutUfutUftUfi)(!1)( ! 31)( ! 21)( )()(32icf(ube)=f(us+BB（t）)在時變工作點處，將上式對us展開成泰勒級數87當當sUs,大信號工作,因此可得輸出電流i

33、o為：tUttgutKgicsLLDsLDo cos.3cos32cos2212)(2 94混頻器的干擾混頻器的干擾干擾：干擾： 除了有用信號以外的所有信號統稱為干擾。產生干擾的原因：產生干擾的原因：混頻器的非線性作用。形成干擾的條件：形成干擾的條件：（1）是否滿足一定的頻率關系；（2）滿足頻率關系的幅值是否較大混頻器的主要干擾有以下幾類：混頻器的主要干擾有以下幾類：由正常的信號和本振的組合頻率產生接近中頻的干擾，即干擾由正常的信號和本振的組合頻率產生接近中頻的干擾，即干擾哨聲。哨聲。外來干擾與本振的組合干擾，叫副波道干擾。外來干擾與本振的組合干擾，叫副波道干擾。外來干擾互相作用形成的互調干擾

34、外來干擾互相作用形成的互調干擾外來干擾與信號形成的的交叉調制干擾外來干擾與信號形成的的交叉調制干擾阻塞、倒易混頻干擾等阻塞、倒易混頻干擾等95一、信號與本振的自身組合干擾一、信號與本振的自身組合干擾 cLqfpff 輸入信號輸入信號 和本振電壓和本振電壓 ，則混頻器產生的，則混頻器產生的組合頻率分量為：組合頻率分量為： 當有用中頻為差頻時，即當有用中頻為差頻時，即 或或 ，ffpfqfffqfpfILcIcL或cLIfffLcIfffcsfu LLfu若中頻帶通濾波器的的帶寬為若中頻帶通濾波器的的帶寬為 ，那么凡是滿足，那么凡是滿足f2兩種情況的組合頻率分量都會形成干擾，則信號頻率為兩種情況的

35、組合頻率分量都會形成干擾，則信號頻率為qfqffqpfILc當取當取 時，上式變?yōu)闀r，上式變?yōu)閏ILfffpqffpqpfIc1故故pqffpqpffIIc11IfffIffI96通常取通常取 ，故上式可以近似表示為，故上式可以近似表示為 Iff pqpffIc1（6-105）該式等價于該式等價于qffqpfILc（6-104）稱為變頻比。稱為變頻比。 Icff 當變頻比確定時，總能找到滿足（6-105）和（6-106）的p、q整數值，但嚴重的干擾還是那些p和q都比較小的低階干擾，這是因為p、q越大其對應分量的幅度也小。 通常，5階以上的組合頻率干擾可忽略不計。當取當取 時，可得時，可得LIc

36、fffqppffIc1（6-106）這種干擾是信號本身（或其諧波）與本振信號的各次諧波組這種干擾是信號本身（或其諧波）與本振信號的各次諧波組合形成的，與外來干擾無關，減少這種干擾的方法是減少干合形成的，與外來干擾無關，減少這種干擾的方法是減少干擾點的數目擾點的數目。97下表 是 fcfI 與p、q的關系表 編號1234567891011121314151617181920p01121231234123412312q12334445555666677788fc/fI12132/33/241/21252/53/44/35/21/33/512/71/2例如： 調幅廣播收音機的中頻為465kHz，某電

37、臺發(fā)射頻率為fc=931kHz，接收機本振頻率為fL=931+465=1396kHz。則干擾為：3階和8階干擾。2號：3階干擾，2fC-fL=1862-1396=466,會產生1kHz的干擾哨聲。10號：8階干擾， 5fC-3fL=46798抑制干擾哨聲的方法（1 1）正確選擇中頻數值，減少干擾點，排除低階干擾。）正確選擇中頻數值，減少干擾點，排除低階干擾。 例如一個短波收音機，波段范圍為230MHz。 選fI=1.5MHz時,變頻比為1.3320,則干擾點為： 2、4、6、7、10、11、14、15 選fI=0.5MHz時,變頻比為460,則干擾點為：7、11 選fI=70MHz時,變頻比為

38、0.0290.43,則干擾點為：12、16、19（2 2）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)，減少組合頻率分量）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)，減少組合頻率分量 由于icIco(t)gm(t)us,令gm(t) 的諧波分量盡可能少或使組合頻率分量的幅度減小減小本振電壓和輸入信號的幅值。（3 3）采用合理的電路形式，減少組合頻率分量或使組合頻率分）采用合理的電路形式，減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。量的幅度減小。99二、外來干擾與本振的組合干擾（外來干擾本振假二、外來干擾與本振的組合干擾（外來干擾本振假fI）這種干擾是指外來干擾與本振信號由于混頻器的非線性而形成的假中頻。這種干擾也叫副波道干擾或寄生

39、通道干擾。設干擾電壓為uJ(t)=UJcosJt,頻率為fJ。由前面（由前面（6-1046-104）式，）式，qffqpfILcqffqpfILJ 如果干擾頻率fJ滿足式（6-104），即： 就能形成干擾。因fL由所接收的信號頻率決定,用fL=fc+fI代入上式,可得：ICJfqpfqpf11001.中頻干擾 當p=0,q=1時，fJ=fI ，顯然這是中頻干擾，n=p+q=1為一階。抑制中頻干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性，加中頻陷波器。（2）采用高中頻，使中頻干擾頻率遠離信號頻率fC。0fJ fIf0 fcfLICI去高放(a)(b)1012鏡像干擾 當p=1，q=1時，外來干擾頻率fJ

40、=fL+fI,這個干擾頻率與信號頻率fC相對本振頻率成鏡象關系，因此叫鏡象干擾，2階干擾。 這個干擾信號uJ一旦進入混頻器，也與uL混頻，在混頻器輸出端會產生差頻 fJ-fL=fI,從而接收機能聽到干擾電臺的聲音。f0 fcfLfJfIfIf鏡像干擾的頻率關系 fJ、fC互為鏡像關系102抑制鏡像干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）采用高中頻，使干擾頻率遠離信號頻率fC。3組合副波道干擾組合副波道干擾 對于qffqpfILJ當當pq時，存在一部分干擾，頻率為時，存在一部分干擾，頻率為qfffILJ 當當p = q =2，3，4時2ILJfff3ILJfff4ILJfff由于由于IILLJ

41、Lfqffqqfqfqf故故ILIqfqff即為即為n2q即即2q階的組合干擾階的組合干擾這類干擾對稱分布在這類干擾對稱分布在fL兩側，與兩側，與fL間隔為間隔為qfI103fIfI抑制組合副波道干擾的措施（1）提高前端電路的選擇性（2）采用高中頻，使干擾頻率遠離信號頻率fC。104三、三、 交叉調制干擾交叉調制干擾(交調干擾交調干擾) 當干擾信號進入混頻器時，它和有用信號就會形成交叉調制，產生干擾。 現象是當收聽信號臺時，可同時收聽到有用信號和干擾信號的聲音。但一旦有用信號消失后，干擾信號也隨之消失。含義是干擾信號的包絡轉移到了有用信號的載波上，然后和本振混頻，產生中頻，而形成干擾。 因此，

42、信號頻率和干擾頻率間沒有固定的關系。設干擾和有用信號同時進入混頻器，且：JLsJJJJLLLcssuuuuttmUutUutUu則總輸入：干擾信號：本振信號：有用信號：cos)cos1 (coscos105由非線性器件的i=f(t)展開成泰勒級數為：.)(44332210 uauauauaaufi 因為中頻信號的組合頻率系數之和為2。所以只有偶次方項才能產生中頻信號，且：JsJLsLJLsuuuuuuuuuu2222222 注：相連乘積項可產生中頻)222()222(2222224JsJLsLJLsJsJLsLJLsuuuuuuuuuuuuuuuuuuu 106合并后，得到能產生中頻的各項為：

43、LsJsLsLsLuuuauuauuauua243434212442 可以看出，式中前3項是有用信號產生的，第4項和干擾有關，因此：2222442241212(1cos) cos6(1cos) (1cos2)JsLJJJJsLJJJJsLa u u ua Umtt u ua Umtt u u 224243(1cos) cos()13(12cos)cosIJLsJJLcJJLsJJIua U U Umttma U U Umtt 因此，由干擾信號產生的交調干擾為：107由此概括出來：由此概括出來：（1 1）交調干擾實際上是通過非線性作用，將干擾信號的調制）交調干擾實際上是通過非線性作用，將干擾信號

44、的調制信號解調出來后再調制到有用信號載頻上。信號解調出來后再調制到有用信號載頻上。（2 2）交叉調制是由泰勒多項式中的）交叉調制是由泰勒多項式中的4 4次以上偶次方產生的。次以上偶次方產生的。（3 3）有用信號消失，）有用信號消失，U US S=0=0，交調干擾也消失。交調干擾也消失。（4 4）交調干擾幅度與干擾電壓的幅度平方成正比。）交調干擾幅度與干擾電壓的幅度平方成正比。抑制交調干擾的措施抑制交調干擾的措施（1 1）提高前端電路的選擇性）提高前端電路的選擇性（2 2）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)、采用的器件與合理的電）正確選擇混頻器的工作狀態(tài)、采用的器件與合理的電路形式減少組合頻率分量或使組合

45、頻率分量的幅度減小路形式減少組合頻率分量或使組合頻率分量的幅度減小。108四、互調干擾四、互調干擾 互調干擾是由兩個或多個干擾電臺信號作用于混頻互調干擾是由兩個或多個干擾電臺信號作用于混頻器的輸入端，在混頻器中組合而形成的干擾。器的輸入端，在混頻器中組合而形成的干擾。如混頻器輸入端除有用信號電壓us、本振電壓uI外，還存在兩個干擾電壓uM1和uM2，它們的頻率分別為fM1和fM2，在混頻器中uM1和uM2混頻，當產生的組合頻率等于或接近于有用信號fs時就會形成干擾。抑制方法：抑制方法： 由于互調干擾與交調干擾一樣都是由非線性特性的4階以上組合頻率產生，所以減少這種干擾最有效的方法是設法消除高次

46、方項；同時提高前級電路的選擇性。109第第7 7章章 角度調制與解調角度調制與解調一、概述一、概述1 1、角度調制、角度調制 是正弦波的瞬時頻率或瞬時相位隨調制信號變化的調制方是正弦波的瞬時頻率或瞬時相位隨調制信號變化的調制方式。式。2 2、分類、分類 頻率調制（頻率調制（FMFM）和相位調制（和相位調制（PMPM） 頻率調制：頻率調制：使高頻振蕩信號的頻率按調制信號的規(guī)律變化，使高頻振蕩信號的頻率按調制信號的規(guī)律變化，即瞬時頻率的變化與調制信號成線性關系，而振幅保持恒定即瞬時頻率的變化與調制信號成線性關系，而振幅保持恒定的一種調制方式。的一種調制方式。 相位調制相位調制：使高頻振蕩信號的相位

47、按調制信號的規(guī)律變化，使高頻振蕩信號的相位按調制信號的規(guī)律變化，即瞬時相位的變化與調制信號成線性關系，而振幅保持恒定即瞬時相位的變化與調制信號成線性關系，而振幅保持恒定的一種調制方式的一種調制方式。由于頻率和相位之間存在微積分的關系，故調頻必由于頻率和相位之間存在微積分的關系，故調頻必調相，調相必調頻。調相，調相必調頻。110一、調頻信號的時域分析一、調頻信號的時域分析 1、解析式、解析式 設調制信號為單一頻率信號設調制信號為單一頻率信號u(t)=Ucost, 未調載波電壓為未調載波電壓為uc=Uccosct， 根據頻率調制的定義根據頻率調制的定義, ,調頻信號的瞬時角頻率為：調頻信號的瞬時角

48、頻率為：( )( )( )cosccfcmttk utt 它是在它是在c的基礎上的基礎上, ,增加了與增加了與u(t)成正比的頻率偏移成正比的頻率偏移。式中式中kf為比例常數，稱為調制靈敏度，單位為為比例常數，稱為調制靈敏度，單位為Hz/V，或或rad/S/V。則調則調頻信號的瞬時相位頻信號的瞬時相位(t)是瞬時角頻率是瞬時角頻率(t)對時間的積分。即：對時間的積分。即：00( )( )ttd 111)(sinsincos)()(00tttmtttddtcfcmctmct式中式中, ,0為信號的起始角頻率為信號的起始角頻率。一般為一般為0=0, ,則則稱為調頻指數。式中mfm則則FMFM波的表

49、示式為：波的表示式為：Re)sincos()(cos)(sintjmtjcfcccFMfceeUtmtUtUtu112顯然，調頻信號的顯然，調頻信號的波形是疏密變化的波形是疏密變化的等幅波，頻率越高，等幅波，頻率越高，波形越密集，頻率波形越密集，頻率越低，波形越稀疏越低，波形越稀疏。1132、調頻信號的基本參數 Ukfm相對于載頻的相對于載頻的最大角頻偏最大角頻偏（峰值角頻偏）（峰值角頻偏） 2mmf：最大頻偏最大頻偏 mmf：與調制信號的振幅成正比，表示受調制信號的與調制信號的振幅成正比，表示受調制信號的控制程度。控制程度。mf：也反映了瞬時頻率擺動的幅度。也反映了瞬時頻率擺動的幅度。mcm

50、cmcmccfffftt)()(minmax故故FMFM信號瞬時頻率的最大變化量為信號瞬時頻率的最大變化量為mf2（1）114（2） kf比例常數，也稱比例常數，也稱調制靈敏度調制靈敏度。 單位調制電壓產生單位調制電壓產生的角頻偏的角頻偏 (3) (3)調頻指數調頻指數 UkmffmmfkUFfmFfmmf0fmmf調頻波fm、mf與F的關系fmmf與調制信號的振幅成正比與調制信號的振幅成正比Umfmf與調制頻率成反比與調制頻率成反比1fmmf與與F F無關無關（4）FMFM信號的瞬時頻率與調制信號成線性關系信號的瞬時頻率與調制信號成線性關系)()(tuktfc瞬時頻偏瞬時頻偏ut)(FMFM

51、信號的瞬時相位信號的瞬時相位 與與 成線性關系。成線性關系。)(tdut)(0dukttfc)()(0115（5 5）FMFM信號是將調制信號的信息寄載在頻率變化上；信號是將調制信號的信息寄載在頻率變化上； AMAM信號是將調制信號的信息寄載在幅度變化上信號是將調制信號的信息寄載在幅度變化上。二、調頻信號的頻域分析sincossintjmtjCfcCFMfceeUtmtUu eR它展開為傅立葉級數。的周期性函數，可以將是周期為式中的2sintjmfe其基波頻率為其基波頻率為 ，即sin()fjmtjntnfneJme 式中式中Jn(mf)是宗數為是宗數為mf的的n階第一類貝塞爾函數階第一類貝塞

52、爾函數,它可以用它可以用無窮級數進行計算無窮級數進行計算:20( 1) ()2()!()!fnnmnfmmJmmnm 116它隨mf變化的曲線如圖所示，并具有以下特性:0123456789101112 0.4 0.200.20.40.60.81.0Jn(mf)J0J1J2J3J4J5J6J7J8J9J10mf圖第一類貝塞爾函數曲線 為為奇奇數數時時為為偶偶數數時時nmJnmJmJfnfnfn)()()(117.)4cos()4)cos()3cos()2)cos()2cos()2)cos()cos()cos(cos)()cos()()(43210)(sin ttmJUttmJUttmJUttmJ

53、UtmJUtnmJUemJUeeUuccfCccfCccfCccfCcfCcfnnnCtnjfnnnCtjmtjCFMcfc eReR因此，調頻波的級數展開式為：1182調頻波的頻譜結構和特點（1 1）單一頻率調制的調頻信號是由載波分量和無窮多對對稱于載頻兩側）單一頻率調制的調頻信號是由載波分量和無窮多對對稱于載頻兩側的邊頻率分量組成的，每個的邊頻率分量組成的，每個邊邊頻分量的間隔為調制頻率頻分量的間隔為調制頻率或或F F。因此因此調頻是非線性頻譜的搬移。調頻是非線性頻譜的搬移。（2 2）載頻分量和每對邊頻分量的振幅由對應的貝塞爾函數來確定，）載頻分量和每對邊頻分量的振幅由對應的貝塞爾函數來確

54、定， mf不同，振幅也會發(fā)生變化。不同，振幅也會發(fā)生變化。當當mf相同時，每個邊頻的相對振幅相等，頻譜的包絡形狀相同相同時，每個邊頻的相對振幅相等，頻譜的包絡形狀相同 ；當當mf （ mf 11mf 1時，有時，有些邊頻分量的幅度會增加，只有更遠的邊頻幅度才又減?。恍┻咁l分量的幅度會增加，只有更遠的邊頻幅度才又減??；當當mfmf增加時，具有一定幅度的邊頻數據增多，增加時，具有一定幅度的邊頻數據增多， mfmf越大，達到一定貝越大，達到一定貝賽爾函數值的階數賽爾函數值的階數n n越高；越高；119cmf 1cmf 1mf 2ccmf 2cmf 5cmf 10Qcmf 15mf 5cmf 10mf

55、 20cc(a)(b)圖圖 單頻調制時單頻調制時FM波的振幅譜波的振幅譜（a）為常數為常數;（b）m為常數為常數 通過改變通過改變F F來改變來改變mmf f時，時，F F越小，越小，mmf f就就越大，邊頻數越大，邊頻數目就越多，但目就越多，但邊頻間隔也變邊頻間隔也變小，因此頻譜小，因此頻譜并沒展寬。這并沒展寬。這說明信號帶寬說明信號帶寬幾乎不受調制幾乎不受調制頻率的影響。頻率的影響。 通過改變通過改變mm來改變來改變mmf f時，時， mm 越大，越大，mmf f就就越大，邊頻數越大，邊頻數目就越多，但目就越多，但邊頻間隔不變邊頻間隔不變小，因此頻譜小，因此頻譜被展寬。被展寬。Ffmmf1

56、20（3 3）偶數的邊頻符號相同，載波相位順時針或逆時針分別旋）偶數的邊頻符號相同，載波相位順時針或逆時針分別旋轉轉 相位，而兩個邊頻的合成波是一個雙邊帶相位，而兩個邊頻的合成波是一個雙邊帶DSBDSB信號，其相信號，其相位與載波相同。位與載波相同。n0載波0載波合成矢量0合成矢量(a) AM情 況(b) NBFM情況mfsin t奇數的邊頻符號相反，奇數的邊頻符號相反，合成波相位與載波相合成波相位與載波相位相差位相差9090度，合成矢度，合成矢量與載波方向垂直量與載波方向垂直調頻信號的調角作用是由這些奇次邊頻調頻信號的調角作用是由這些奇次邊頻來完成的。來完成的。(4)(4)當調制指數較小時（當調制指數較小時（m mf f 0.51時，時，即為寬帶調制時即為寬帶調制時，應將應將n=mf的邊頻包括在頻帶內的邊頻包括在頻帶內, ,此時帶寬為此時帶寬為：