移動通信課程設(shè)計報告

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上江蘇科技大學(xué)移動通信課程設(shè)計報告 基于MATLAB的GMSK系統(tǒng)的設(shè)計仿真1課程設(shè)計的任務(wù)與要求1.1課程設(shè)計的任務(wù)（1）掌握GMSK的原理和Simulink仿真基本方法； （2）熟悉MATLAB的編程技術(shù)，并熟練掌握其編程技術(shù) （3） 能采用MATLAB實現(xiàn)對GMSK調(diào)制解調(diào)的原理性仿真，給出GMSK編碼調(diào)制，以及接收端進(jìn)行解調(diào)的詳細(xì)過程及分析，以此來更深入理解GMSK的調(diào)制解調(diào)過程（4）熟練掌握GMSK，MSK信號的調(diào)制解調(diào)基本原理 1.2 課程設(shè)計的要求（1）觀察基帶信號和解調(diào)信號波形。（2）觀察已調(diào)信號頻譜圖。（3）改變

2、BT參數(shù)，分析調(diào)制性能和BT參數(shù)的關(guān)系。（4）與MSK系統(tǒng)的對比。1.3系統(tǒng)的組成及設(shè)計原理 GMSK系統(tǒng)主要由信號產(chǎn)生模塊、信號調(diào)制模塊、信道、信號解調(diào)模塊、誤碼率計算模塊組成。在圖形觀察方面還包含頻譜儀、示波器和眼圖繪制模塊。本系統(tǒng)由信號產(chǎn)生模塊產(chǎn)生一個二進(jìn)制序列，再經(jīng)過調(diào)制器進(jìn)行調(diào)制，之后便將調(diào)制信號送入信道，經(jīng)過解調(diào)器解調(diào)得到解調(diào)信號。為計算系統(tǒng)誤碼率，則在調(diào)制器后加一誤碼率計算模塊，計算誤碼率。圖1.3系統(tǒng)原理框圖GMSK原理圖：調(diào)制原理圖如圖1，圖中濾波器是高斯低通濾波器，它的輸出直接對VCO進(jìn)行調(diào)制，以保持已調(diào)包絡(luò)恒定和相位連續(xù)。圖1 GMSK調(diào)制原理圖為了使輸出頻譜密

3、集，前段濾波器必須具有以下待性：1.窄帶和尖銳的截止特性，以抑制FM調(diào)制器輸入信號中的高頻分量；2.脈沖響應(yīng)過沖量小，以防止FM調(diào)制器瞬時頻偏過大；3.保持濾波器輸出脈沖響應(yīng)曲線下面積對應(yīng)pi/2的相移。調(diào)制指數(shù)為1/2。前置濾波器以高斯型最能滿足上述條件，這也是高斯濾波器最小移頻鍵控(GMSK)的由來。GMSK本是MSK的一種，而MSK又是是FSK的一種，因此，GMSK檢波也可以采用FSK檢波器，即包絡(luò)檢波及同步檢波。而GMSK還可以采用時延檢波，但每種檢波器的誤碼率不同。我們在構(gòu)建數(shù)字通信系統(tǒng)的模型后，利用計算機(jī)仿真作為分析手段，對在不同的通信環(huán)境下設(shè)計方案的誤碼性能進(jìn)行定量分析，用來對各

4、調(diào)制，解調(diào)方案性能進(jìn)行評估。由于GMSK信號具有良好的頻潛效率、以及恒包絡(luò)性質(zhì)，因而廣泛的應(yīng)用于移動通信系統(tǒng)。高斯最小頻移鍵控(GMSK)由于帶外輻射低因而具有很好的頻譜利用率，其恒包絡(luò)的特性使得其能夠使用功率效率高的C類放大器。這些優(yōu)良的特性使其作為一種高效的數(shù)字調(diào)制方案被廣泛的運(yùn)用于多種通信系統(tǒng)和標(biāo)準(zhǔn)之中。如上所述，GMSK有著廣泛的應(yīng)用。因此，從本世紀(jì)80年代提出該技術(shù)以來，廣大科研人員進(jìn)行了大量的針對其調(diào)制解調(diào)方案的研究。GMSK非相干解調(diào)原理圖如圖2，圖中是采用FM鑒頻器（斜率鑒頻器或相位鑒頻器）再加判別電路，實現(xiàn)GMSK數(shù)據(jù)的解調(diào)輸出。圖2 GMSK解調(diào)原理圖2 GMSK系統(tǒng)設(shè)計2

5、.1 信號發(fā)生模塊因為GMSK信號只需滿足非歸零數(shù)字信號即可，本設(shè)計中選用（Bernoulli Binary Generator）來產(chǎn)生一個二進(jìn)制序列作為輸入信號。圖3 GMSK信號產(chǎn)生器該模塊的參數(shù)設(shè)計這只主要包括以下幾個。其中probability of a zero 設(shè)置為0.5表示產(chǎn)生的二進(jìn)制序列中0出現(xiàn)的概率為0.5；Initial seed 為61表示隨機(jī)數(shù)種子為61；sample time為1/1000表示抽樣時間即每個符號的持續(xù)時為0.001s。當(dāng)仿真時間固定時，可以通過改變sample time參數(shù)來改變碼元個數(shù)。例如仿真時間為10s，若sample time為1/1000，

6、則碼元個數(shù)為10000。如圖4所示。圖4 Bernoulli Binary Generator參數(shù)設(shè)置2.2 調(diào)制解調(diào)模塊圖5 GMSK調(diào)制解調(diào)模塊 GMSK Modulator Baseband為GMSK基帶調(diào)制模塊，其input type參數(shù)設(shè)為Bit表示表示模塊的輸入信號時二進(jìn)制信號（0或1）。BT product為0.3表示帶寬和碼元寬度的乘積。其中B是高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬，T是碼元長度。當(dāng)B·T=時，GMSK調(diào)制信號就變成MSK調(diào)制信號。BT=0.3是GSM采用的調(diào)制方式。Plush length則是脈沖長度即G

7、MSK調(diào)制器中高斯低通濾波器的周期，設(shè)為4。Symbol prehistory表示GMSK調(diào)制器在仿真開始前的輸入符號，設(shè)為1。Phase offset 設(shè)為0，表示GMSK基帶調(diào)制信號的初始相位為0。Sample per symbol為1表示每一個輸入符號對應(yīng)的GMSK調(diào)制器產(chǎn)生的輸出信號的抽樣點數(shù)為1。  AWGN Channel為加性高斯白噪聲模塊，高斯白噪聲信道的Mode參數(shù)（操作模式）設(shè)置為Signal to noise(SNR),表示信道模塊是根據(jù)信噪比SNR確定高斯白噪聲的功率，這時需要確定

8、兩個參數(shù)：信噪比和周期。而將SNR參數(shù)設(shè)為一個變量xSNR是為了在m文件中編程，計算不同信噪比下的誤碼率，改變SNR即改變信道信噪比。 GMSK Demodulator Baseband是GMSK基帶解調(diào)器。其前六項參數(shù)與GMSK調(diào)制器相同，并設(shè)置的值也相同。最后一項為回溯長度Traceback Length,設(shè)為變量Tracebacklength，在m文件通過改變其值，可以觀察回溯長度對調(diào)制性能的影響。 GMSK Modulator Baseband為GMSK基帶調(diào)制模塊，其input type參數(shù)設(shè)為Bit表示表示模塊的輸入信號時二進(jìn)制信號（0或1）

9、。BT product為0.3表示帶寬和碼元寬度的乘積。其中B是高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬，T是碼元長度。當(dāng)B·T=時，GMSK調(diào)制信號就變成MSK調(diào)制信號。BT=0.3是GSM采用的調(diào)制方式。Plush length則是脈沖長度即GMSK調(diào)制器中高斯低通濾波器的周期，設(shè)為4。Symbol prehistory表示GMSK調(diào)制器在仿真開始前的輸入符號，設(shè)為1。Phase offset 設(shè)為0，表示GMSK基帶調(diào)制信號的初始相位為0。Sample per symbol為1表示每一個輸入符號對應(yīng)的GMSK調(diào)制器產(chǎn)生的輸出信號的抽樣點數(shù)為1。如圖6所示。AWGN Channel為加性

10、高斯白噪聲模塊，高斯白噪聲信道的Mode參數(shù)設(shè)置為Signal to noise(SNR),表示信道模塊是根據(jù)信噪比SNR確定高斯白噪聲的功率，這時需要確定兩個參數(shù)：信噪比和周期。而將SNR參數(shù)設(shè)為一個變量xSNR是為了在m文件中編程，計算不同信噪比下的誤碼率，改變SNR即改變信道信噪比。如圖7所示。 GMSK Demodulator Baseband是GMSK基帶解調(diào)器。其前六項參數(shù)與GMSK調(diào)制器相同，并設(shè)置的值也相同。最后一項為回溯長度Traceback Length,設(shè)為變量Tracebacklength，在m文件通過改變其值，可以觀察回溯長度對調(diào)制性能的影響。如圖8所示。圖6 GMS

11、K Modulator Baseband參數(shù)設(shè)置圖7 AWGN Channel參數(shù)設(shè)置圖8 GMSK Demodulator Baseband參數(shù)設(shè)置2.3 誤碼率計算模塊圖9 誤碼率計算模塊Receive dely(接收端時延)設(shè)置為回溯長度加一，表示接收端輸入的數(shù)據(jù)滯后發(fā)送端數(shù)據(jù)TracebackLength+1個輸入數(shù)據(jù)；Computation delay(計算時延)設(shè)為0，表示錯誤率統(tǒng)計模塊不忽略最初的任何輸入數(shù)據(jù)。Computation mode(計算模式)設(shè)置為Entire frame(幀計算模塊)，表示錯誤率統(tǒng)計模塊對發(fā)送端和接收端的所有數(shù)據(jù)進(jìn)行統(tǒng)計。Output data(輸出

12、數(shù)據(jù))設(shè)為workspace，表示竟統(tǒng)計數(shù)據(jù)輸出到工作區(qū)。Variable name (變量名)則是設(shè)置m文件中要返回的參數(shù)的名稱，設(shè)為xErrorRate。如圖10所示。 圖10 Error Rate Calculation參數(shù)設(shè)置2.4 波形觀察模塊2.4.1調(diào)制、解調(diào)信號觀察模塊因為GMSK調(diào)制信號是一個復(fù)合信號，所以只用示波器（Scope）無法觀察到調(diào)制波形，所以在調(diào)制信號和示波器間加一轉(zhuǎn)換模塊Complex to magnitude-angle將調(diào)制信號分別在幅度和相角兩方面來觀察。圖11調(diào)制信號觀察模塊將Complex to magnitude-angleoutput的output

13、參數(shù)設(shè)為magnitude and angle,表示同時輸出調(diào)制信號的幅度和相角。示波器scope1的number of axes 為2表明有縱坐標(biāo)個數(shù)為2；time range表示時間軸的顯示范圍，設(shè)為auto,表示時間軸的顯示范圍為整個仿真時間段。Tick Tabels 設(shè)為bottom axis only時，只顯示各個縱坐標(biāo)以及最下面的橫坐標(biāo)的標(biāo)簽。如圖12所示。圖12 Complex to Magnitude-Angle參數(shù)設(shè)置圖13 解調(diào)信號觀察模塊2.4.2 調(diào)制信號頻譜觀察模塊圖14 GMSK調(diào)制信號頻譜觀察模塊設(shè)置了坐標(biāo)Y的范圍為0到7，X的范圍為-FS,FS，Amplitud

14、e scaling表示幅度計算，選擇一般模式即以V為單位進(jìn)行計算。但Y坐標(biāo)標(biāo)記Y-axis title設(shè)為magnitude，dB轉(zhuǎn)換為dB形式。如圖15所示。2.4.3眼圖觀察模塊圖16 GMSK調(diào)制解調(diào)信號眼圖觀察模塊Offset(sample)參數(shù)表示MATLAB在開始繪制眼圖之前應(yīng)該忽略的抽樣點的個數(shù)。Symbols per trace表示每徑符號數(shù)，每條曲線即成為一個“徑”。Traces displayed 則是要顯示的徑數(shù)。New traces per display 是每次重新顯示的徑的數(shù)目。如圖17所示。圖17 Discrete-Time Eye Diagram Scope參數(shù)

15、設(shè)置2.4.4星座圖觀察模塊圖18 GMSK調(diào)制解調(diào)星座圖觀察模塊星座圖展示了信號在空間的排列分步，即在噪聲環(huán)境下信號之間的最小距離。2.4.5 GMSK系統(tǒng)設(shè)計仿真模型圖整個系統(tǒng)主要包括五大模塊：隨機(jī)信號發(fā)生模塊、GMSK調(diào)制模塊、信道、GMSK解調(diào)模塊、誤碼率統(tǒng)計模塊。圖19 GMSK系統(tǒng)設(shè)計仿真模型圖3 GMSK系統(tǒng)與MSK系統(tǒng)的性能比較3.1 MSK系統(tǒng)設(shè)計最小頻移鍵控(MSK)是恒定包絡(luò)調(diào)制技術(shù)，是2FSK的改進(jìn)調(diào)制方式，它具有波形連續(xù)，相位穩(wěn)定，帶寬最小并且嚴(yán)格正交的特點。以下是MSK各個系統(tǒng)的模塊介紹。其參數(shù)設(shè)置參照GMSK參數(shù)設(shè)置。3.1.4 MSK系統(tǒng)設(shè)計仿真模型圖圖23 M

16、SK系統(tǒng)設(shè)計仿真模型圖3.2 GMSK系統(tǒng)設(shè)計圖24 GMSK系統(tǒng)設(shè)計圖3.3 GMSK調(diào)制仿真誤碼性能的M文件代碼圖25 GMSK調(diào)制仿真誤碼性能的M文件3.4 GMSK系統(tǒng)與MSK系統(tǒng)的性能比較的M文件代碼圖26 GMSK系統(tǒng)與MSK系統(tǒng)的性能比較的M文件4 GMSK系統(tǒng)仿真4.1 仿真 調(diào)試過程中主要通過MATLAB自帶的Help功能來進(jìn)行調(diào)試，在Help中查找所需函數(shù)的定義及形式和使用方法。通過報錯信息找出相應(yīng)的錯誤，翻閱相關(guān)資料，與同組人經(jīng)過討論后進(jìn)行修改。在最終解決不了的情況下，請教老師，最終改正所有錯誤。 設(shè)計模塊、參數(shù)設(shè)置及程序代碼編寫完成后。先將高斯白噪聲信道信噪比

17、xSNR和GMSK解調(diào)模塊的回溯長度參數(shù)設(shè)為常數(shù)，運(yùn)行實驗?zāi)Ｐ?，觀察示波器，發(fā)現(xiàn)沒有出現(xiàn)基帶與解調(diào)信號波形。先檢查示波器參數(shù)，發(fā)現(xiàn)并無問題，編譯SimuLink的.mdl文件時信號發(fā)生器報錯，錯誤信息為： For integer inputs, the input values must be in the range +/- (M-2i-1), i=0,1, ., (M/2)-1，檢查GMSK調(diào)制模塊參數(shù)input type與GMSK

18、解調(diào)模塊out put 參數(shù)均設(shè)置為integer，但實際上貝努力二進(jìn)制序列產(chǎn)生器產(chǎn)生的是一個由0和1組成二進(jìn)制序列，與integer產(chǎn)生沖突，將上述兩參數(shù)就改為bit，再編譯mdl文件，無錯誤顯示。進(jìn)而運(yùn)行m文件，mdl文件界面彈出，說明無法執(zhí)行mdl模型。檢查程序，發(fā)現(xiàn)xSimulation Time在m文件中有設(shè)置，而此參數(shù)在SimuLink中的simulation/simulation parameters中已根據(jù)start time 和stop time 設(shè)定，刪除m文件中的xSimulation

19、0;Time=10，再運(yùn)行，觀察示波器，示波器顯示波形。誤碼率曲線也能畫出。署名系統(tǒng)基本功能已經(jīng)實現(xiàn)。  在資料上查找多徑道瑞麗信道模塊的參數(shù)，發(fā)現(xiàn)其Sample time參數(shù)必須設(shè)置為1/BitRate/SampleperSymbol，前面二進(jìn)制序列發(fā)生器的sample time 為1/1000，而多徑道瑞麗信道模塊SampleperSymbol參數(shù)為1，故多徑道瑞麗信道模塊的Sample time參數(shù)應(yīng)為1/1000。改正后，運(yùn)行文件，無錯。4.2 GMSK調(diào)制與解調(diào)波形圖27 GMSK調(diào)制信號幅度和相角波形由于調(diào)制信號是一個復(fù)合信號，不能

20、直接由示波器觀察，通過一complex to magnitude-angle模塊將調(diào)制信號分為幅度和相角兩個變量來觀察。通過幅度的波形（上）和相角波形（下）驗證了GMSK的幅度不變，由相角波形來看，相角連續(xù)，與理論符合。所以圖形基本正確。由圖28中基帶信號（上）與解調(diào)信號波形（下）比較可得，其由起始碼元到最后一個碼元，發(fā)現(xiàn)調(diào)制信號波形從第四個碼元開始與基帶信號完全符合，說明系統(tǒng)的調(diào)制性能較好，基本實現(xiàn)了解調(diào)的目的將調(diào)制信號還原為基帶信號。圖28 GMSK基帶信號與解調(diào)信號圖29 BT=0.2的GMSK調(diào)制信號頻譜簡單的說，任何信號（滿足一定的數(shù)學(xué)條件），都可以通過傅里葉變換而分解成一個直流分量

21、和若干個正弦信號的和。每個正弦信號都有自己的頻率和幅值，這樣，以頻率值作橫軸，以幅值作縱軸，把上述若干個正弦信號的幅值畫在其所對應(yīng)的頻率上，就做出了信號的幅頻分布圖，也就是所謂頻譜圖。圖30 BT=0.6的GMSK調(diào)制信號頻譜實驗所得頻譜圖的主瓣與理論頻譜近似，只是頂端稍顯尖銳，不夠圓滑。圖31 BT=0.9的GMSK調(diào)制信號頻譜比較圖29、圖30和圖31中頻譜，發(fā)現(xiàn)BT=0.3與BT=0.9得GMSK調(diào)制頻譜，并無明顯差異，與GMSK調(diào)制信號的頻譜隨著BT的減小而變得緊湊起來的理論結(jié)果不符合，從而驗證可能是系統(tǒng)的某些參數(shù)設(shè)置不太合理，導(dǎo)致得不到正確的結(jié)果。4.3 GMSK調(diào)制信號眼圖圖32

22、BT=0.2時GMSK調(diào)制信號眼圖眼圖的“眼睛”張開的大小反映著碼間串?dāng)_的強(qiáng)弱。眼睛張的越大，且眼圖越端正，表示碼間串?dāng)_越??；反之表示碼間串?dāng)_越大。當(dāng)存在噪聲時，噪聲將疊加在信號上，觀察到的眼圖的線跡會變得模糊不清。若同時存在碼間串?dāng)_，“眼睛”將張開得更小。與無碼間串?dāng)_時的眼圖相對比，原來清晰端正的細(xì)線跡，變成了比較模糊的帶狀線，而且很不端正。噪聲越大，線跡越寬，越模糊；碼間串?dāng)_越大，眼圖越不端正。眼圖對于展示數(shù)字信號傳輸系統(tǒng)的性能提供了很多有用的信息：可以從中看出碼間串?dāng)_的大小和噪聲的強(qiáng)弱，有助于直觀地了解碼間串?dāng)_和噪聲的影響，評價一個基帶系統(tǒng)的性能優(yōu)劣；可以指示接受濾波器的調(diào)整，以減少碼間

23、串?dāng)_。（1）最佳抽樣時刻應(yīng)在“眼睛”張開最大的時刻。（2）對定時誤差的靈敏度可以由眼圖斜邊的斜率決定。斜率越大，對定時誤差就越敏感。（3）在抽樣時刻上，眼圖上下兩分支陰影區(qū)的垂直高度，表示最大信號畸變。（4）對于利用信號過零點取平均來得到定時信息的接受系統(tǒng)，眼圖傾斜分支與橫軸相交的區(qū)域的大小，表示零點位置的變動范圍，這個變動范圍的大小對提取定時信息有重要的影響。分析：由圖中混亂的線條可知，BT=0.2時，眼圖“眼睛”睜開很小，失真嚴(yán)重，系統(tǒng)碼間串?dāng)_較大。圖33 BT=0.4時GMSK調(diào)制信號眼圖分析：由圖中混亂的線條可知，BT=0.4時，眼圖“眼睛”睜開比圖32中大，但存在過零點失真，仍然存在

24、碼間串?dāng)_，但比BT=0.2時好得多。圖34 BT=0.9時GMSK調(diào)制信號眼圖分析：與圖33，34相比較，圖34中眼圖最為清晰，眼睛睜開程度也較大，且眼圖端正，說明碼間串?dāng)_較小。綜合上述分析，可知BT值越小，碼間串?dāng)_越大，這也是GMSK體制的缺點。4.4 GMSK基帶信號星座圖GMSK基帶信號星座圖如下圖所示，分別為信噪比等于20及30時的星座圖。在通信科技中星座圖展示了信號在空間的排列分步，即在噪聲環(huán)境下信號之間的最小距離。星座圖對于判斷調(diào)制方式的誤碼率有很直觀的效用。并且，由于頻率調(diào)制時，其頻率分量始終隨著基帶信號的變化而變化，故而其基向量也是不停的變化，而且，此時在信號空間中的分量也為一

25、個確定的量。所以，對于頻率調(diào)制一般不討論其星座圖。由圖可以發(fā)現(xiàn)信噪比越大信號在空間的排列分布越緊湊。圖35 SNR=20時GMSK基帶信號星座圖圖36 SNR=30時GMSK基帶信號星座圖4.5 GMSK系統(tǒng)誤碼率曲線在BT=0.4、0.6時，對系統(tǒng)誤碼率進(jìn)行仿真。當(dāng)BT=0.4時,既可以使頻域帶寬很窄,時域持續(xù)時間適當(dāng),又使時域信號容易實現(xiàn)。圖37 BT=0.4和BT=0.6GMSK系統(tǒng)誤碼率曲線仿真結(jié)果表明，系統(tǒng)在BT=0.6時的誤碼率要低于BT=0.4時的誤碼率。這表明GMSK調(diào)制信號的頻譜隨著BT的減小而變得緊湊的時候，GMSK調(diào)制信號的誤碼性能卻變得越來越差?？梢?，GMSK頻譜特性的

26、改善是以誤碼率性能的下降為代價的。 所以，在使用GMSK調(diào)試方式的時候，要同時考慮頻譜和誤碼性能要求，選取適當(dāng)?shù)腂T值。BT=0.4是個經(jīng)驗數(shù)據(jù)，常用于實際工程。當(dāng)然GMSK信號誤碼率不僅取決于信噪比，還與GMSK調(diào)制器參數(shù)Sample per symbol以及GMSK解調(diào)器參數(shù)Tracebacklength有關(guān)。增大這兩個參數(shù)值，其誤碼率將會降低。適當(dāng)改變這些參數(shù)并比較誤碼率性能的變化，從而弄清實際GMSK系統(tǒng)參數(shù)的確定依據(jù)。通過仿真實驗，可以對通信系統(tǒng)的建立、通信理論的深入分析研究起到很好的效果。4.6 不同BT參數(shù)下的GMSK與MSK比較圖38 BT=0.4的GMSK與MSK比較從圖中可

27、以看出，BT=0.4的性能比BT=0.6的差；BT=0.4的曲線比較接近MSK曲線；MSK曲線的性能較優(yōu)。圖39 BT=0.6的GMSK與MSK比較從原理上說，GMSK是MSK的改進(jìn)，GMSK頻譜在主瓣以外比MSK衰減得更快，而鄰路干擾小。但是，GMSK信號的頻譜特性的改善是通過降低誤碼率性能換來的。前置濾波器的帶寬越窄，即BT值越小，輸出功率頻譜就越緊湊，誤碼率性能就變得越差。當(dāng)BT趨于無窮時，GMSK就蛻變?yōu)镸SK。雖然，圖中只比較了BT=0.2和BT=0.4的曲線，但從趨勢上來看，BT的值越大，其曲線將越接近MSK曲線。附錄GMSK誤碼率作圖M文件源程序xSampleTime=1/100

28、00;xSimulationTime=10;xInitialSeed=61;xTracebackLength=4;x=0:10;y1=x;y2=x;bt=0.4;for i=1:length(x) xSNR=x(i); sim ('GMSK2'); y1(i)=xErrorRate(1);endbt=0.6;for i=1:length(x) xSNR=x(i); sim ('GMSK2'); y2(i)=xErrorRate(1);endsemilogy(x,y1,'b:*',x,y2,'r-');xlabel('SNR

29、(dB)')ylabel('Symbol Error Rate')legend('bt=0.4','bt=0.6')GMSK，MSK誤碼率比較作圖M文件源程序%gmsk誤碼率clear;clc;x=0:10;y=x;ty=zeros(11,3);xTracebackLength=6;%回溯長度for j=1:6 xBT=j/10;for i=1:length(x) xSNR=x(i); sim('gmskb'); y(i)=xErrorRate(1);%獲取誤碼率endty(:,j)=y'end;semilogy(

30、x,ty(:,1),'r-*',x,ty(:,2),'b-d',x,ty(:,3),'g-o');xlabel('SNR(dB)');ylabel('Symbol Error Rate');grid on;%加網(wǎng)格基于Matlab的CDMA系統(tǒng)的仿真設(shè)計一、引言CDMA是指在各發(fā)送端使用不相同、相互（準(zhǔn)）正交的地址碼調(diào)制所傳送的信息，而在接收端在利用碼型的（準(zhǔn)）正交性，通過相關(guān)檢測，從混合信號中選出相應(yīng)的信號的一種技術(shù)。實現(xiàn)CDMA的理論基礎(chǔ)是擴(kuò)頻通信，即在發(fā)送端將待發(fā)送的數(shù)據(jù)用偽隨機(jī)碼進(jìn)行調(diào)制，實現(xiàn)頻譜擴(kuò)展，然后

31、進(jìn)行傳輸，而在接收端則采用同樣的編碼進(jìn)行解擴(kuò)及相關(guān)處理，恢復(fù)原始的數(shù)據(jù)信息。該實驗系統(tǒng)通過對多用戶下的DS-CDMA系統(tǒng)進(jìn)行仿真設(shè)計，說明DS-CDMA通信系統(tǒng)的基本實現(xiàn)方式，實現(xiàn)PSK調(diào)制與解調(diào)，加入信道噪聲，并實現(xiàn)多用戶檢測。在增加用戶的情況下，分別檢測系統(tǒng)的誤碼率。二、系統(tǒng)框圖及分析圖1DS-CDMA利用不同的地址碼（PN序列）區(qū)分用戶，地址碼與用戶數(shù)據(jù)（信碼）相乘后得到擴(kuò)頻信號，經(jīng)信道傳輸后，在接受端與本地地址碼進(jìn)行相關(guān)檢測后，從中將地址碼與本地地址碼一致的用戶數(shù)據(jù)選出，把不一致的用戶除掉。從而實現(xiàn)了利用正交地址碼序列區(qū)分用戶，體現(xiàn)了碼分多址的通信方式。三、系統(tǒng)具體實現(xiàn)及分析1、擴(kuò)頻設(shè)

32、計 1.1 基本原理擴(kuò)頻通信技術(shù)是一種信息傳輸方式，其信號所占有的頻帶寬度遠(yuǎn)大于所傳信息必需的最小帶寬；頻帶的擴(kuò)展是通過一個獨(dú)立的碼序列來完成，用編碼及調(diào)制的方法來實現(xiàn)的，與所傳信息數(shù)據(jù)無關(guān)；在接收端則用同樣的碼進(jìn)行相關(guān)同步接收、解擴(kuò)及恢復(fù)所傳信息數(shù)據(jù)。 （1）擴(kuò)頻通信的理論基礎(chǔ)香農(nóng)公式公式分析A、在給定的傳輸速率C不變的條件下，頻帶寬度W和信噪比SN是可以互換的。即可通過增加頻帶寬度的方法，在較低的信噪比情況下，傳輸信息。B、擴(kuò)展頻譜換取信噪比要求的降低，正是擴(kuò)頻通信的重要特點，并由此為擴(kuò)頻通信的應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。 （2）工作原理在發(fā)端輸入的信息先經(jīng)信息調(diào)制形成數(shù)字信號，然后由擴(kuò)頻碼發(fā)生器產(chǎn)生

33、的擴(kuò)頻碼序列去調(diào)制數(shù)字信號以展寬信號的頻譜。展寬后的信號再調(diào)制到射頻發(fā)送出去。在接收端收到的寬帶射頻信號，變頻至中頻，然后由本地產(chǎn)生的與發(fā)端相同的擴(kuò)頻碼序列去相關(guān)解擴(kuò)。再經(jīng)信息解調(diào)、恢復(fù)成原始信息輸出。（3）實現(xiàn)方法擴(kuò)頻的基本方法有直接序列（DS）、跳頻（FH）、跳時（TH）和線性調(diào)頻（Chirp）等4種。本設(shè)計采用直接序列擴(kuò)頻工作方式，簡稱直擴(kuò)(DS)方式。直序擴(kuò)頻技術(shù)的原理是使用快速變化的二進(jìn)制比特流調(diào)制射頻載波信號，這種二進(jìn)制比特流看上去是隨機(jī)的，實際上是按照特定的算法由數(shù)字電路產(chǎn)生的，稱為偽隨機(jī)碼（PN序列）。在偽隨機(jī)碼的調(diào)制下，信息通過發(fā)射機(jī)發(fā)射。相應(yīng)的接收機(jī)內(nèi)能夠產(chǎn)生相同的偽隨機(jī)碼

34、，按照發(fā)射的逆過程解調(diào)，解析出有效信息信號。1.2具體設(shè)計（1）信源設(shè)計信源采用二進(jìn)制貝努利序列產(chǎn)生器(Bernoulli Binary Generator)產(chǎn)生二進(jìn)制序列。采樣時間設(shè)置為6e-4 s，且不同用戶的隨機(jī)種子不同。（2）偽隨機(jī)序列設(shè)計 偽隨機(jī)碼是一種結(jié)構(gòu)可以預(yù)先確定，可重復(fù)產(chǎn)生和復(fù)制，具有某種隨機(jī)序列隨機(jī)特性的序列碼。偽隨機(jī)碼序列一般可以利用移位寄存器網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生。在DS-CDMA系統(tǒng)中，所有用戶工作在相同的中心頻率上，輸入數(shù)據(jù)序列與偽隨機(jī)序列相乘后得到寬帶信息。不同用戶使用不同的PN序列，這些PN序列相互正交。在實際的通信系統(tǒng)中可以利用不同的偽隨機(jī)序列作為不同用戶的地址碼，從而實現(xiàn)

35、碼分多址通信。常用的PN序列有m序列、Walsh序列及GOLD序列。Walsh 碼序列比較復(fù)雜，正交性較好，主要用于CDMA IS-95 系統(tǒng)中。而Gold 序列可以比m 序列產(chǎn)生更多的地址碼，更適合于大型的通信系統(tǒng)。m序列是最長線性移位寄存器序列的簡稱。它是由多級移位寄存器或其他延遲元件通過線性反饋產(chǎn)生的最長的碼序列。由于m序列容易產(chǎn)生、規(guī)律性強(qiáng)、有許多優(yōu)良的性能，在擴(kuò)頻通信中最早獲得廣泛的應(yīng)用。如圖2所示，m序列可由二進(jìn)制線性反饋移位寄存器產(chǎn)生。它主要由n個串聯(lián)的寄存器、移位脈沖產(chǎn)生器和模2加法器組成。 圖中第i級移存器的狀態(tài)ai表示，ai=0 或ai=1，i=整數(shù)。反饋線的連接狀態(tài)用ci

36、表示，ci=1表示此線接通（參加反饋），ci=0表示此線斷開。由于反饋的存在，移存器的輸入端受控地輸入信號。不難看出，若初始狀態(tài)為全“0”,則移位后得到的仍為全“0”，因此應(yīng)避免出現(xiàn)全“0”狀態(tài)，又因為n級移存器共有2n-1種可能的不同狀態(tài)，除全“0”狀態(tài)外，剩下2n-1種狀態(tài)可用。每移位一次，就出現(xiàn)一種狀態(tài)，在移位若干次后，一定能重復(fù)出現(xiàn)前某一狀態(tài)，其后的過程便周而復(fù)始了。反饋線位置不同將出現(xiàn)不同周期的不同序列，我們希望找到線性反饋的位置，能使移存器產(chǎn)生的序列最長，即達(dá)到周期P=2n-1。按圖2中線路連接關(guān)系，可以寫為： （模2）該式稱為遞推方程。圖2 線性反饋移位寄存器上面曾經(jīng)指出，ci的

37、取值決定了移位寄存器的反饋連接和序列的結(jié)構(gòu)。現(xiàn)在將它用下列方程表示：這一方程稱為特征多項式。式中xi僅指明其系數(shù)ci的值（1或0），x本身的取值并無實際意義，也不需要去計算x的值。例如，若特征方程為f(x)=1+x+x4則它僅表示x0,x1和x4的系數(shù)c0=c1=c4=1,其余為零。經(jīng)嚴(yán)格證明：若反饋移位寄存器的特征多項式為本原多項式，則移位寄存器能產(chǎn)生m序列。只要找到本原多項式，就可構(gòu)成m系列發(fā)生器。 表1 部分本原多項式m序列的基本性質(zhì)如下：周期性：m序列的周期p取決于它的移位寄存器的級數(shù), p=2n-1平衡特性：m序列中0和1的個數(shù)接近相等；m序列中一個周期內(nèi)“1”的數(shù)目比“0”的數(shù)目多

38、1個。游程特性：m序列中長度為1的游程約占游程總數(shù)的1/2，長度為2的游程約占游程總數(shù)的1/22 ,長度為3的游程約占游程總數(shù)的1/23 線性疊加性：m序列和其移位后的序列逐位模2相加，所得的序列還是m序列，只是相移不同而已。例如與向右移3位后的序列逐位模2相加后的序列為，相當(dāng)于原序列向右移1位后的序列,仍是m序列。用公式表示為:其中: u(i)、up(i)、uq(i)分別為原序列、平移p個元素后的序列及平移相加后得到的序列中的第i個元素。二值自相關(guān)特性：碼位數(shù)越長越接近于隨機(jī)噪聲的自相關(guān)特性。m序列的自相關(guān)函數(shù)計算式為其中:,為碼序列的最大長度,亦即m序列的周期； Tc為m序列碼的碼元寬度。

39、可見,相關(guān)函數(shù)是個周期函數(shù)。m序列發(fā)生器中，并不是任何抽頭組合都能產(chǎn)生m序列。理論分析指出，產(chǎn)生的m序列數(shù)由下式?jīng)Q定：其中(x)為歐拉數(shù)(即包括1在內(nèi)的小于x并與它互質(zhì)的正整數(shù)的個數(shù))。例如5級移位寄存器產(chǎn)生的31位m序列只有6個。該設(shè)計采用PN序列生成器（PN Sequence Generator），生成擴(kuò)頻序列不同的用戶。PN序列生成器，使用相同的特征多項式1 0 0 0 0 1 1,但是初始狀態(tài)不同。采樣一般設(shè)置為信源速率的整數(shù)倍，該系統(tǒng)采樣時間設(shè)置為2e-5 s。1.3極性轉(zhuǎn)換與乘法器用乘法器（Product）對將已進(jìn)行極性轉(zhuǎn)換的信源和擴(kuò)頻序列相乘，完成擴(kuò)頻。 （1）基本原理：二進(jìn)制數(shù)

40、用0，1表示，在常用的正邏輯數(shù)字電路里面的形式是低電平（L）、高電平（H）。兩個二進(jìn)制序列A、B由異或門及模擬乘法器進(jìn)行處理的電路及輸出如圖3所示。1 1 0 001 1 10 0BA1 1 1 1 -1 -1 -1-1 -1-1 -A，B = -1(B=0)：AAA·B = A·B 01AAB( a )AB =A， B=0：A， B=1： 1 1 A-AB( b )A， B = +1(B=1)：圖3 兩個二進(jìn)制序列通過(a)異或門及(b)模擬乘法器圖3中，假定A=，B是長串的連0或連1。模擬乘法器輸入、輸出端有自己的正常靜態(tài)偏置電平，故與前后電路必須通過隔直流電容相聯(lián)。輸

41、入二進(jìn)制序列0、1經(jīng)過隔直后，以模擬乘法器輸入偏置電平為參考，成為負(fù)電平、正電平，歸一化后為-1、+1，即0變成-1，1變成+1。由圖3可見，除了倒相之外，兩電路的輸出完全相同。而倒相的差別，很容易通過加一級倒相器來消除，可以不予考慮。將A、B互換或改為其它數(shù)椐重畫波形，可得到相同結(jié)果。由以上分析可得到以下結(jié)論：（0，1）域上的二進(jìn)制序列作乘法運(yùn)算，必須首先轉(zhuǎn)換到（-1，+1）域上（0-1，1+1）然后再相乘。二進(jìn)制序列在（0，1）域上模二加（異或）運(yùn)算與其在（-1，+1）域上的乘法運(yùn)算等效。進(jìn)一步分析容易得出，對于兩路輸入信號為多個數(shù)字序列波形線性疊加的情況，只要輸入幅度沒超過模擬乘法器線性

42、工作范圍，上述結(jié)論（1）仍適用；而異或門是非線性器件，上述結(jié)論（2）就不能推廣了。（2）擴(kuò)頻過程如圖4所示：貝努力序列擴(kuò)頻信號PN序列圖4：擴(kuò)頻過程演示2、調(diào)制與解調(diào)設(shè)計 調(diào)制采用M-PSK調(diào)制模塊（M-PSK Modulator Baseband），設(shè)置為8進(jìn)制相移鍵控。8進(jìn)制相移鍵控即是將輸入二進(jìn)制數(shù)字序列中每3比特分成一組，共有8種組合，即000，001，010，011，100，101,110,111。用8種相位之一去代表每種排列。解調(diào)采用M-PSK解調(diào)模塊（M-PSK Modulator Baseband），同樣設(shè)置為8進(jìn)制。8PSK信號相位如圖5所示：圖5：8PSK信號相位圖3、信道

43、設(shè)計 采用加性高斯白噪聲信道(AWGN Channel模塊)進(jìn)行分析。由于AWGN信號易于分析、近似，因此在信號處理領(lǐng)域，對信號處理系統(tǒng)（如濾波器、低噪音高頻放大器、無線信號傳輸?shù)龋┑脑肼曅阅艿暮唵畏治?如：信噪比分析)中，一般可假設(shè)系統(tǒng)所產(chǎn)生的噪音或受到的噪音信號干擾在某頻段或限制條件之下是高斯白噪聲。4、相關(guān)檢測設(shè)計4.1基本原理DS-CDMA系統(tǒng)的載波調(diào)制方式可采用調(diào)頻或調(diào)相，以調(diào)相方式應(yīng)用最廣。以2PSK調(diào)制為例，發(fā)端用戶1發(fā)射的信號為 （式1）上式中，d1(t).c1(t)是（-1，+1）域二元數(shù)據(jù)，則S1(t)是0/調(diào)相的2PSK信號。故載波調(diào)制器就是模擬乘法器。式1可寫成如下形式

44、 （式2） 或 （式3） 上式表明，發(fā)端的DS-CDMA射頻信號，可通過先擴(kuò)頻調(diào)制再載波調(diào)制（式2）或先載波調(diào)制再擴(kuò)頻調(diào)制（式3）得到，二者是等效的。與此對應(yīng)，收端也有二種等效的解調(diào)方案。本實驗系統(tǒng)采用的方案是：發(fā)端先擴(kuò)頻調(diào)制再載波調(diào)制，收端先載波解調(diào)再擴(kuò)頻解調(diào)。發(fā)端N個用戶發(fā)射在空中的信號在時域、頻域完全混疊在一起，收端每一個用戶都可收到。收端第1個用戶天線收到的信號（式4）解調(diào)后的信號 （式5）經(jīng)過與本地地址碼c1(t)相關(guān)檢測后輸出信號 （式6） 上式中，T為地址碼序列周期，等于信碼周期Tb，故積分號中信碼di(t)是常數(shù)可提出，得 （式7） 已知PN序列的互相關(guān)函數(shù)為0，即 （式8）代

45、入式7，根據(jù)地址碼的正交性關(guān)系可得 （式9）上式9中為c1(t)的自相關(guān)函數(shù)峰值。經(jīng)采樣后得到方波形式的信碼d1(t)。收端用戶1從發(fā)端N個用戶發(fā)射在空中，在時域及頻域完全混疊的DS-CDMA信號中，接收到發(fā)端用戶1的信碼。4.2解擴(kuò)設(shè)計 將解調(diào)后信號與原偽隨機(jī)序列相乘完成解擴(kuò)。4.3濾波器設(shè)計 每一路用戶與對應(yīng)的PN序列相乘完成解擴(kuò)，解擴(kuò)后的信號是窄帶信號。其他用戶仍是寬帶信號，因此還需要設(shè)計一個低通濾波器，將窄帶信號提取出來。設(shè)置濾波器為FIR低通濾波器,Fs=100Hz,Fpass=4Hz,Fstop=9Hz。四、實驗數(shù)據(jù)結(jié)果及分析1、頻譜分析和信號波形對比假設(shè)：信碼速率Rb（單位：b/

46、s，比特/秒）、周期Tb=1/Rb；地址碼速率Rp（單位：c/s，碼片/秒或子碼/秒）、周期Tp=1/Rp，地址碼序列每周期包含p個子碼元，序列周期。通常設(shè)置即上式表明，地址碼速率Rp是信息速率Rb的p整數(shù)倍，1個信碼周期Tb對應(yīng)一個地址碼序列周期T。信息碼與地址碼相乘后占據(jù)的頻譜寬度擴(kuò)展了p倍。擴(kuò)頻前頻譜：擴(kuò)頻后的頻譜：解擴(kuò)濾波后的頻譜：可以看到：待傳信息的頻譜被擴(kuò)展了以后，能量被均勻地分布在較寬的頻帶上，功率譜密度下降；擴(kuò)頻信號解擴(kuò)以后，寬帶信號恢復(fù)成窄帶信息，功率譜密度上升；相對與信息信號，脈沖干擾只經(jīng)過了一次被模二相加的調(diào)制過程，頻譜被擴(kuò)展，功率譜密度下降，從而使有用信息在噪聲干擾中被提取出來。信號源和接收端波形對比由上圖可以看出信號源和接收波形是一致的。這是在3用戶的情況下，誤碼率只有0.01295時查看的波形。2、誤碼率分析用戶數(shù)量調(diào)制方式信道SNR(dB)誤碼率38-PSK100.0129548-PSK100.0236858-PSK100.0203268-PSK100.0396778-PSK100.04002從上面的實驗結(jié)果可以看出，隨著用戶數(shù)量的增加，誤碼率基本隨著增大的趨勢。而用戶數(shù)量為5時，誤碼率反而比用戶數(shù)量為4時有所