CMOS 數(shù)控振蕩器設計

1、CMOS數(shù)控振蕩器設計1 引言隨著數(shù)字信號處理數(shù)字信號處理越來越廣泛的應用，數(shù)字鎖相環(huán)DPLL(DigitalPhaseLockLoop)在現(xiàn)代集成電路設計中也越來越普遍，特別是在數(shù)字信號處理器DSP和微處理器這類高性能數(shù)字電路應用中，數(shù)字鎖相環(huán)更是一種必不可少的電路。與傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)(AnalogPhase-LockedLoop)相比，由于數(shù)字鎖相環(huán)較少采用高阻值電阻、電容以及電感等非線性器件，可以采用與高速數(shù)字邏輯電路相兼容的制造工藝來設計和制造，也更加容易在數(shù)字系統(tǒng)中應用。一個典型的數(shù)字鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，數(shù)控數(shù)控振蕩器振蕩器DCO(Digital-ControlledOscillator)是

2、其中最關(guān)鍵和核心的部分。數(shù)控振蕩器DCO輸出了可變頻率的振蕩波形，決定了整個鎖相環(huán)的噪聲性能和功耗。數(shù)字時間轉(zhuǎn)換器(Time-to-DigitalConverter)輸出了參考時鐘和反饋來的輸出時鐘之間的相位差，一個數(shù)字環(huán)形濾波器(DigitalLoopFilter)代替了模擬環(huán)形濾波器來控制DCO，由與參考時鐘的相位差來控制DCO輸出或高或低的振蕩頻率，輸出振蕩信號由負反饋送到數(shù)字時間轉(zhuǎn)換器，使相位差減小，最終讓輸出信號頻率與參考時鐘頻率一致，即達到相位鎖定。整個DCO因此不再需要含有電容或電感，同時也減少漏電流和電源噪音的問題。圖1數(shù)字鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)2 電路結(jié)構(gòu)和原理數(shù)控振蕩器有多種實現(xiàn)

3、結(jié)構(gòu)，本文設計了一種完全采用靜態(tài)CMOSCMOS邏輯電路的DCO結(jié)構(gòu)，該DCO基于由CMOS反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器，其電路結(jié)構(gòu)。圖2電路結(jié)構(gòu)圖，每一級環(huán)形振蕩器均是5個CMOS反相器串聯(lián)，并構(gòu)成閉環(huán)負反饋回路，每個反相器的輸出也與下一級環(huán)形振蕩器對應的反相器輸出相連。根據(jù)巴克豪森準則：振蕩器要產(chǎn)生振蕩，那么環(huán)路增益必須大于等于一且總相移有360°。因此環(huán)路中進行反相的次數(shù)必須是奇數(shù)，三個以上的奇數(shù)個CMOS反相器串聯(lián)閉環(huán)回路，在一個微小的激勵下都能夠產(chǎn)生振蕩。單級環(huán)形振蕩器的振蕩頻率由反相器個數(shù)和其本征延遲決定，用n表示反相器個數(shù)，tr表示反相器上升沿延遲，tf表示反相器下降沿

4、延遲，頻率可以用下式表示為：反相器下降延遲tf和上升延遲tr根據(jù)下列公式定義，式中Rn、Rp分別為圖2(b)中反相器PMOS管MO、Ml和NMOS管M2、M3的等效電阻，Cout為反相器輸出電容。設置電路中所有MOSFET的溝道長度都為90nm工藝設計規(guī)范的默認值0.1μm。因為在常溫下N溝道中的電子遷移率大約是P溝道中的空穴遷移率的23倍，因此設置PMOS管的寬度Wp是NMOS管寬度Wn的2倍，使反相器中NMOS管和PMOS管的等效電阻近似相等，即Rn=Rp，也就使tr=tf。下降延遲tr和上升延遲tf相等可以讓環(huán)形振蕩器產(chǎn)生對稱性比較好的波形，提高振蕩器的抗噪聲性能。1引言隨

5、著數(shù)字信號處理越來越廣泛的應用，數(shù)字鎖相環(huán)DPLL(DigitalPhaseLockLoop)在現(xiàn)代集成電路設計中也越來越普遍，特別是在數(shù)字信號處理器DSP和微處理器這類高性能數(shù)字電路應用中，數(shù)字鎖相環(huán)更是一種必不可少的電路。與傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)(AnalogPhase-LockedLoop)相比，由于數(shù)字鎖相環(huán)較少采用高阻值電阻、電容以及電感等非線性器件，可以采用與高速數(shù)字邏輯電路相兼容的制造工藝來設計和制造，也更加容易在數(shù)字系統(tǒng)中應用。一個典型的數(shù)字鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，數(shù)控振蕩器DCO(Digital-ControlledOscillator)是其中最關(guān)鍵和核心的部分。數(shù)控振蕩器DCO輸出了可變頻率

6、的振蕩波形，決定了整個鎖相環(huán)的噪聲性能和功耗。數(shù)字時間轉(zhuǎn)換器(Time-to-DigitalConverter)輸出了參考時鐘和反饋來的輸出時鐘之間的相位差，一個數(shù)字環(huán)形濾波器(DigitalLoopFilter)代替了模擬環(huán)形濾波器來控制DCO，由與參考時鐘的相位差來控制DCO輸出或高或低的振蕩頻率，輸出振蕩信號由負反饋送到數(shù)字時間轉(zhuǎn)換器，使相位差減小，最終讓輸出信號頻率與參考時鐘頻率一致，即達到相位鎖定。整個DCO因此不再需要含有電容或電感，同時也減少漏電流和電源噪音的問題。圖1數(shù)字鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)2電路結(jié)構(gòu)和原理數(shù)控振蕩器有多種實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，本文設計了一種完全采用靜態(tài)CMOS邏輯電路的DCO

7、結(jié)構(gòu)，該DCO基于由CMOS反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器，其電路結(jié)構(gòu)。圖2電路結(jié)構(gòu)圖，每一級環(huán)形振蕩器均是5個CMOS反相器串聯(lián)，并構(gòu)成閉環(huán)負反饋回路，每個反相器的輸出也與下一級環(huán)形振蕩器對應的反相器輸出相連。根據(jù)巴克豪森準則：振蕩器要產(chǎn)生振蕩，那么環(huán)路增益必須大于等于一且總相移有360°。因此環(huán)路中進行反相的次數(shù)必須是奇數(shù)，三個以上的奇數(shù)個CMOS反相器串聯(lián)閉環(huán)回路，在一個微小的激勵下都能夠產(chǎn)生振蕩。單級環(huán)形振蕩器的振蕩頻率由反相器個數(shù)和其本征延遲決定，用n表示反相器個數(shù)，tr表示反相器上升沿延遲，tf表示反相器下降沿延遲，頻率可以用下式表示為：反相器下降延遲tf和上升延遲tr根據(jù)

8、下列公式定義，式中Rn、Rp分別為圖2(b)中反相器PMOS管MO、Ml和NMOS管M2、M3的等效電阻，Cout為反相器輸出電容。設置電路中所有MOSFET的溝道長度都為90nm工藝設計規(guī)范的默認值0.1μm。因為在常溫下N溝道中的電子遷移率大約是P溝道中的空穴遷移率的23倍，因此設置PMOS管的寬度Wp是NMOS管寬度Wn的2倍，使反相器中NMOS管和PMOS管的等效電阻近似相等，即Rn=Rp，也就使tr=tf。下降延遲tr和上升延遲tf相等可以讓環(huán)形振蕩器產(chǎn)生對稱性比較好的波形，提高振蕩器的抗噪聲性能。每一級的5個CMOS反相器由一個高電平有效的輸入信號控制，同時打開或者關(guān)

9、閉，讓DCO中的環(huán)形振蕩器逐級打開或者逐級關(guān)閉。當打開的環(huán)形振蕩器級數(shù)越多，電路中的振蕩電流越強，電路輸出的振蕩頻率就越快。反之，當打開的環(huán)形振蕩器級數(shù)越少，電路中的振蕩電流減弱，但因為整個DCO中的環(huán)形振蕩器總級數(shù)是一定的，因此整個DCO中的等效電容并沒有減少，所以輸出的振蕩頻率就會下降。因此，該數(shù)控振蕩器是通過控制打開的環(huán)形振蕩器級數(shù)，數(shù)字化地控制振蕩頻率，在DPLL中需要一個前置的數(shù)字環(huán)形濾波器提供輸入信號，控制各級振蕩器的打開或關(guān)閉。當所有環(huán)形振蕩器都打開時，無論該DCO中總共有多少級環(huán)形振蕩器，DCO輸出的振蕩波形的最大頻率fmax都為式(1)表示的單個環(huán)形振蕩器振蕩頻率。輸出的最小

10、頻率fmin也就是當只有一級環(huán)形振蕩器打開時的DCO輸出頻率。由此分析,DCO的增益可以如下式表示，式中N為電路中總的環(huán)形振蕩器級數(shù)：由上述分析可見，當該DCO中具有的總的環(huán)形振蕩器級數(shù)越多，可以輸出的fmin越小，KDCO也越小，也就是每一級環(huán)形振蕩器開關(guān)所控制的頻率增減也越小，振蕩器線性度也就越好。3 仿真結(jié)果本文基于STMicroelectronics的90nmCMOS混合信號工藝，采用CadenceVirtuoso設計軟件，使用AnalogEnvironment中的Spectre仿真器進行仿真。由于電路完全與數(shù)字集成電路工藝兼容，因此也可以采用諸如硬件描述語言來設計電路。由32級環(huán)形振

11、蕩器構(gòu)成的數(shù)控振蕩器DCO在CadenceVirtuoso中的仿真電路，在本文的仿真中，是使用直流電壓作為控制DCO各級環(huán)形振蕩器打開或者關(guān)閉的輸入信號。圖332級的DCO結(jié)構(gòu)仿真電路圖電路中電源電壓VDD=1.2V，所有MOSFET均采用90nm工藝庫中的標準電壓晶體管SVT(StandardVoltageTransistor)，其閾值電壓為Vthn=0.3V,|Vthp|=0.3V。當32級環(huán)形振蕩器逐級打開，數(shù)控振蕩器輸出波形的振蕩頻率也逐級上升，整個數(shù)控振蕩器的頻率調(diào)節(jié)范圍。圖4DCO輸出頻率調(diào)節(jié)曲線當32級DCO中的18級環(huán)形振蕩器打開的時候，DCO的相位噪聲。相位噪聲由Spectr

12、e仿真器的pss分析和pnoise分析測得。圖5打開18級時的DCO相位噪聲該32級數(shù)控振蕩器的相位噪聲和功耗如表1所示，隨著環(huán)形振蕩器逐級打開，相位噪聲和功耗都明顯上升，這是獲得高頻率輸出波形所付出的性能代價。先測得單個反相器的平均電流，測得各個打開的反相器平均電流均約為14μA，由下式可以得到電路的總功耗，式中N為打開的環(huán)形振蕩器級數(shù)。為了研究環(huán)形振蕩器級數(shù)對頻率調(diào)節(jié)范圍的影響，將數(shù)控振蕩器的級數(shù)減少至18級或12級，再分別測試其頻率調(diào)節(jié)范圍。三種不同級數(shù)數(shù)控振蕩器調(diào)節(jié)范圍的對比，不同級數(shù)的數(shù)控振蕩器fmax相等，但fmin隨著數(shù)控振蕩器的總級數(shù)增加而減小，且KDCO也變小，

13、調(diào)節(jié)線性度更好。圖6不同級數(shù)數(shù)控振蕩器的頻率調(diào)節(jié)范圍表1數(shù)控振蕩器不同級打開時的相位噪聲和功耗進一步測試器件尺寸對數(shù)控振蕩器性能的影響，當器件寬度Wn和Wp增加，反相器中的平均電流增加，可以輸出更高的頻率并減小電路中器件噪聲導致的相位噪聲，這對高性能電路是有意義的，但電路功耗也隨之增加。對于18級數(shù)控振蕩器，保持電路中全部MOSFET的溝道長度不變，同時增大圖2(b)中的NMOS管M2、M3的Wn和PMOS管MO、M1的Wp至原尺寸的1.5倍后測得的頻率調(diào)節(jié)范圍，全部環(huán)形振蕩器共18級打開后的DCO功耗及相位噪聲如表2所示。表2器件尺寸不同時測得的功耗及相位噪聲圖7器件尺寸不同時測得的頻率調(diào)節(jié)范圍對比4