變頻調速系統(tǒng)

1、籠型異步電機變壓變頻調速系統(tǒng)籠型異步電機變壓變頻調速系統(tǒng)（VVVF系統(tǒng)）系統(tǒng)）轉差功率不變型調速系統(tǒng)轉差功率不變型調速系統(tǒng) 概概 述述 異步電機的變壓變頻調速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調速系統(tǒng)。由于在調速時轉差功率不隨轉速而變化，調速范圍寬，無論是高速還是低速時效率都較高，在采取一定的技術措施后能實現(xiàn)高動態(tài)性能，可與直流調速系統(tǒng)媲美。因此現(xiàn)在應用面很廣，是本篇的重點。本章提要本章提要n變壓變頻調速的基本控制方式n異步電動機電壓頻率協(xié)調控制時的機械特性n*電力電子變壓變頻器的主要類型n變壓變頻調速系統(tǒng)中的脈寬調制（PWM）技術n基于異步電動機穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調速n異步電動機的動態(tài)數(shù)學模型和坐標變換n基

2、于動態(tài)模型按轉子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)n基于動態(tài)模型按定子磁鏈控制的直接轉矩控制系統(tǒng) 6.1 變壓變頻調速的基本控制方式變壓變頻調速的基本控制方式 在進行電機調速時，常須考慮的一個重要因素是：希望保持電機中每極磁通量 m 為額定值不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導致過大的勵磁電流，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。n對于直流電機，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應有恰當?shù)难a償， m 保持不變是很容易做到的。n在交流異步電機中，磁通 m 由定子和轉子磁勢合成產(chǎn)生，要保持磁通恒定就需要費一些周折了。 定子每相電動勢mNs1g44. 4SkNf

3、E （6-1） 式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應電動勢的有效值，單位為V； 定子頻率，單位為Hz； 定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)； 基波繞組系數(shù)； 每極氣隙磁通量，單位為Wb。 f1NskNsm 由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可達到控制磁通m 的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。 1. 基頻以下調速 由式（6-1）可知，要保持 m 不變，當頻率 f1 從額定值 f1N 向下調節(jié)時，必須同時降低 Eg ，使 1gfE常值 （6-2） 即采用恒值電動勢頻率比的控制方式采用恒值電動勢頻率比的控制方式。 恒壓頻比的控制方式 然而，繞組中的感應電動勢是難以直接

4、控制的，當電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認為定子相電壓 Us Eg，則得（6-3） 這是恒壓頻比的控制方式恒壓頻比的控制方式。常值1fUs 但是，在低頻時 Us 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓 Us 抬高一些，以便近似地補償定子壓降近似地補償定子壓降。 帶定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的 b 線，無補償?shù)目刂铺匦詣t為a 線。 OUsf 1圖6-1 恒壓頻比控制特性 帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性UsNf 1Na 無補償無補償 b 帶定子壓降補償帶定子壓降補償 2. 基頻以上調速 在基頻以上調速時，頻率應該從 f

5、1N 向上升高，但定子電壓Us 卻不可能超過額定電壓UsN ，最多只能保持Us = UsN ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。 f1N 變壓變頻控制特性圖6-2 異步電機變壓變頻調速的控制特性 恒轉矩調速恒轉矩調速UsUsNmNm恒功率調速恒功率調速mUsf1O 如果電機在不同轉速時所帶的負載都能使電流達到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉矩也恒定，屬于“恒轉矩調速”性質，而在基頻以上，轉速升高時轉矩降低，基本上屬于“恒功率調速”。返回

6、目錄返回目錄6.2 異步電動機電壓頻率協(xié)調控制時異步電動機電壓頻率協(xié)調控制時 的機械特性的機械特性本節(jié)提要本節(jié)提要n恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性特性n基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調控制時的機械特性頻率協(xié)調控制時的機械特性n基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性n恒流正弦波供電時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性6.2.1 恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的 機械特性機械特性 第5章式（5-3）已給出異步電機在恒壓恒頻正弦波供電時的機械特性方程式 Te= f (s)。 當定子電壓 Us 和電源角

7、頻率 1 恒定時，可以改寫成如下形式： 2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT（6-4） 特性分析當s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則（6-5） 也就是說，當s很小時，轉矩近似與s成正比，機械特性 Te = f（s）是一段直線，見圖6-3。sRsUnTr121spe3 特性分析（續(xù)） 當 s 接近于1時，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，則 sLLRsRUnTll1)(32rs212sr121spe（6-6）即s接近于1時轉矩近似與s成反比，這時， Te = f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。 機械特性 當 s 為以上兩段的中間數(shù)值時，機械特性從直線段逐漸過渡

8、到雙曲線段，如圖所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax圖6-3 恒壓恒頻時異步電機的機械特性6.2.2 基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調控制時的頻率協(xié)調控制時的 機械特性機械特性 由式（6-4）機械特性方程式可以看出，對于同一組轉矩 Te 和轉速 n（或轉差率s）的要求，電壓 Us 和頻率 1 可以有多種配合。 在 Us 和 1 的不同配合下機械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓頻率協(xié)調控制。 1. 恒壓頻比控制（ Us /1 ） 在第6-1節(jié)中已經(jīng)指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機鐵心，發(fā)揮電機產(chǎn)生轉矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步轉

9、速自然要隨頻率變化。 p10260nn（6-7） 在式（6-5）所表示的機械特性近似直線段上，可以導出 21sper13UnTRs（6-9） 帶負載時的轉速降落為 1p0260snsnn（6-8） 由此可見，當 Us /1 為恒值時，對于同一轉矩 Te ，s1 是基本不變的，因而 n 也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率 1 時，機械特性基本上是平行下移，如圖6-4所示。它們和直流他勵電機變壓調速時的情況基本相似。 所不同的是，當轉矩增大到最大值以后，轉速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉矩值越小，可參看第5章式（5-5），對式（5-5）稍加整理后可得 2rs21s1

10、s21spmaxe)(123llLLRRUnT（6-10） 可見最大轉矩 Temax 是隨著的 1 降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機的帶載能力，采用定子壓降補償，適當?shù)靥岣唠妷篣s，可以增強帶載能力，見圖6-4。 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1圖6-4 恒壓頻比控制時變頻調速的機械特性補 償 定 子 壓降后的特性2. 恒 Eg / 1 控制 下圖再次繪出異步電機的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應電動勢的意義如下： Eg 氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中 的感應電動勢； Es 定子全磁通在定子每相繞組中的感應電 動勢； Er 轉子全磁通

11、在轉子繞組中的感應電動勢 （折合到定子邊）。 圖6-5 異步電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和感應電動勢 Us1RsLlsLlrLmRr /sIsI0Ir 異步電動機等效電路EgEsEr 特性分析 如果在電壓頻率協(xié)調控制中，恰當?shù)靥岣唠妷?Us 的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持 Eg /1 為恒值（基頻以下），則由式（6-1）可知，無論頻率高低，每極磁通 m 均為常值。 特性分析（續(xù)）由等效電路可以看出 2r212rgrlLsREI（6-11）代入電磁轉矩關系式，得2 r2122 rr121gpr2r212r2g1pe33llLsRRsEnsRLsREnT（6-12） 特性分析（續(xù)） 利用與前相似

12、的分析方法，當s很小時，可忽略式（6-12）分母中含 s 項，則 sRsEnTr121gpe3（6-13） 這表明機械特性的這一段近似為一條直線。特性分析（續(xù)） 當 s 接近于1時，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 項，則 sLsREnTl132 r1r21gpe（6-14） s 值為上述兩段的中間值時，機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。 性能比較 但是，對比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 項的參數(shù)要小于恒 Us /1 特性中的同類項，也就是說， s 值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒 Eg /

13、1 特性的線性段范圍更寬。性能比較（續(xù)） 將式（6-12）對 s 求導，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大轉矩時的轉差率 r1rmlLRs（6-15） 和最大轉矩r21gpmaxe123lLEnT（6-16） 性能比較（續(xù)） 值得注意的是，在式（6-16）中，當Eg /1 為恒值時，Temax 恒定不變，如下圖所示，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒 Us /1 控制的性能。 這正是恒 Eg /1 控制中補償定子壓降所追求的目標。 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1Temax恒 Eg /1 控制時變頻調速的機械特性3. 恒 Er / 1 控制

14、 如果把電壓頻率協(xié)調控制中的電壓再進一步提高，把轉子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，機械特性會怎樣呢？由此可寫出 sREI/rrr（6-17） 代入電磁轉矩基本關系式，得 r121rpr2r2r1pe33RsEnsRsREnT（6-18） 現(xiàn)在，不必再作任何近似就可知道，這時的機械特性完全是一條直線，見圖6-6。0s10Te 幾種電壓頻率協(xié)調控制方式的特性比較圖6-6 不同電壓頻率協(xié)調控制方式時的機械特性恒 Er /1 控制恒 Eg /1 控制恒 Us /1 控制ab c 顯然，恒 Er /1 控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機一樣的線性機械特性。這正是高性能交流變頻

15、調速所要求的性能。 現(xiàn)在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的 Er /1 呢？ 按照式（6-1）電動勢和磁通的關系，可以看出，當頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（6-1）中，氣隙磁通的感應電動勢 Eg 對應于氣隙磁通幅值 m ，那么，轉子全磁通的感應電動勢 Er 就應該對應于轉子全磁通幅值 rm ：rmNs1r44. 4skNfE （6-19） 由此可見，只要能夠按照轉子全磁通幅值 rm = Constant 進 行控制，就可以獲得恒 Er /1 了。這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，下面在第6-7節(jié)中將詳細討論。 4幾種協(xié)調控制方式的比較 綜上所述，在正弦波供電時，按不同規(guī)

16、律實現(xiàn)電壓頻率協(xié)調控制可得不同類型的機械特性。 （1）恒壓頻比（ Us /1 = Constant ）控制最容易實現(xiàn)，它的變頻機械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調速要求，但低速帶載能力有些差強人意，須對定子壓降實行補償。 （2）恒Eg /1 控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償?shù)臉藴?，可以在穩(wěn)態(tài)時達到rm = Constant，從而改善了低速性能。但機械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉矩的能力仍受到限制。 （3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他勵電機一樣的線性機械特性，按照轉子全磁通 rm 恒定進行控制，即得 Er /1 = Constant 而且，在動態(tài)中也盡可能保持 rm 恒

17、定是矢量控制系統(tǒng)的目標，當然實現(xiàn)起來是比較復雜的。6.2.3 基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以上恒壓變頻時的機械特性 性能分析性能分析 在基頻以上變頻調速時，由于定子電壓 Us= UsN 不變，式（6-4）的機械特性方程式可寫成 2rs2122rs1r2sNpe)()(3llLLsRsRsRUnT（6-20） 性能分析（續(xù)） 而式（6-10）的最大轉矩表達式可改寫成（6-21） 同步轉速的表達式仍和式（6-7）一樣。2rs212ss12sNpmaxe)(123llLLRRUnT 機械特性曲線恒功率調速恒功率調速eTOnN0nc0nb0na0nN1a1b1c1c1b1a1N1 由此可見，當角頻

18、率提高時，同步轉速隨之提高，最大轉矩減小，機械特性上移，而形狀基本不變，如圖所示。圖6-7 基頻以上恒壓變頻調速的機械特性 由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導致轉矩的減小，但轉速升高了，可以認為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調速屬于弱磁恒功率調速。 最后，應該指出，以上所分析的機械特性都是在正弦波電壓供電下的情況。如果電壓源含有諧波，將使機械特性受到扭曲，并增加電機中的損耗。因此在設計變頻裝置時，應盡量減少輸出電壓中的諧波。 6.2.4 恒流正弦波供電時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性 在變頻調速時，保持異步電機定子電流的幅值恒定，叫作恒流控制，電流幅值恒定是通過帶PI調節(jié)器

19、的電流閉環(huán)控制實現(xiàn)的，這種系統(tǒng)不僅安全可靠而且具有良好的動靜態(tài)性能。 恒流供電時的機械特性與上面分析的恒壓機械特性不同，現(xiàn)進行分析。 轉子電流計算n設電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由異步電動機等效電路圖所示的等效電路在恒流供電情況下可得)()(rm1rm1sr1rr1rm1r1rm1srllllLLjsRLjILjsRLjsRLjLjsRLjII轉子電流計算（續(xù)）n電流幅值為（6-22） 2rm212rsm1r)(lLLsRILI 電磁轉矩公式n將式（6-22）代入電磁轉矩表達式得（6-23）2rm212rr2s2m211pr2 r1pe)()(33lLLsRsRILnsRInT2rm21

20、22 rr2s2m1p)(3lLLsRsRILn 最大轉矩及其轉差率 取dTe /dt = 0，可求出恒流機械特性的最大轉矩值（6-24） 產(chǎn)生最大轉矩時的轉差率為（6-25）)(23rm2s2mp.constmaxeslILLILnT)(rm1r.constmslILLRs 機械特性曲線 按上式繪出不同電流、不同頻率下的恒流機械特性示于圖6-8。圖6-8 恒流供電時異步電動機的機械特性TeOna1sb,Ib1a1sbsa IIa1sa,Ib1sb,Ib1sa,I 性能比較 第5章式（5-4）和（5-5）給出了恒壓機械特性的最大轉差率和最大轉矩，現(xiàn)再錄如下：（5-4）（5-5）2rs212ss

21、2sp.constmaxe)(231sllULLRRUnT2rs212sr.constm)(sllULLRRs性能比較（續(xù)） 比較恒流機械特性與恒壓機械特性，由上述表達式和特性曲線可得以下的結論： （1）恒流機械特性與恒壓機械特性的形狀相似，都有理想空載轉速點（s=0，Te= 0）和最大轉矩點（ sm ，Temax ）。性能比較（續(xù)）（3）恒流機械特性的最大轉矩值與頻率無關，恒流變頻時最大轉矩不變，但改變定子電流時，最大轉矩與電流的平方成正比。 （2）兩類特性的特征有所不同，比較式（6-25）和式（5-4）可知，由于 Lls Lm，所以，sm| sm| 因此恒流機械特性的線性段比較平，而最大轉

22、矩處形狀很尖。 Is = const.Us = const.性能比較（續(xù)）Is = const.Us = const. （4）由于恒流控制限制了電流 Is，而恒壓供電時隨著轉速的降低Is會不斷增大，所以在額定電流時 Temax| 的要比額定電壓時的Temax| 小得多，用同一臺電機的參數(shù)代入式（6-24）和式（5-5）可以證明這個結論。但這并不影響恒流控制的系統(tǒng)承擔短時過載的能力，因為過載時可以短時加大定子電流，以產(chǎn)生更大的轉矩，參看圖6-8。小小 結結n電壓Us與頻率1是變頻器異步電動機調速系統(tǒng)的兩個獨立的控制變量，在變頻調速時需要對這兩個控制變量進行協(xié)調控制。n在基頻以下，有三種協(xié)調控制方

23、式。采用不同的協(xié)調控制方式，得到的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。n在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調速方法。返回目錄返回目錄*6.3 電力電子變壓變頻器的主要類型電力電子變壓變頻器的主要類型本節(jié)提要本節(jié)提要n交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器n電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器n180導通型和導通型和120導通型逆變器導通型逆變器 引引 言言 如前所述，對于異步電機的變壓變頻調速，必須具備能夠同時控制電壓幅值和頻率的交流電源，而電網(wǎng)提供的是恒壓恒頻的電源，因此應該配置變壓變頻器，又稱VVVF（Variable Voltage Varia

24、ble Frequency）裝置。 最早的VVVF裝置是旋轉變頻機組，即由直流電動機拖動交流同步發(fā)電機，調節(jié)直流電動機的轉速就能控制交流發(fā)電機輸出電壓和頻率。自從電力電子器件獲得廣泛應用以后，旋轉變頻機組已經(jīng)無例外地讓位給靜止式的變壓變頻器了。 *6.3.1 交交-直直-交和交交和交-交變壓變頻器交變壓變頻器 從整體結構上看，電力電子變壓變頻器可分為交-直-交和交-交兩大類。 1.交交-直直-交變壓變頻器交變壓變頻器 交-直-交變壓變頻器先將工頻交流電源通過整流器變換成直流，再通過逆變器變換成可控頻率和電壓的交流，如下圖所示。 交-直-交變壓變頻器基本結構圖6-9 交-直-交（間接）變壓變頻器

25、 變壓變頻變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻恒壓恒頻(CVCF)逆變逆變DCACAC50Hz整流整流 由于這類變壓變頻器在恒頻交流電源和變頻交流輸出之間有一個“中間直流環(huán)節(jié)”，所以又稱間接式的變壓變頻器。 具體的整流和逆變電路種類很多，當前應用最廣的是由二極管組成不控整流器和由功率開關器件（P-MOSFET，IGBT等）組成的脈寬調制（PWM）逆變器，簡稱PWM變壓變頻器，如下圖所示。 交-直-交PWM變壓變頻器基本結構圖6-10 交-直-交PWM變壓變頻器變壓變頻變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻恒壓恒頻(CVCF)PWM逆變器逆變器DCACAC50Hz調

26、壓調頻調壓調頻C PWM變壓變頻器的應用之所以如此廣泛，是由于它具有如下的一系列優(yōu)點： （1）在主電路整流和逆變兩個單元中，只有逆變單元可控，通過它同時調節(jié)電壓和頻率，結構簡單。采用全控型的功率開關器件，只通過驅動電壓脈沖進行控制，電路也簡單，效率高。 （2）輸出電壓波形雖是一系列的PWM波，但由于采用了恰當?shù)腜WM控制技術，正弦基波的比重較大，影響電機運行的低次諧波受到很大的抑制，因而轉矩脈動小，提高了系統(tǒng)的調速范圍和穩(wěn)態(tài)性能。 （3）逆變器同時實現(xiàn)調壓和調頻，動態(tài)響應不受中間直流環(huán)節(jié)濾波器參數(shù)的影響，系統(tǒng)的動態(tài)性能也得以提高。 （4）采用不可控的二極管整流器，電源側功率因素較高，且不受逆變

27、輸出電壓大小的影響。 PWM變壓變頻器常用的功率開關器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的電壓控制器件如IGCT、IEGT等。 受到開關器件額定電壓和電流的限制，對于特大容量電機的變壓變頻調速仍只好采用半控型的晶閘管（SCR），并用可控整流器調壓和六拍逆變器調頻的交-直-交變壓變頻器，見下圖。 普通交-直-交變壓變頻器的基本結構SCR可控可控整流器整流器六六 拍拍逆變器逆變器DCACAC50Hz調頻調頻調壓調壓圖6-11 可控整流器調壓、六拍逆變器調頻的交-直-交變壓變頻器2. 交-交變壓變頻器 交-交變壓變頻器的基本結構如下圖所示，它只有一個變換環(huán)節(jié)，把恒壓恒頻（CVCF）

28、的交流電源直接變換成VVVF輸出，因此又稱直接式變壓變頻器。 有時為了突出其變頻功能，也稱作周波變換器（Cycloconveter）。 交-交變壓變頻器的基本結構圖6-12 交-交（直接）變壓變頻器交交變頻交交變頻AC50HzACCVCFVVVF 常用的交-交變壓變頻器輸出的每一相都是一個由正、反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯(lián)的可逆線路。 也就是說，每一相都相當于一套直流可逆調速系統(tǒng)的反并聯(lián)可逆線路（下圖a）。交-交變壓變頻器的基本電路結構VRVFId-Id+-+a) 電路結構負負載載50Hz50Hzu0圖6-13-a 交-交變壓變頻器每一相的可逆線路交-交變壓變頻器的控制方式n整半周控制方式整

29、半周控制方式 正、反兩組按一定周期相互切換，在負載上就獲得交變的輸出電壓 u0 ， u0 的幅值決定于各組可控整流裝置的控制角 ， u0 的頻率決定于正、反兩組整流裝置的切換頻率。如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是方波，如下圖 b 所示。圖6-13 -b 方波型平均輸出電壓波形tu0正組通正組通反組通反組通正組通正組通反組通反組通輸出電壓波形 控制方式（ 2 ）n 調制控制方式調制控制方式 要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整流裝置導通期間不斷改變其控制角。例如例如：在正向組導通的半個周期中，使控制角 由/2（對應于平均電壓 u0 = 0）逐漸減小到 0（對應于 u0 最大），然后再逐漸增加到

30、 /2（ u0 再變?yōu)?），如下圖所示。2AO t 0 2 BCDEFu0圖6-14 交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形輸出電壓波形 當角按正弦規(guī)律變化時，半周中的平均輸出電壓即為圖中虛線所示的正弦波。對反向組負半周的控制也是這樣。 單相交交變頻電路輸出電壓和電流波形1OO23456圖4-20uoiott 三相交交變頻電路 三相交交變頻電路可以由3個單相交交變頻電路組成，其基本結構如下圖所示。 如果每組可控整流裝置都用橋式電路，含6個晶閘管（當每一橋臂都是單管時），則三相可逆線路共需36個晶閘管，即使采用零式電路也須18個晶閘管。 三相交交變頻器的基本結構 輸出星形聯(lián)結方式三相交交變頻電

31、路三相橋式交交變頻電路 因此，這樣的交-交變壓變頻器雖然在結構上只有一個變換環(huán)節(jié)，省去了中間直流環(huán)節(jié)，看似簡單，但所用的器件數(shù)量卻很多，總體設備相當龐大。 不過這些設備都是直流調速系統(tǒng)中常用的可逆整流裝置，在技術上和制造工藝上都很成熟，目前國內(nèi)有些企業(yè)已有可靠的產(chǎn)品。 這類交-交變頻器的其他缺點是：輸入功率因數(shù)較低，諧波電流含量大，頻譜復雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設備。其最高輸出頻率不超過電網(wǎng)頻率的 1/3 1/2，一般主要用于軋機主傳動、球磨機、水泥回轉窯等大容量、低轉速的調速系統(tǒng)，供電給低速電機直接傳動時，可以省去龐大的齒輪減速箱。 近年來又出現(xiàn)了一種采用全控型開關器件的矩陣式交-交

32、變壓變頻器，類似于 PWM控制方式，輸出電壓和輸入電流的低次諧波都較小，輸入功率因數(shù)可調，能量可雙向流動，以獲得四象限運行，但當輸出電壓必須為正弦波時，最大輸出輸入電壓比只有0.866。目前這類變壓變頻器尚處于開發(fā)階段，其發(fā)展前景是很好的。 *6.3.2 電壓源型和電流源型逆變器電壓源型和電流源型逆變器 在交-直-交變壓變頻器中，按照中間直流環(huán)節(jié)直流電源性質的不同，逆變器可以分成電壓源型電壓源型和電流源型電流源型兩類，兩種類型的實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器。下圖繪出了電壓源型和電流源型逆變器的示意圖。 兩種類型逆變器結構逆變器逆變器LdIdCdUdU

33、d+-a) 電壓源逆變器b) 電流源逆變器圖6-15 電壓源型和電流源型逆變器示意圖n電壓源型逆變器電壓源型逆變器（Voltage Source Inverter -VSI ），直流環(huán)節(jié)采用大電容濾波，因而直流電壓波形比較平直，在理想情況下是一個內(nèi)阻為零的恒壓源，輸出交流電壓是矩形波或階梯波，有時簡稱電壓型逆變器。n電流源型逆變器電流源型逆變器（Current Source Inverter- CSI），直流環(huán)節(jié)采用大電感濾波，直流電流波形比較平直，相當于一個恒流源，輸出交流電流是矩形波或階梯波，或簡稱電流型逆變器。 性能比較 兩類逆變器在主電路上雖然只是濾波環(huán)節(jié)的不同，在性能上卻帶來了明顯的

34、差異，主要表現(xiàn)如下： （1）無功能量的緩沖）無功能量的緩沖 在調速系統(tǒng)中，逆變器的負載是異步電機，屬感性負載。在中間直流環(huán)節(jié)與負載電機之間，除了有功功率的傳送外，還存在無功功率的交換。濾波器除濾波外還起著對無功功率的緩沖作用，使它不致影響到交流電網(wǎng)。 因此，兩類逆變器的區(qū)別還表現(xiàn)在采用什么儲能元件（電容器或電感器）來緩沖無功能量。 （2）能量的回饋）能量的回饋 用電流源型逆變器給異步電機供電的電流源型變壓變頻調速系統(tǒng)有一個顯著特征，就是容易實現(xiàn)能量的回饋，從而便于四象限運行，適用于需要回饋制動和經(jīng)常正、反轉的生產(chǎn)機械。 下面以由晶閘管可控整流器UCR和電流源型串聯(lián)二極管式晶閘管逆變器CSI構成

35、的交-直-交變壓變頻調速系統(tǒng)（如下圖所示）為例，說明電動運行和回饋制動兩種狀態(tài)。圖6-16-a 電流源型交-直-交變壓變頻調速系統(tǒng)的兩種運行狀態(tài)M3+-UdIdLdCSI 電動Te 逆變UCRa）電動運行 電動運行狀態(tài)P 當電動運行時，UCR的控制角 ，電動機以轉速運行，電功率的傳送方向如上圖a所示。圖6-16-b 電流源型交-直-交變壓變頻調速系統(tǒng)的兩種運行狀態(tài)M3+-UdIdLdCSI 90o有源逆變1 發(fā)電Te整流UCRb）逆變運行逆變運行狀態(tài)Pn如果降低變壓變頻器的輸出頻率 1，或從機械上抬高電機轉速 ，使 1 90 ，則異步電機轉入發(fā)電狀態(tài)，逆變器轉入整流狀態(tài)，而可控整流器轉入有源逆

36、變狀態(tài)，此時直流電壓Ud 立即反向，而電流 Id 方向不變，電能由電機回饋給交流電網(wǎng)（圖b）。 與此相反，采用電壓源型的交-直-交變壓變頻調速系統(tǒng)要實現(xiàn)回饋制動和四象限運行卻很困難，因為其中間直流環(huán)節(jié)有大電容鉗制著電壓的極性，不可能迅速反向，而電流受到器件單向導電性的制約也不能反向，所以在原裝置上無法實現(xiàn)回饋制動。 必須制動時，只得在直流環(huán)節(jié)中并聯(lián)電阻實現(xiàn)能耗制動，或者與UCR反并聯(lián)一組反向的可控整流器，用以通過反向的制動電流，而保持電壓極性不變，實現(xiàn)回饋制動。這樣做，設備要復雜多了。 性能比較（續(xù)） （3）動態(tài)響應）動態(tài)響應 正由于交-直-交電流源型變壓變頻調速系統(tǒng)的直流電壓可以迅速改變，所

37、以動態(tài)響應比較快，而電壓源型變壓變頻調速系統(tǒng)的動態(tài)響應就慢得多。 （4）輸出波形）輸出波形 電壓源型逆變器輸出的電壓波形為方波，電流源型逆變器輸出的電流波形為方波（見下表）。 性能比較（續(xù)）表6-1 兩種逆變器輸出波形比較性能比較（續(xù)） （4）應用場合）應用場合 電壓源型逆變器屬恒壓源，電壓控制響應慢，不易波動，所以適于做多臺電機同步運行時的供電電源，或單臺電機調速但不要求快速起制動和快速減速的場合。采用電流源型逆變器的系統(tǒng)則相反，不適用于多電機傳動，但可以滿足快速起制動和可逆運行的要求。*6.3.3 180導通型和導通型和120導通型逆變器導通型逆變器 交-直-交變壓變頻器中的逆變器一般接成

38、三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電源，下圖為6個電力電子開關器件VT1 VT6 組成的三相逆變器主電路，圖中用開關符號代表任何一種電力電子開關器件。 三相橋式逆變器主電路結構CdVT1VT3VT5VT4VT6VT2ABCUd 2Ud 2RL圖6-17 三相橋式逆變器主電路控制方式 控制各開關器件輪流導通和關斷，可使輸出端得到三相交流電壓。在某一瞬間，控制一個開關器件關斷，同時使另一個器件導通，就實現(xiàn)了兩個器件之間的換流。在三相橋式逆變器中，有180導通型和120導通型兩種換流方式。（1）180導通型控制方式 同一橋臂上、下兩管之間互相換流的逆變器稱作180導通型逆變器。n例如，當VT1關斷后

39、，使VT4導通，而當VT4關斷后，又使VT1導通。這時，每個開關器件在一個周期內(nèi)導通的區(qū)間是180，其他各相亦均如此。由于每隔60有一個器件開關，在180導通型逆變器中，除換流期間外，每一時刻總有3個開關器件同時導通。 但須注意，必須防止同一橋臂的上、下兩管同時導通，否則將造成直流電源短路，謂之“直通”。為此，在換流時，必須采取“先斷后通”的方法，即先給應關斷的器件發(fā)出關斷信號，待其關斷后留一定的時間裕量，叫做“死區(qū)時間”，再給應導通的器件發(fā)出開通信號。 死區(qū)時間的長短視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快時，所留的死區(qū)時間可以越短。為了安全起見，設置死區(qū)時間是非常必要的，但它會造成輸出電壓

40、波形的畸變。p 輸出波形 tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uAOuAOuABiAiduBOuCOuOOUdUd2Ud3Ud62 Ud3電壓型逆變電路的波形 （2）120導通型控制方式 120導通型逆變器的換流是在不同橋臂中同一排左、右兩管之間進行的。n例如，VT1關斷后使VT3導通，VT3關斷后使VT5導通，VT4關斷后使VT6導通等等。這時，每個開關器件一次連續(xù)導通120，在同一時刻只有兩個器件導通，如果負載電機繞組是Y聯(lián)結，則只有兩相導電，另一相懸空。 p 電流型三相橋式逆變電路的輸出波形 tOtOtOtOIdiViWuUViU返回目錄返回目錄6.4 變壓變

41、頻調速系統(tǒng)中的脈寬調制變壓變頻調速系統(tǒng)中的脈寬調制 (PWM)技術技術本節(jié)提要本節(jié)提要n問題的提出問題的提出n正弦波脈寬調制正弦波脈寬調制(SPWM)技術技術n消除指定次數(shù)諧波的消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術控制技術n電流滯環(huán)跟蹤電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術控制技術n電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術（或稱控制技術（或稱磁鏈跟蹤控制技術）磁鏈跟蹤控制技術） 問題的提出 早期的交-直-交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器），這是因為當時逆變器只能采用半控式的晶閘管，其關斷的不可控性和較低的開關頻

42、率導致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化，從而會有較大的低次諧波，使電機輸出轉矩存在脈動分量，影響其穩(wěn)態(tài)工作性能，在低速運行時更為明顯。 六拍逆變器主電路結構NN+-UVW圖5-9V1V2V3V4V5V6VD1VD2VD3VD4VD5VD6Ud2Ud2VT1VT6主電路開關器件 VD1VD6續(xù)流二極管VT3VT5VT4VT6VT2VT1 六拍逆變器的諧波 為了改善交流電動機變壓變頻調速系統(tǒng)的性能，在出現(xiàn)了全控式電力電子開關器件之后，科技工作者在20世紀80年代開發(fā)了應用PWM技術的逆變器。 由于它的優(yōu)良技術性能，當今國內(nèi)外各廠商生產(chǎn)的變壓變頻器都已采用這種技術，只有在全控器件尚未能及的特大

43、容量時才屬例外。6.4.1 正弦波脈寬調制正弦波脈寬調制(SPWM)技術技術1. PWM調制原理調制原理 以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrier wave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調制波（Modulation wave），當調制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調制波的半個周期內(nèi)呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。圖6-18 PWM調制原理 按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相應位置的正弦波面積相等，因而這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調制方法稱作正弦波脈寬調制（Sinu

44、soidal pulse width modulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。 2. SPWM控制方式n如果在正弦調制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在正或負的一種極性范圍內(nèi)變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。n如果在正弦調制波半個周期內(nèi)，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負之間變化，叫做雙極性控制方式。 單相橋式PWM逆變電路 信號波載波圖6-4調制電路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc單相橋式PWM逆變電路 VT1VT2VT3VT4圖6-5urucuOtOtuouofuoUd- Ud（1

45、）單極性PWM控制方式（2）雙極性PWM控制方式圖6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud3. PWM控制電路n模擬電子電路 采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實現(xiàn)上述的SPWM控制；n數(shù)字控制電路n硬件電路；n軟件實現(xiàn)。 模擬電子電路 數(shù)字控制電路n自然采樣法只是把同樣的方法數(shù)字化， 自然采樣法的運算比較復雜；n規(guī)則采樣法在工程上更實用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規(guī)則采樣法。（1）自然采樣法原理（2）規(guī)則采樣法 圖6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtB 22規(guī)則采樣法原理三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中

46、點（即負峰點）重合規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過 D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻 tA和B點時刻 tB控制開關器件的通斷脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近規(guī)則采樣法原理正弦調制信號波 式中，M 稱為調制度調制度，0 a 1；r為信號波角頻率。從圖中可得 2/22/sin1cDrTtMtMurrsin因此可得 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度)sin1 (421DrcctMTT)sin1 (2DrctMT 根據(jù)上述采樣原理和計算公式，可以用計算機實時控制產(chǎn)生SPWM波形

47、，具體實現(xiàn)方法有：n查表法可以先離線計算出相應的脈寬d 等數(shù)據(jù)存放在內(nèi)存中，然后在調速系統(tǒng)實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。n實時計算法事先在內(nèi)存中存放正弦函數(shù)和Tc /2值，控制時先查出正弦值，與調速系統(tǒng)所需的調制度M作乘法運算，再根據(jù)給定的載波頻率查出相應的Tc /2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。 由于PWM變壓變頻器的應用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發(fā)生器，后來更進一步把它做在微機芯片里面，生產(chǎn)出多種帶PWM信號輸出口的電機控制用的8位、16位微機芯片和DSP。 4. PWM調制方法n載波比載波比載波頻率 fc與調制信號頻率

48、fr 之比N，既 N = fc / fr 根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制。（1）異步調制 異步調制異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式。通常保持 fc 固定不變，當 fr 變化時，載波比 N 是變化的；在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱；當 fr 較低時，N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較??；當 fr 增高時，N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大。（2）同步調制 同步調制同步調制N 等于常數(shù)，并在變頻時使

49、載波和信號波保持同步。基本同步調制方式，fr 變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定；三相電路中公用一個三角波載波，且取 N 為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱；為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數(shù)；fr 很低時，fc 也很低，由調制帶來的諧波不易濾除；fr 很高時，fc 會過高，使開關器件難以承受。同步調制三相PWM波形 ucurUurVurWuuUNuVNOtttt000uWN2Ud2Ud（3）分段同步調制把 fr 范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同；在 fr 高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在 fr 低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低； 分段

50、同步調制方式00.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321圖6-11fr /Hzfc /kHz（4）混合調制 可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近。5. PWM逆變器主電路及輸出波形圖6-19 三相橋式PWM逆變器主電路原理圖調制電路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNNC+C+urUurVurW2Ud2UdVT1VT4VT3VT6VT5VT2圖6-20 三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形 uuUNO tOOOOUd2-Ud

51、2uVNuWNuUVuUN t t t tO turUurVurWucUd23Ud2 圖6-20為三相PWM波形，其中nurU 、urV 、urW為U，V，W三相的正弦調制波， uc為雙極性三角載波；nuUN 、uVN 、uWN 為U，V，W三相輸出與電源中性點N之間的相電壓矩形波形；n uUV為輸出線電壓矩形波形，其脈沖幅值為+Ud和- Ud ；nuUN為三相輸出與電機中點N之間的相電壓。*6.4.2 消除指定次數(shù)諧波的消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM) 控制技術控制技術 脈寬調制（PWM）的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波，減少諧波，以滿足交流電機的需要。要達到這一目的

52、，除了上述采用正弦波調制三角波的方法以外，還可以采用直接計算的下圖中各脈沖起始與終了相位1， 2， 2m的方法，以消除指定次數(shù)的諧波，構成近似正弦的PWM波形（Selected Harmonics Elimination PWMSHEPWM）。 特定諧波消去法的輸出波形圖6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3圖6-21 特定諧波消去法的輸出PWM波形 對圖6-21的PWM波形作傅氏分析可知，其k次諧波相電壓幅值的表達式為 （6-26） 式中 Ud變壓變頻器直流側電壓； 1以相位角表示的PWM波形第i個起始或終了時刻。mkkUU1iiidkmcos) 1(212 從理論上講，要消除第k次諧波分量

53、，只須令式（6-26）中的，并滿足基波幅值為所要求的電壓值，從而解出相應的值即可。 然而，圖6-21的輸出電壓波形為一組正負相間的PWM波，它不僅半個周期對稱，而且有1/4周期按縱軸對稱的性質。在1/4周期內(nèi)，有 m 個值，即 m 個待定參數(shù)，這些參數(shù)代表了可以用于消除指定諧波的自由度。 其中除了必須滿足的基波幅值外，尚有（m-1）個可選的參數(shù)，它們分別代表了可消除諧波的數(shù)量。n例如，取 m=5，可消除 4 個不同次數(shù)的諧波。常常希望消除影響最大的 5、7、11、13 次諧波，就讓這些諧波電壓的幅值為零，并令基波幅為需要值，代入式（6-26）可得一組三角函數(shù)的聯(lián)立方程。需要值54321dm1c

54、os2cos2cos2cos2cos212UU05cos25cos25cos25cos25cos215254321dm5UU07cos27cos27cos27cos27cos217254321dm7UU 可采用數(shù)值法迭代，在上述方程組求解出開關時刻相位角 1 ，2 ， ， 然后再利用 1/4 周期對稱性，計算出 2m = - 1，以及 2m-1 . 各值。 這樣的數(shù)值計算法在理論上雖能消除所指定的次數(shù)的諧波，但更高次數(shù)的諧波卻可能反而增大，不過它們對電機電流和轉矩的影響已經(jīng)不大，所以這種控制技術的效果還是不錯的。 由于上述數(shù)值求解方法的復雜性，而且對應于不同基波頻率應有不同的基波電壓幅值，求解

55、出的脈沖開關時刻也不一樣，所以這種方法不宜用于實時控制，須用計算機離線求出開關角的數(shù)值，放入微機內(nèi)存，以備控制時調用。*6.4.3 電流滯環(huán)跟蹤電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制控制 技術技術 應用PWM控制技術的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節(jié)所述的PWM控制技術都是以輸出電壓近似正弦波為目標的。 但是，在電流電機中，實際需要保證的應該是正弦波電流，因為在交流電機繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。 常用的一種電流閉

56、環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤 PWM（Current Hysteresis Band PWM CHBPWM）控制，具有電流滯環(huán)跟蹤 PWM 控制的 PWM 變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖6-22。1. 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理 圖6-22 電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖負載L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT4 圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。 將給定電流 i*a 與輸出電流 ia 進行比較，電流偏差 ia 超過時 h，經(jīng)滯環(huán)控制器HBC控制逆變器 A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B、C 二相的原理圖均與此相同。 采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器

57、的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-23。n如果， ia i*a ， 且i*a - ia h，滯環(huán)控制器 HBC輸出正電平，驅動上橋臂功率開關器件V1導通，變壓變頻器輸出正電壓，使增大。當增長到與相等時，雖然，但HBC仍保持正電平輸出，保持導通，使繼續(xù)增大n直到達到ia = i*a + h ， ia = h ，使滯環(huán)翻轉，HBC輸出負電平，關斷V1 ，并經(jīng)延時后驅動V4 但此時未必能夠導通，由於電機繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管續(xù)流，使受到反向鉗位而不能導通。此后，逐漸減小，直到時，到達滯環(huán)偏差的下限值，使 HBC 再翻轉，又重復使導通。這樣，與交替工作，使輸出電流給定值之間的偏

58、差保持在范圍內(nèi)，在正弦波上下作鋸齒狀變化。從圖 6-23 中可以看到，輸出電流是十分接近正弦波的。滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流 O圖6-23tiii*+ Ii*- Ii*圖6-23 電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形 圖6-23給出了在給定正弦波電流半個周期內(nèi)的輸出電流波形和相應的相電壓波形?？梢钥闯觯诎雮€周期內(nèi)圍繞正弦波作脈動變化，不論在的上升段還是下降段，它都是指數(shù)曲線中的一小部分，其變化率與電路參數(shù)和電機的反電動勢有關。三相電流跟蹤型PWM逆變電路 圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路 +-iUi*UV4+-iVi*V+-iWi*WV1V6V3V2V5UdUVWVT1VT4VT6VT

59、2VT3VT5三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形 圖6-25Oti*UOtuABiUi 因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側窄中間寬的SPWM波相反，兩側增寬而中間變窄，這說明為了使電流波形跟蹤正弦波，應該調整一下電壓波形。 電流跟蹤控制的精度與滯環(huán)的環(huán)寬有關，同時還受到功率開關器件允許開關頻率的制約。當環(huán)寬選得較大時，可降低開關頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；如果環(huán)寬太小，電流波形雖然較好，卻使開關頻率增大了。這是一對矛盾的因素，實用中，應在充分利用器件開關頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環(huán)寬。小小 結結 電流滯環(huán)跟蹤控制方法的精度高，響應快，且易于實現(xiàn)。但受功率開關器件允許開

60、關頻率的限制，僅在電機堵轉且在給定電流峰值處才發(fā)揮出最高開關頻率，在其他情況下，器件的允許開關頻率都未得到充分利用。為了克服這個缺點，可以采用具有恒定開關頻率的電流控制器，或者在局部范圍內(nèi)限制開關頻率，但這樣對電流波形都會產(chǎn)生影響。6.4.4 電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術控制技術 （或稱磁鏈跟蹤控制技術）（或稱磁鏈跟蹤控制技術）本節(jié)提要n問題的提出n空間矢量的定義n電壓與磁鏈空間矢量的關系n六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉磁場n電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制 n 問題的提出 經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波