自動切換Buck型變換器設(shè)計與實(shí)現(xiàn)_圖文

1、 分類號:TN432密級:公開UDC:621.3學(xué)號:087335東南大學(xué)工程碩士學(xué)位論文PWM/PFM自動切換的Buck型變換器設(shè)計與實(shí)現(xiàn)研究生姓名:周乃明導(dǎo)師姓名:常昌遠(yuǎn)副教授耿益飛高級工程師申請學(xué)位級別工程碩士工程領(lǐng)域名稱集成電路工程論文提交日期2011年11月10日論文答辯日期2011年11月16日學(xué)位授予單位東南大學(xué)學(xué)位授予日期2011年月日答辯委員會主席任宏高工評閱人李智群博導(dǎo)吳建輝博導(dǎo)2011年11月10日DESIGN AND IMPLEMENTATION OF PWM/PFM AUTOMATIC SWITCHING DC-DC BUCK CONVERTERA Thesis Su

2、bmitted toSoutheast UniversityFor the Academic Degree of Master of EngineeringBYZHOU Nai-mingSupervised byAssociate Prof CHANG Chang-yuanandSenior Engineer GENG Yi-feiSchool of Integrated CircuitsSoutheast UniversityOctober2011東南大學(xué)學(xué)位論文獨(dú)創(chuàng)性聲明本人聲明所呈交的學(xué)位論文是我個人在導(dǎo)師指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作及取得的研究成果。盡我所知,除了文中特別加以標(biāo)注和致謝的地方外

3、,論文中不包含其他人已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果,也不包含為獲得東南大學(xué)或其它教育機(jī)構(gòu)的學(xué)位或證書而使用過的材料。與我一同工作的同志對本研究所做的任何貢獻(xiàn)均已在論文中作了明確的說明并表示了謝意。研究生簽名:日期:東南大學(xué)學(xué)位論文使用授權(quán)聲明東南大學(xué)、中國科學(xué)技術(shù)信息研究所、國家圖書館有權(quán)保留本人所送交學(xué)位論文的復(fù)印件和電子文檔,可以采用影印、縮印或其他復(fù)制手段保存論文。本人電子文檔的內(nèi)容和紙質(zhì)論文的內(nèi)容相一致。除在保密期內(nèi)的保密論文外,允許論文被查閱和借閱,可以公布(包括以電子信息形式刊登論文的全部內(nèi)容或中、英文摘要等部分內(nèi)容。論文的公布(包括以電子信息形式刊登授權(quán)東南大學(xué)研究生院辦理。研究生簽

4、名:導(dǎo)師簽名:日期:摘要摘要隨著許多電器電子產(chǎn)品的尺寸不斷減小,人們在降低開關(guān)電源的體積、提高效率和功率密度等方面做了很多工作。人們的日常生活已經(jīng)離不開便攜式產(chǎn)品,而傳統(tǒng)工作模式下輕載轉(zhuǎn)換效率較低,因此提高DC-DC變換器全載下的轉(zhuǎn)換效率具有很重要的意義。本文分析了DC-DC降壓型變換器的工作原理,設(shè)計出了PWM/PFM自動切換的DC-DC變換器。根據(jù)不同的負(fù)載、不同的輸出電壓采用了不同的控制模式,如果是輕載情況,變換器工作在PFM調(diào)制模式下,如果是重載情況,變換器工作在PWM調(diào)制模式下。這樣的控制策略實(shí)現(xiàn)了在系統(tǒng)級的功率優(yōu)化,減少了系統(tǒng)功耗,提高了效率?；贑SMC0.6m CMOS工藝條件

5、,利用cadence的Spectre仿真工具完成晶體管電路仿真、物理版圖設(shè)計,芯片面積為790m970m。最后芯片經(jīng)過流片測試,測試結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致。其結(jié)果表明,變換器的輸入電壓范圍為2.5V6V,最大負(fù)載電流可達(dá)0.6A,負(fù)載調(diào)整率為0.15%/A,線性調(diào)整率為0.43%/V,實(shí)現(xiàn)了PWM/PFM兩種模式自動切換,輕載下的效率大于80%,上述結(jié)果表明,該DC-DC降壓型變換器達(dá)到了設(shè)計指標(biāo)。該論文可為以后的同類研究提供重要參考。關(guān)鍵詞:PWM/PFM自動切換DC-DC變換器自動切換轉(zhuǎn)換效率IAbstractAbstractWith the size of many electrical

6、 and electronic products continuing to reduce,people do a lot work to reduce the size of switching power supply,improve efficiency and power density. Peoples daily life is inseparable from portable products,and the traditional mode conversion efficiency under light-load is low,thereby increasing the

7、 DC-DC converter conversion efficiency under full load is with very important significance.This paper analyzes the basic principle of DC-DC buck converter and also designs out a PWM/PFM automatic switching DC-DC converter.The converter could use different control modes dependent on different loading

8、 conditions and different output voltage with PFM working under light-load and PWM working under heavy-load.This control strategy achieves system-level power optimization,reduces system power consumption and improves efficiency.The simulation and layout design are carried out based on CSMC0.6m CMOS

9、process and Spectre tool.The chip area is790m970m.And the test results and simulation results are basically the same.The results show that the converters input voltage range is2.5V6V, maximum loading current is up to0.6A,load regulation is0.15%/A,line regulation is 0.43%/V,achieving automatic switch

10、ing of PWM/PFM modes.The efficiency under light-load is greater than80%.These results indicate that the proposed DC-DC buck converter achieves the design specifications and the paper can provide important information for future similar studies.Keywords:PWM/PFM automatic switching DC-DC converter aut

11、omatic switching conversion efficiencyIII目錄目錄摘要.I Abstract.III 目錄.V 第一章緒論 (11.1課題背景與意義 (11.2國內(nèi)外發(fā)展概況 (21.3論文的內(nèi)容和設(shè)計指標(biāo) (31.4論文組織架構(gòu) (4第二章Buck變換器的設(shè)計原理 (52.1Buck變換器基本工作原理 (52.2Buck變換器的調(diào)制方法 (72.2.1PWM調(diào)制模式 (72.2.2PFM調(diào)制模式 (82.2.3PWM/PFM自動切換 (102.3Buck變換器的控制模式 (102.4DC-DC變換器的功耗分析 (122.4.1靜態(tài)功耗分析 (122.4.2開關(guān)損耗分析

12、 (132.5本章小結(jié) (14第三章PWM/PFM自動切換的Buck型穩(wěn)壓器的子電路設(shè)計 (153.1系統(tǒng)設(shè)計的要求 (153.2誤差放大器設(shè)計 (173.2.1誤差放大器的電路設(shè)計 (173.2.2誤差放大器的電路仿真結(jié)果 (193.3帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計 (203.3.1帶隙基準(zhǔn)的電路設(shè)計 (203.3.2帶隙基準(zhǔn)電路的仿真結(jié)果 (223.4振蕩器OSC的設(shè)計 (243.4.1振蕩器的電路設(shè)計 (243.4.2振蕩器電路的仿真結(jié)果 (263.5PWM/PFM自動切換電路的設(shè)計 (273.5.1PWM/PFM自動切換的控制 (273.5.2PWM/PFM自動切換電路的設(shè)計 (293.5.3P

13、WM/PFM自動切換電路的仿真結(jié)果 (303.6本章小結(jié) (31第四章系統(tǒng)性能仿真與版圖設(shè)計 (334.1系統(tǒng)仿真 (334.1.1固定負(fù)載條件下系統(tǒng)仿真 (334.1.2PWM/PFM自動切換的仿真 (344.1.3線性調(diào)整率 (354.1.4負(fù)載調(diào)整率 (364.2系統(tǒng)版圖設(shè)計 (374.2.1版圖布局布線要求 (384.2.2閂鎖效應(yīng) (394.2.3系統(tǒng)版圖全圖 (404.3本章小結(jié) (41第五章測試結(jié)果與分析 (43東南大學(xué)工程碩士學(xué)位論文5.1電感的選擇 (435.2輸入電容C IN和輸出電容C OUT的選擇 (445.3PCB板布局 (445.4流片測試結(jié)果 (455.4.1測試

14、波形 (465.4.2芯片測試數(shù)據(jù) (505.5仿真與流片測試結(jié)果比較 (535.6本章小結(jié) (54第六章總結(jié)和展望 (556.1總結(jié) (556.2展望 (55參考文獻(xiàn) (57致謝 (61第一章緒論第一章緒論本章闡述了DC-DC buck變換器的應(yīng)用背景和意義,介紹了國內(nèi)外在開關(guān)電源方面發(fā)展概況并比較了產(chǎn)品特性,提出了DC-DC變換器的研究方向,給出了本論文的性能指標(biāo)和各章節(jié)內(nèi)容安排。1.1課題背景與意義隨著許多電器電子產(chǎn)品的尺寸不斷減小,人們在降低開關(guān)電源的體積、提高效率和功率密度等方面做了很多工作。20世紀(jì)80年代,隨著半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展,能夠?qū)⒐β势骷c驅(qū)動、控制等電路集成封裝,這可快速為

15、客戶提供產(chǎn)品,顯著降低成本,提高可靠性。20世紀(jì)90年代,功率半導(dǎo)體器件有了許多新的進(jìn)展,使實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源的高頻化有了可能。同步整流技術(shù)的開發(fā)為研制高效率或低輸出電壓的開關(guān)電源創(chuàng)造了條件。20世紀(jì)末,軟開關(guān)技術(shù)為PWM 開關(guān)電源高頻化后開關(guān)損耗大的問題提供了解決方案。電流型控制以及多環(huán)技術(shù)已在開關(guān)電源中得到較廣的應(yīng)用。電荷控制、一周期控制和DSP控制等技術(shù)的開發(fā)及相應(yīng)專用集成控制芯片的研究,使開關(guān)電源的動態(tài)性能有很大的提高,電路也有大幅度的簡化。而一些新的控制方法,如自適應(yīng)、模糊控制,神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制,以及各種調(diào)制策略在開關(guān)電源中的應(yīng)用,已引起人們的注意。另外各種電源智能化技術(shù)在國內(nèi)外已經(jīng)比較成熟1

16、。常用的DC-DC電源管理芯片包括:低壓差線性變化器(LDO,Low Dropout Linear Regulators,脈沖寬度調(diào)制(PWM,Pulse Width Modulation開關(guān)變換器,脈沖寬度/頻率調(diào)制(PWM/PFM,Pulse Width/Frequency Modulation開關(guān)變換器。開關(guān)穩(wěn)壓電源與線性穩(wěn)壓電源相比,其優(yōu)點(diǎn)是小型化、效率高。它的這種優(yōu)點(diǎn)適應(yīng)電子設(shè)備的要求,其應(yīng)用范圍也迅速擴(kuò)大2。目前已成為國際市場上電源模塊的首選。驅(qū)動集成電源市場蓬勃發(fā)展,在提高性能的基礎(chǔ)上,電子設(shè)備中使用的組件不斷增加,并且消費(fèi)電子產(chǎn)品需要更多高性能的電源組件來支持日趨復(fù)雜的功能。電

17、源是電子設(shè)備的動力心臟,其性能指標(biāo)直接關(guān)系到電子設(shè)備的技術(shù)指標(biāo)和整個系統(tǒng)的安全性和可靠性。而開關(guān)穩(wěn)壓電源總的技術(shù)發(fā)展趨勢是工作頻率更高、功率更大、功耗更低,而且低電壓大電流開關(guān)模塊在通訊設(shè)備中已得到廣泛的使用,市場需求量巨大。東南大學(xué)工程碩士學(xué)位論文表1.1為不同結(jié)構(gòu)的DC-DC電源管理芯片特性。表1.1不同結(jié)構(gòu)的DC-DC電源管理芯片特征特點(diǎn)LDO變換器PWM開關(guān)變換器PWM/PFM開關(guān)變換器設(shè)計復(fù)雜性低中到高高成本低中高噪聲低較高中效率輕載時較好輕載時較差全載范圍均較好輸出電流能力中大大需要磁性元件不需要需要需要局限性低壓差,不能升壓EMI,紋波較大不適低噪聲應(yīng)用表1.1可以清楚地看到,P

18、WM/PFM開關(guān)變換器性能良好、全載效率最高,本文的研究將基于PWM/PFM自動切換的DC-DC開關(guān)變換器。1.2國內(nèi)外發(fā)展概況電源是電子產(chǎn)品的一個重要組成部分,在不同的工作模式和工作狀態(tài)下,電子設(shè)備需要的電源電壓不同,電子系統(tǒng)的工作電壓越來越低。現(xiàn)在的電子消費(fèi)市場上,像手機(jī)、個人數(shù)字助理等這種由電池供電的便攜式電子系統(tǒng)的需求量越來越大。作為便攜式電子產(chǎn)品,電池的使用壽命最受關(guān)注。電子產(chǎn)品的功能越來越復(fù)雜,芯片的集成度越來越高,這就使得電子系統(tǒng)的功耗越來越大。但是電池的發(fā)展速度緩慢,很難找到高容量同時質(zhì)量又輕的電池,因此為了延長電池的壽命,使用低功耗、高效率的開關(guān)電源芯片成為一種趨勢。目前世界

19、上各大半導(dǎo)體公司均紛紛加大對高性能電源管理芯片設(shè)計的投入,推出新的產(chǎn)品。由于工藝尺寸越來越小功能也越來越復(fù)雜,很多問題的解決需要引入許多新的技術(shù),如:軟開關(guān)技術(shù)、同步整流技術(shù)、多工作模式等這些技術(shù)提高了DC-DC變換器的性能,減少了損耗,對消費(fèi)電子產(chǎn)業(yè)起到了很大推動作用。開關(guān)電源發(fā)展的趨勢是為了滿足市場對電源性能不斷提高的要求,DC-DC電源開始向高效率、高功率、低壓大電流、良好的動態(tài)特性以及寬輸入范圍等方向發(fā)展,薄型化、模塊化、標(biāo)準(zhǔn)化等電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)得到日益廣泛的應(yīng)用。表1.2為國外一些基于PWM/PFM模式成熟產(chǎn)品的特性。第一章緒論表1.2國外成熟產(chǎn)品的特性產(chǎn)品型號輸入電壓范圍輸出電壓范圍最

20、大輸出電流頻率效率XC9216 2.0-6.0V0.9-4.0V0.4A 1.2MHz90%LTC3406 2.5-5.5V0.6-VIN0.6A 1.5MHz96%LTC3409 1.5-5.5V0.6-VIN0.6A 1.7MHz(2.6MHz95%可以看出,開發(fā)高功率密度、高效率、高性能、高可靠性以及智能化的開關(guān)電源是當(dāng)今和未來的主要設(shè)計目標(biāo)。表現(xiàn)如下幾個方面3:(1提高DC-DC變換器的工作效率和可靠性。隨著變換器越來越多的器件集成在芯片內(nèi)部,可靠性和效率得到不斷的提高。電容、光電耦合器以及功率MOS等元器件的壽命決定開關(guān)電源的壽命。因此,要盡可能采用較少的元器件,提高集成度。另外,開

21、關(guān)電源的工作效率高,會使自身發(fā)熱減少、散熱容易,從而達(dá)到高功率密度、高可靠性。(2DC-DC變換器的小型化、輕量化和高頻化。變換器的體積、重量主要由儲能元件(磁性元件和電容決定,因此,開關(guān)電源的小型化實(shí)質(zhì)上就是盡可能減小儲能元件的體積。在一定范圍內(nèi),開關(guān)頻率的提高,不僅能有效地減小電容、電感以及變壓器的尺寸,而且還可抑制干擾、改善電源系統(tǒng)的動態(tài)性能。因此,高頻化是變換器的主要發(fā)展方向。(3低噪聲和良好的動態(tài)響應(yīng)。變換器的缺點(diǎn)之一是噪聲大。單純追求高頻化,噪聲也會隨之增大。采用部分諧振變換電路技術(shù),既可以提高頻率,又可以降低噪聲。各種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和優(yōu)秀控制器的研制開發(fā)都有效地改善了開關(guān)電源的動態(tài)

22、響應(yīng)。采用了控制集成電路的開關(guān)電源更具有效率高、輸出穩(wěn)定、可靠性高,并可實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程控制等功能,是世界電源的發(fā)展趨勢。1.3論文的內(nèi)容和設(shè)計指標(biāo)本課題主要研究PWM/PFM自動切換的Buck型變換器的設(shè)計與實(shí)現(xiàn),并解決實(shí)際工程應(yīng)用問題以達(dá)到市場量產(chǎn)標(biāo)準(zhǔn),具有工程應(yīng)用價值。該變換器工作電壓范圍2.5-6V,輸出電壓為1.5V,工作頻率1.5MHz。系統(tǒng)采用0.6m CMOS混合工藝實(shí)現(xiàn),給出關(guān)鍵電路設(shè)計結(jié)合Cadence spectre軟件進(jìn)行電路模塊及系統(tǒng)的仿真、進(jìn)行版圖設(shè)計進(jìn)行流片,最后給出測試結(jié)果驗(yàn)證其性能極其可靠性以滿足市場需求。本文的設(shè)計指標(biāo)如下:1、輸入電壓范圍:2.5V6V2、負(fù)載電流

23、范圍:00.6A3、輸出電壓:1.5V4、工作頻率:1.5MHz5、輕載轉(zhuǎn)換效率(V IN=3.6V,I OUT=20mA:75%6、重載轉(zhuǎn)換效率(V IN=3.6V,I OUT=200mA:90%7、負(fù)載調(diào)整率(200mA500mA:0.5%/A8、線性調(diào)整率:21,以保證i L 為連續(xù)工作狀態(tài),否則會導(dǎo)致開關(guān)電源的損耗增加,紋波增大。由式(2.1、(2.2可得,臨界電感值L C 為:on o o inoff o o C t I V V t I V L 22=(2.4紋波電容C 的大小取決于對輸出電壓紋波大小的要求。如果輸出的波動量最大值為o V ,則C 為:o oV f I C 4(2.5

24、式中sT f 1=為脈沖頻率。2.2Buck 變換器的調(diào)制方法一個好的控制方式不僅包括穩(wěn)定性和快速響應(yīng)性還包括控制精度、體積成本、控制效率等因素。按照控制方式的不同,DC-DC 變換器可分為PWM (Pulse Width Modulation 和PFM (Pulse Frequency Modulation 兩種方式。PWM 是使開關(guān)操作頻率固定,只改變導(dǎo)通時間寬度的控制方式。PFM 是導(dǎo)通時間寬度保持一定,只改變工作頻率以控制輸出電壓的方式。兩種模式的優(yōu)缺點(diǎn)如表2.1所示。表2.1PWM 和PFM 控制方式的比較控制方式工作頻率占空比效率重載輕載PWM固定不變隨負(fù)載變化高低PFM 隨負(fù)載變

25、化不變低高由于考慮到變換效率和功耗的因素,根據(jù)表2.1兩種模式的優(yōu)缺點(diǎn),本文提出了PWM 和PFM 結(jié)合的方式,即輕載下開關(guān)電源PFM 模式工作,重載下開關(guān)電源PWM 模式工作。這樣有效的提高了輕載與重載下開關(guān)電源的效率。2.2.1PWM 調(diào)制模式PWM 是目前應(yīng)用在開關(guān)電源中最為廣泛的一種控制方式,它的特點(diǎn)是噪聲低、滿負(fù)載時效率高且能工作在連續(xù)導(dǎo)通模式。PWM 是固定高頻信號頻率,由低頻信號來控制輸出占空比,體現(xiàn)低頻信號的變化趨勢,通過高頻信號與變化的低頻信號相比較,得到一個占空比信號,其調(diào)制原理如圖2-2所示:低頻信號 t圖2-2PWM調(diào)制原理這種控制技術(shù)能夠在較寬的負(fù)載范圍內(nèi)保持較高的轉(zhuǎn)

26、換效率。此外,由于開關(guān)頻率是固定的,因而使得噪聲頻譜的帶寬很窄。這樣只需簡單的低通濾波器就能大大降低輸出電壓紋波8,因此PWM控制結(jié)構(gòu)已被廣泛應(yīng)用于音頻設(shè)備等對噪聲影響較為敏感的電路系統(tǒng)中。2.2.2PFM調(diào)制模式目前高頻高效的Buck變換器的應(yīng)用越來越廣泛。通常系統(tǒng)在滿輸出負(fù)載時,系統(tǒng)工作于CCM即連續(xù)電流模式。但是當(dāng)系統(tǒng)的輸出負(fù)載從滿載到輕載然后到空載變化的過程中,系統(tǒng)的工作模式也會發(fā)生相應(yīng)的改變。PFM的缺點(diǎn)是負(fù)載調(diào)整率范圍窄,濾波成本高9。目前,降壓型Buck變換器在輕載有三種工作模式:突發(fā)模式、跳脈沖模式和強(qiáng)迫連續(xù)模式。在實(shí)際的應(yīng)用中,針對這三種模式的優(yōu)點(diǎn)及缺點(diǎn),應(yīng)該根據(jù)系統(tǒng)對輸出紋

27、波和效率的具體要求來選取相應(yīng)的工作模式。1.突發(fā)模式(Burst Mode,突發(fā)模式工作原理圖如圖2-3所示,其電路由一個比較器組成,通過檢測誤差放大器的輸出電壓來檢測負(fù)載的變化。由于突發(fā)模式通過比較器控制高端開關(guān)管工作的時間很短,停止工作的時間很長,因此極大的降低了開關(guān)損耗,提高系統(tǒng)的效率。 VF B 圖2-3突發(fā)模式原理圖 另一方面由于高端開關(guān)管停止工作的時間很長,在此期間,輸出電容將維持輸出的負(fù)載的能量,輸出電容的電壓降低較大的值,因此輸出電容的紋波電壓大,即輸出的紋 波電壓大。Burst控制波形圖如圖2-4所示。BurstSwitchVout圖2-4Burst控制波形圖突發(fā)脈沖模式通過

28、遲滯比較器檢測輸出電壓,縮短激活模式的時間,延長了系統(tǒng)待機(jī)的時間,降低了功率損耗,具有最高輕載效率。2.跳脈沖模式(Pulse Skip Mode跳脈沖模式信號是基于恒定寬度固定頻率的脈沖信號。當(dāng)負(fù)載變輕時,就會有一些控制周期被跳過,在被跳過的周期里,功率管一直處于關(guān)斷狀態(tài),跳脈沖模式即是通過控制跳過功率管套筒脈沖的周期數(shù)來穩(wěn)定輸出電壓的高低,該控制模式的效率較高、且受負(fù)載影響較小,紋波較小?？刂撇ㄐ螆D如圖2-5所示。 圖2-5PSM控制模型圖3.強(qiáng)迫連續(xù)模式(Force Mode強(qiáng)迫連續(xù)模式使得電感的電流在一個開關(guān)周期中的某一段時間內(nèi)可以反向流動,從而得到最好輕載調(diào)整率和最小的輸出電壓紋波。

29、吸收電流時,在同步管關(guān)斷后主開關(guān)管導(dǎo)通前有一段死區(qū)時間,在此死區(qū)時間時,電感的電流將被迫的返回到主電源,這可能把輸入電壓即輸入電容的電壓提升到一個高的電壓電平,設(shè)計時必須對此小心,所以增加了設(shè)計的難度。因?yàn)橹鏖_關(guān)管和同步開關(guān)管在每個周期都在工作,即使在輕負(fù)載的條件下,每個開關(guān)周期輸入和輸出的能量都能夠得到平移,因此輸出電壓的紋波也最小。允許電感電流反向流動的優(yōu)點(diǎn),輸出紋波電壓和頻率在整個負(fù)載變化范圍內(nèi)恒定,并且降低了效率,濾除噪聲,適用于通訊等要求干擾噪聲低的應(yīng)用。針對上面的描述,輕載下三種模式的優(yōu)缺點(diǎn)如表2.2所示表2.2開關(guān)變換器輕載工作方式對比工作方式效率紋波方案實(shí)現(xiàn)突發(fā)模式高大中等跳脈

30、沖模式中中簡單強(qiáng)迫連續(xù)模式低小困難在輕載模式下本文采用了跳脈沖模式,這樣大大簡化了設(shè)計方案并能滿足工程的需要。2.2.3PWM/PFM自動切換根據(jù)前面的分析,本文采用PWM/PFM自動切換模式,傳統(tǒng)的PWM模式在重載時具有較高的效率,但在輕載時效率較低。故PWM模式在輕載時不如PFM模式,而PWM 在重載時的效率要高。在目前的電源管理芯片應(yīng)用中,為了能在較大的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)較高的轉(zhuǎn)換效率,很多芯片都采用了PWM/PFM雙模式方案,重載時采用PWM模式,輕載時采用PFM模式。本設(shè)計采用的就是PWM/PFM自動切換模式的結(jié)構(gòu)。系統(tǒng)工作在PWM模式時,每個周期均由時鐘信號開通與關(guān)閉導(dǎo)通管,當(dāng)負(fù)載變輕

31、時,系統(tǒng)檢測輸出電壓經(jīng)過比較使系統(tǒng)工作在PFM模式,以減小開關(guān)損耗,提高效率。本文設(shè)計的PFM模式,通過導(dǎo)通脈沖個數(shù)來實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié),第三章會詳細(xì)闡述PWM/PFM自動切換原理。2.3Buck變換器的控制模式Buck變換器的控制模式分為兩種:電壓控制模式和電流控制模式。電壓控制模式僅利用輸出電壓作為反饋控制信號;電流控制模式指同時采用電流和輸出電壓作為反饋控制信號。因此無論是電壓模式還是電流模式,都有輸出電壓反饋和電壓調(diào)節(jié)器,所不同的是電壓模式控制系統(tǒng)中僅有一個電壓反饋控制環(huán);電流模式控制系統(tǒng)中,除電壓反饋控制環(huán)外,還存在電流控制環(huán)。20世紀(jì)70年代末開始出現(xiàn)了電流模式控制方式,具有一下

32、幾個優(yōu)點(diǎn):(1系統(tǒng)的穩(wěn)定性增強(qiáng),穩(wěn)定域擴(kuò)大。(2對輸入電壓響應(yīng)快,抗干擾性強(qiáng)。電源的輸入電壓的變化,必然會引起電流斜率的變化。若電壓升高,則電流增長變快,反之變慢,只要電流脈沖達(dá)到了預(yù)定的幅度,電流控制回路就會有響應(yīng),使得脈沖寬度發(fā)生改變,保證輸出電壓的穩(wěn)定。(3能夠快速限制電流。由于有了電流控制環(huán),通過對電流給定信號的限幅,可以很容易地限制電路中的電流,從而有效的降低開關(guān)器件和電感等元件受到的電流沖擊,這對很容易因果電流而損壞的高頻電力電子器件十分有益。(4回路穩(wěn)定性好、負(fù)載響應(yīng)快。電流型控制可以當(dāng)作是一個受輸出電壓控制的電流源,而電流源的電流大小就反映了電源輸出電壓的大小。因?yàn)殡姼兄须娏髅}

33、沖的幅值是與直流輸出電流的平均值成正比的,因?yàn)殡姼械难舆t效應(yīng)沒有了。電壓控制模式是最早應(yīng)用于開關(guān)電源中的一種模式,其結(jié)構(gòu)比較簡單,系統(tǒng)框圖如圖2-6所示。 圖2-6電壓模式PWM控制原理圖電壓模式PWM控制具體工作原理分析如下:輸出電壓Vout經(jīng)過R F1和R F2分壓反饋到誤差放大器的反相端,該電壓信號V FB和基準(zhǔn)電壓V ref的差值經(jīng)誤差放大器放大,得到誤差信號V ea,該信號值與鋸齒波信號V ramp相比較,得到脈沖控制信號V sw控制開 關(guān)管,經(jīng)過LC網(wǎng)絡(luò)后得到穩(wěn)定的輸出電壓Vout。電流控制模式的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜,它把輸出電壓反饋到誤差放大器的反相端,與基準(zhǔn)電壓相比較,產(chǎn)生的控制電壓和

34、電流反饋信號相疊加,再與振蕩器產(chǎn)生的三角波進(jìn)行比較,最終產(chǎn)生占空比可變化的方波來控制開關(guān)管和整流管的導(dǎo)通和截止。整個系統(tǒng)實(shí)際上有兩個控制環(huán)路,一個是電壓環(huán)路,另一個是電流環(huán)路,結(jié)構(gòu)雖然復(fù)雜但是性能好,因此,電流模式的變換器逐漸成為主流產(chǎn)品11。2.4DC DC 變換器的功耗分析要提高便攜式設(shè)備的壽命,主要有兩種途徑:1提高電池存儲能量;2充分減小電源管理的損耗。本文主要著重于第二種途徑,開關(guān)電源的效率一般表示為:%100=in loss in in out P P P P P (2.6從上式可以看出,開關(guān)電源的功耗為輸出的有效能量與輸入的總能量的比值,因此要提高開關(guān)電源的效率,就必須降低其功耗

35、loss P 。一般來說,變換器功耗loss P 可以表示為:switch drive conduct quiescent loss P P P P P +=(2.7式2.7中l(wèi)oss P 主要由開關(guān)電源芯片的靜態(tài)功耗,芯片驅(qū)動電路的驅(qū)動功耗,以及功率及的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗組成。按照功耗性質(zhì)可以將上述四種功耗分成和變換器工作頻率有關(guān)的開關(guān)功耗,以及和變換器工作頻率無關(guān)的靜態(tài)功耗。開關(guān)功耗包括驅(qū)動功耗drive P 和芯片開關(guān)功耗switch P ,靜態(tài)功耗包括導(dǎo)通功耗conduct P 和芯片靜態(tài)功耗quiescent P 。下面分別分析這兩種功耗并給出本設(shè)計中使用的優(yōu)化方法。2.4.1靜態(tài)功

36、耗分析靜態(tài)功耗包括導(dǎo)通功耗conduct P 和芯片靜態(tài)功耗quiescent P ,其中quiescent P 指電源給控制芯片內(nèi)部模塊供電所消耗的功耗,由于芯片控制電路的驅(qū)動電流多為uA 級別,這個功耗是較小的;導(dǎo)通損耗指在功率級中的開關(guān)管的導(dǎo)通電阻上的損耗,這是靜態(tài)功耗的主要組成部分。以Buck 電路為例計算導(dǎo)通損耗,這里將功率開關(guān)管看作是一個理想開關(guān)和一個導(dǎo)通電阻串聯(lián)。其導(dǎo)通損耗模型如圖2-7所示。 圖2-7buck 型電路計算導(dǎo)通損耗模型 則buck 電路導(dǎo)通損耗可以表示為:(21221ESR Ron Ron out ESR Ron Ron conduct R R R I P P P

37、 P +=+=(2.8 其中1Ron R 、2Ron R 分別為功率開關(guān)管PMOS 管和NMOS 管的導(dǎo)通電阻。本設(shè)計在拓?fù)浼?采用同步整流技術(shù),使用NMOS 管取代功率二極管,減小了2Ron R 的值。對于輕載模式,進(jìn)入PFM 工作模式,使芯片工作數(shù)個周期后休眠數(shù)個周期,減小了芯片靜態(tài)功耗。2.4.2開關(guān)損耗分析開關(guān)功耗包括驅(qū)動功耗drive P 和開關(guān)功耗switch P ,其中drive P 指芯片驅(qū)動電路的功耗,switch P 指開關(guān)管開關(guān)時其柵極電容充放電所產(chǎn)生的功耗。首先計算對電容充電到Vin 所消耗的驅(qū)動損耗,設(shè)電容上的電壓電流為(t u ,(t i 則消耗的能量為: (dt

38、t i t u E t =0(2.9由電容充放電公式,可求得一周期充放電在功率管柵極上消耗的能量為:(2220in total total V C u t u C E =(2.10則開關(guān)功耗為:(S in total S total switch f V C T u t u C P 2220=(2.11 注意到驅(qū)動電路事實(shí)上就是由一系列管子逐漸變大的反相器組成的,因此其開關(guān)功耗也能用上述公式描述,這樣總的開關(guān)功耗就可以統(tǒng)一表示為: S ini Mi total drive switch f V C C P 240+=+(2.12其中total C 為功率管柵極電容,其值為:(ox N N ox

39、 P P total C L W C L W C +=23(2.131M C 4M C 為驅(qū)動四級反相器的輸出節(jié)點(diǎn)等效電容,S f 為開關(guān)頻率。當(dāng)重載時,由于流過功率開關(guān)管的電流較大,上述靜態(tài)導(dǎo)通損耗占總功耗的主要部分,開關(guān)功耗并不突出;但在輕載時,輸出電流比較小,可以看出驅(qū)動損耗將會是系統(tǒng)最主要的能耗損失。由于導(dǎo)通損耗變小,若芯片仍以PWM 模式工作,開關(guān)功耗和驅(qū)動功耗仍保持不變,成為主要功耗,其占總輸入能量的比例將上升,導(dǎo)致系統(tǒng)效率降低。最直接的解決辦法是在此時降低開關(guān)頻率,但考慮到環(huán)路穩(wěn)定性和輸出電壓紋波,這種方法是不可取的。本設(shè)計對靜態(tài)功耗作的優(yōu)化是通過控制策略實(shí)現(xiàn)的,主要包括:選擇輸

40、入電壓分段控制方法,減少一個開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)的管子數(shù)量。在輕載時引入PFM 模式,使芯片工作數(shù)個周期后休眠數(shù)個周期,降低了系統(tǒng)等效開關(guān)頻率S f ,最大程度上減小了功率管開關(guān)次數(shù),這些方法都有效地減小了系統(tǒng)開關(guān)功耗。2.5本章小結(jié)本章從Buck 變換器的拓?fù)涔ぷ髟黹_始,分析了PWM 與PFM 兩種模式的特點(diǎn),比較了三類PFM 的優(yōu)缺點(diǎn),并對Buck 變換器電壓模式和電流模式兩種控制模式進(jìn)行了分析,為后面第三章、第四章的電路設(shè)計提供理論基礎(chǔ)。最終依據(jù)本論文的情況,選擇了PWM/PFM 兩種模式自動切換的電流控制變換器。第三章PWM/PFM 自動切換的Buck 型穩(wěn)壓器的子電路設(shè)計本章從Buck

41、DC-DC 變換器的系統(tǒng)架構(gòu)入手,了解系統(tǒng)的系統(tǒng)性能指標(biāo)要求,設(shè)計了誤差放大器、帶隙基準(zhǔn)、振蕩器及模式切換電路。3.1系統(tǒng)設(shè)計的要求本論文設(shè)計了一種PWM/PFM 自動切換的同步穩(wěn)壓器芯片,此芯片可以根據(jù)負(fù)載的差異自動調(diào)節(jié)控制模式。在重載情況下工作在PWM (脈沖寬度調(diào)制:Pulse Width Modulation 模式下,在輕載情況下工作在PFM (脈沖寬度調(diào)制:Pulse Frequency Modulation 模式下,這種自動切換工作模式使得芯片在全負(fù)載范圍內(nèi)都保持了較高的效率。降壓型DC-DC 芯片內(nèi)部系統(tǒng)框圖如圖3-1所示,整個系統(tǒng)包括的各個功能模塊:使能模塊(CE/MODE 、

42、欠壓閉鎖(U.V.L.O 模塊、帶隙基準(zhǔn)模塊、誤差放大器模塊、PWM/PFM 調(diào)制自動切換電路模塊、振蕩器(OSC 產(chǎn)生器模塊、PWM 比較器模塊、斜坡補(bǔ)償信號產(chǎn)生電路模塊以及各個功能的保護(hù)模塊等等。GNDCEVIN SW VOUTR1R2相位補(bǔ)償PWM 比較器驅(qū)動邏輯限流&反饋斜波發(fā)生器&OSCCE 模塊U.V.L.O U.V.L.O比較器誤差放大器基準(zhǔn)&軟啟動PWM/PFM自動切換PMOS NMOS 圖3-1降壓型DC-DC 芯片內(nèi)部系統(tǒng)框圖如圖R1、R2為采樣電阻,它通過一定的比例把輸出電壓采樣與參考源Vref 相比較。誤差放大器將采樣信號與參考電壓的差放大送給PWM 比較器的輸入的一端

43、,將其與頻率一定的鋸齒波比較后得到頻率一定的、脈沖寬度被調(diào)至的方波,該方波就是所謂的脈沖寬度調(diào)制波(PWM 。PWM 經(jīng)過適當(dāng)?shù)倪壿嫼万?qū)動能力處理后送給輸出級。本文設(shè)計的具體指標(biāo)如表3.1所示。表3.1系統(tǒng)設(shè)計指標(biāo)要求技術(shù)指標(biāo)參數(shù)值工作電壓范圍V IN2.56V 輸出電壓V OUT1.5V 工作頻率F OSC1.5MHz 最大輸出電流能力I OUT600mA 電源效率90%負(fù)載調(diào)整率0.5%/A 線性調(diào)整率3基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)小于200ppm /誤差放大器誤差放大器的設(shè)計為DC-DC 開關(guān)電源的重要設(shè)計難點(diǎn)之一。在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下,實(shí)現(xiàn)較高的環(huán)路增益和GBW ,提高負(fù)載、線性調(diào)節(jié)和瞬態(tài)響應(yīng)

44、性能。指標(biāo):1開環(huán)增益dBA V 4002交流增益dB A V 20(在截止頻率處3相位裕度45D振蕩器產(chǎn)生一定周期的鋸齒波信號,送給PWM 比較器的輸入端。指標(biāo):1振蕩頻率等于1.5MHz2振蕩器最大占空比等于93%3溫度在-40150變換范圍內(nèi),振蕩器頻率變化在10%之內(nèi)。斜坡補(bǔ)償保證PWM 信號占空大于50%時系統(tǒng)工作的穩(wěn)定性。3.2誤差放大器設(shè)計誤差放大器的設(shè)計及補(bǔ)償為DC-DC 開關(guān)電源的重要設(shè)計難點(diǎn)之一。在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下,實(shí)現(xiàn)較高的環(huán)路增益和GBW ,提高負(fù)載變化、線性調(diào)節(jié)和瞬態(tài)響應(yīng)性能。單位增益(Unity Gain時相位裕度必須大于45D ,這樣有效保證了閉環(huán)反饋系統(tǒng)工作

45、的穩(wěn)定。同時單位增益交叉頻率要低于芯片開關(guān)工作頻率的1/2(設(shè)計中是介于1/31/10fosc 之間,這樣可以保證以輸出電壓的紋波大小。同時可以提高瞬態(tài)響應(yīng)的速度14。3.2.1誤差放大器的電路設(shè)計在DC-DC 變換器中,誤差放大器(Err Amplifier 是輸出電壓檢測模塊的一部分,它主要用于將反饋信號V FB 與基準(zhǔn)電壓V ref 進(jìn)行比較,并輸出誤差放大器到后級PWM 比較器,從而產(chǎn)生一個脈沖以確定功率開關(guān)的關(guān)斷時間。誤差放大器(Error Amplifier 其結(jié)構(gòu)如圖3-2所示,這是由共源共柵電流鏡、折疊式共源共柵運(yùn)算放大器和系統(tǒng)補(bǔ)償電路以及一個限壓電路組成。圖3-2給出了的電路

46、結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了誤差放大器的功能,其中偏置電路為后級放大器提供了精確的電流源。事實(shí)上圖中的輔助模塊部分的補(bǔ)償電路時對整個系統(tǒng)而言,而并非誤差放大器的補(bǔ)償,但其參數(shù)與誤差放大器參數(shù)有關(guān),所以在整個電路系統(tǒng)中誤差放大器的參數(shù)設(shè)置時非常重要的,采用限壓電路則是為了調(diào)控輸出電壓,使得其在允許的范圍內(nèi)變化。Vdd VP2MP1MP2MP 3MP4MP 5MP6MN1MN2MN3MN4MN5MN6MN7MN8MN9R2C1VeR1VREF VFB 運(yùn)算放大器限幅系統(tǒng)補(bǔ)償偏置VP1VP2圖3-2誤差放大器電路結(jié)構(gòu)上圖中VP1、VP2為偏置信號,MP1、MP2、MN1為MN2、MN3提供偏置電壓,MN2、MN3、M

47、P3、MP4組成了折疊式運(yùn)算放大器的有源負(fù)載,MN8、MN9組成限幅電路,R2、C1組成系統(tǒng)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在共模輸入下,電阻R1兩端的電位相同,沒有共模電流流過,因此,不受共模信號的影響,避免了輸出電壓動態(tài)范圍的損失。同時,電阻R1中僅有差模信號的電流流過,保持對差模信號的反饋?zhàn)饔?這樣,R1的中點(diǎn)位置不隨差分信號而改變,等效為交流接地,且總的尾電流保持不變。誤差放大器的開環(huán)直流增益為:outMN out m v R g R G A 540、=(3.1其中運(yùn)放的輸出阻抗R out 為:(7456|dsmn dsmp dsmp mp out r r r g R =(3.2系統(tǒng)的傳

48、遞函數(shù)為:(111210+=S C R R S RC R A S G out outv (3.3因此系統(tǒng)的零點(diǎn)為:121C R z =(3.4極點(diǎn)為:(121C R R out p +=(3.53.2.2誤差放大器的電路仿真結(jié)果圖3-3為運(yùn)算放大器的頻譜特性曲線結(jié)果,開環(huán)直流增益A v0=61dB ,相位裕度=48M ,系統(tǒng)截止頻率處的增益為21dB ,此時的工作電源電壓為3.6V。 圖3-3運(yùn)算放大器的頻譜特性曲線表3.3為誤差放大器仿真得出的結(jié)果。表3.3誤差放大器仿真結(jié)果主要模塊名仿真指標(biāo)誤差放大器(電源電壓Vdd=3.6V 1開環(huán)增益dB A V 610=2交流增益dB A V 21=

49、(在截止頻率處3相位裕度=D483.3帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計在模擬設(shè)計中,經(jīng)常需要得到與溫度、電源電壓和工藝漂移等變化無關(guān)的電壓或電流基準(zhǔn),因此基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計尤為重要。本系統(tǒng)電路中基準(zhǔn)電壓源為誤差放大器提供基準(zhǔn)電壓,基準(zhǔn)電壓的特性決定了系統(tǒng)輸出電壓隨溫度、電源電壓及工藝漂移等參數(shù)變化的關(guān)系。3.3.1帶隙基準(zhǔn)的電路設(shè)計設(shè)計帶隙基準(zhǔn)電壓源主要考慮精度、穩(wěn)定性、功耗等幾個方面,目的是建立一個與溫度和工藝無關(guān)、具有確定溫度特性的直流電壓或電流。為了得到與溫度無關(guān)的電壓源,其基本思路是具有負(fù)溫度系數(shù)與具有正溫度系數(shù)的電壓相加,它們的結(jié)果就能夠去除溫度的影響,實(shí)現(xiàn)其接近零溫度系數(shù)的工作電壓。用數(shù)學(xué)方法表示可以為:2211V V V ref +=(3.6并且:02211=+TV T V (3.7選擇合適的值就能得到具有零溫度系數(shù)的電壓源。因?yàn)槭覝叵聀n 結(jié)二極管產(chǎn)生電壓V BE 的溫度系數(shù)為-2.2mV/。同時也有個熱電壓V T 的溫度系數(shù)為+0.085mV/。