現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)學(xué)習(xí)教案

1、會(huì)計(jì)學(xué)1第一頁，共137頁。附附.1 正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(QAM) 在現(xiàn)代通信中，提高頻譜利用率一直是人們關(guān)注在現(xiàn)代通信中，提高頻譜利用率一直是人們關(guān)注的焦點(diǎn)之一。正交振幅調(diào)制的焦點(diǎn)之一。正交振幅調(diào)制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)就是一種頻譜利用率很高的調(diào)就是一種頻譜利用率很高的調(diào)制方式，其在中、大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)制方式，其在中、大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)(xtng)、有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)有線電視網(wǎng)絡(luò)高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信系統(tǒng)(xtng)等等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。在移動(dòng)通信中，隨著微蜂窩和領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。在移動(dòng)通信中，隨著微蜂

2、窩和微微蜂窩的出現(xiàn)，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。微微蜂窩的出現(xiàn)，使得信道傳輸特性發(fā)生了很大變化。過去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)過去在傳統(tǒng)蜂窩系統(tǒng)(xtng)中不能應(yīng)用的正交振幅調(diào)中不能應(yīng)用的正交振幅調(diào)制也引起人們的重視。制也引起人們的重視。第1頁/共136頁第二頁，共137頁。附附.1.1MQAM調(diào)制原理調(diào)制原理 正交振幅正交振幅(zhnf)調(diào)制是用兩個(gè)獨(dú)立的基帶數(shù)字信號(hào)調(diào)制是用兩個(gè)獨(dú)立的基帶數(shù)字信號(hào)對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用這種已調(diào)信號(hào)在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實(shí)現(xiàn)兩利用這種已調(diào)信號(hào)在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實(shí)現(xiàn)兩路并

3、行的數(shù)字信息傳輸。路并行的數(shù)字信息傳輸。nncSnMQAMtnTtgAts)cos()()(式中，An是基帶信號(hào)幅度，g(t-nTs)是寬度為Ts的單個(gè)基帶信號(hào)波形。式(附.1 - 1)還可以變換(binhun)為正交表示形式: 正交振幅調(diào)制信號(hào)的一般(ybn)表示式為(附.1 - 1)第2頁/共136頁第三頁，共137頁。tnTtgAtnTtgAtscnSnncnSnnMQAMsinsin)(coscos)()(令(附.1 - 2)AdAYAcAXnnnnnnnnsincos則ttYttXtnTtgYtnTtgXtscccSnncSnnMQAMsin)(cos)(sin)(cos)()(附.

4、1 - 3)第3頁/共136頁第四頁，共137頁。 QAM信號(hào)調(diào)制原理圖如圖 9 - 1 所示。為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外輻射，該L電平(din pn)的基帶信號(hào)還要經(jīng)過預(yù)調(diào)制低通濾波器。 圖9-1 QAM信號(hào)(xnho)調(diào)制原理圖2到 L電平變換2到 L電平變換預(yù)調(diào)制LPF預(yù)調(diào)制LPF串 / 并變換costsintAmBmy(t)已調(diào)信號(hào)輸出第4頁/共136頁第五頁，共137頁。 信號(hào)矢量端點(diǎn)的分布圖稱為星座圖。通常，可以用星座圖來描述(mio sh)QAM信號(hào)的信號(hào)空間分布狀態(tài)。 圖 9- 216QAM的星座(xngzu)圖 (a) 方型16QAM星座(xngzu)； (b) 星型16QAM星

5、座(xngzu)(2.61,0)(4.61,0)(2.61,0)(4.61,0)(0,2.61)(0,4.61)(0,4.61)(0,2.61)(3,3)(3,1)(3,1)(3,3)(3,3)(3,1)(3,3)(1,1) (1,1)(a)(b)第5頁/共136頁第六頁，共137頁。若信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離為若信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離為2A，且所有信號(hào)點(diǎn)等概率出，且所有信號(hào)點(diǎn)等概率出現(xiàn)，則平均現(xiàn)，則平均(pngjn)發(fā)射信號(hào)功率為發(fā)射信號(hào)功率為MnnnsdcMAP1222)(附.1 - 5)對(duì)于(duy)方型16QAM，信號(hào)平均功率為22122210)18410824(16)(AAdcMAPMnn

6、ns對(duì)于(duy)星型16QAM，信號(hào)平均功率為 2222122203.14)61. 4861. 24(16)(AAdcMAPMnnns第6頁/共136頁第七頁，共137頁。 兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結(jié)構(gòu)也有重要的差別(chbi)。一是星型16QAM只有兩個(gè)振幅值，而方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點(diǎn)使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。M=4, 16, 32, , 256時(shí)MQAM信號(hào)的星座圖如圖 9 - 3 所示。若已調(diào)信號(hào)的最大幅度為1，則MPSK信號(hào)星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為Md

7、MPSKsin2(附.1 - 6)第7頁/共136頁第八頁，共137頁。而MQAM信號(hào)(xnho)矩形星座圖上信號(hào)(xnho)點(diǎn)間的最小距離為1212MLdMQAM(附.1 - 7) 式中，L為星座圖上信號(hào)點(diǎn)在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。由式(附.1 - 6)和(附.1 - 7)可以(ky)看出，當(dāng)M=4時(shí)，d4PSK=d4QAM，實(shí)際上，4PSK和4QAM的星座圖相同。當(dāng)M=16時(shí)，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。這表明，16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。 第8頁/共136頁第九頁，共137頁。圖9-3 MQAM信號(hào)(xnho)

8、的星座圖M4M16M256M128M64M32第9頁/共136頁第十頁，共137頁。附附.1.2 MQAM解調(diào)原理解調(diào)原理(yunl) MQAM信號(hào)同樣可以采用正交相干解調(diào)方法，信號(hào)同樣可以采用正交相干解調(diào)方法， 其解調(diào)其解調(diào)器原理器原理(yunl)圖如圖圖如圖 9 - 4 所示。多電平判決器對(duì)多電平基所示。多電平判決器對(duì)多電平基帶信號(hào)進(jìn)行判決和檢測(cè)。帶信號(hào)進(jìn)行判決和檢測(cè)。 圖 9-4MQAM信號(hào)(xnho)相干解調(diào)原理圖LPF多電平轉(zhuǎn)換定時(shí)恢復(fù)多電平判決LPFL到 2電平變換并 / 串變換載波恢復(fù)L到 2電平變換第10頁/共136頁第十一頁，共137頁。附附.1.3MQAM抗噪聲性能抗噪聲性

9、能 對(duì)于方型對(duì)于方型QAM，可以看成是由兩個(gè)，可以看成是由兩個(gè)(lin )相互正交相互正交且獨(dú)立的多電平且獨(dú)立的多電平ASK信號(hào)疊加而成。因此，利用多電平信信號(hào)疊加而成。因此，利用多電平信號(hào)誤碼率的分析方法，可得到號(hào)誤碼率的分析方法，可得到M進(jìn)制進(jìn)制QAM的誤碼率為的誤碼率為0221log311nELLerfcLPbe式中，M=L2，Eb為每比特碼元能量(nngling)，n0為噪聲單邊功率譜密度。圖 9 -5 給出了M進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線。 (附.1 - 8)第11頁/共136頁第十二頁，共137頁。圖 9- 5 M進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線(qxin) 642 0246810 12

10、14 16 18 20 22PSKM32QAMM16QAMPSKM4PSKM16QAMM641062551052104251032510225101PMSNR / bit / dB第12頁/共136頁第十三頁，共137頁。 數(shù)字頻率調(diào)制和數(shù)字相位調(diào)制，由于已調(diào)信號(hào)包絡(luò)恒定，因此有利于在非線性特性的信道中傳輸。由于一般(ybn)移頻鍵控信號(hào)相位不連續(xù)、頻偏較大等原 因 ， 使 其 頻 譜 利 用 率 較 低 。 本 節(jié) 將 討 論 的MSK(Minimum Frequency Shift Keying)是二進(jìn)制連續(xù)相位FSK的一種特殊形式。MSK稱為最小移頻鍵控，有時(shí)也稱為快速移頻鍵控(FFSK

11、)。所謂“最小”是指這種調(diào)制方式能以最小的調(diào)制指數(shù)(0.5)獲得正交信號(hào)； 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內(nèi)，MSK能比2PSK的數(shù)據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。 第13頁/共136頁第十四頁，共137頁。附附.2.1 MSK 的基本原理的基本原理 MSK是恒定包絡(luò)連續(xù)相位是恒定包絡(luò)連續(xù)相位(xingwi)頻率調(diào)制，其頻率調(diào)制，其信號(hào)的表示式為信號(hào)的表示式為kSkcMSKtTatts2cos)(其中(qzhng)令sskskkTktkTtTat) 1(,2)(則式(附.2 - 1)可表示(biosh)為(附.2 - 1), 1 , 0,) 1(kTktkTss(附.2

12、 - 2)(cos)(tttskcMSK(附.2 - 3)第14頁/共136頁第十五頁，共137頁。式中， 稱為(chn wi)附加相位函數(shù)； 為第k個(gè)輸入碼元，取值為1； 為第k個(gè)碼元的相位常數(shù)，在時(shí)間kTst(k+1)Ts中保持不變，其作用是保證在t=kTs時(shí)刻信號(hào)相位連續(xù)。 令則12122)(aTaTTadttdscscskck由式(附.2 - 5)可以看出，MSK信號(hào)(xnho)的兩個(gè)頻率分別為)(tkkakkSkcktTatt2)(附.2 - 4)(附.2 - 5)第15頁/共136頁第十六頁，共137頁。中心頻率(pnl)fc應(yīng)選為,.2 , 1,4nTnfSc式(附.2 - 8)

13、表明，MSK信號(hào)在每一碼元周期內(nèi)必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍。fc還可以(ky)表示為ScTmNf14(N為正整數(shù)； m=0, 1, 2, 3) ScTff411(附.2 - 6)ScTff412(附.2 - 7)(附.2 - 8)(附.2 - 9)第16頁/共136頁第十七頁，共137頁。由此可得頻率(pnl)間隔為STfff21125 . 0212121SSSsTTTfTh相應(yīng)(xingyng)地MSK信號(hào)的兩個(gè)頻率可表示為sScTmNTff141411(附.2 - 10)sScTmNTff141411(附.2 - 11)MSK信號(hào)(xnho)的調(diào)制指數(shù)為(附.2 - 12)(附.2

14、- 13)第17頁/共136頁第十八頁，共137頁。圖 9-6 MSK 信號(hào)(xnho)的時(shí)間波形1001110tOsMSK(t)當(dāng)取N=1, m=0 時(shí)，MSK信號(hào)(xnho)的時(shí)間波形如圖 9 - 6 所示。 第18頁/共136頁第十九頁，共137頁。111111,) 1(,) 1(2)(kkkkkkkkkkaakaakaa上式即反映了MSK信號(hào)(xnho)前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系。 對(duì)第k個(gè)碼元的相位常數(shù) 的選擇應(yīng)保證MSK信號(hào)相位在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻(shk)是連續(xù)的。根據(jù)這一要求，由式(附.2 - 2)可以得到相位約束條件為k(附.2 - 14)若取 的初始(ch sh)參考值 ，則k0

15、0, 2, 1 , 020kk）（?；?附.2 - 15)第19頁/共136頁第二十頁，共137頁。圖 9 7 附加相位(xingwi)函數(shù) 的波形圖0k(t)111111111ak3 02 3 3 44 xk2TsTs3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Tst232325)(tk是一直線(zhxin)方程，其斜率為 ， 截距為 。)(tkskTa2k第20頁/共136頁第二十一頁，共137頁。圖 9 -8MSK的相位(xingwi)網(wǎng)格圖3Ts2 Ts5Ts7Tst 02k (t)對(duì)于(duy)各種可能的輸入信號(hào)序列， 的所有可能路徑是一個(gè)從-2到+2的網(wǎng)格圖。)(tk第21頁/共136頁

16、第二十二頁，共137頁。從以上分析總結(jié)得出，MSK信號(hào)具有以下特點(diǎn)： MSK信號(hào)是恒定包絡(luò)信號(hào)； 在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻，信號(hào)的相位(xingwi)是連續(xù)的，以載波相位(xingwi)為基準(zhǔn)的信號(hào)相位(xingwi)在一個(gè)碼元期間內(nèi)線性地變化 ； 在一個(gè)碼元期間內(nèi)，信號(hào)應(yīng)包括四分之一載波周期的整數(shù)倍，信號(hào)的頻率偏移等于 ，相應(yīng)的調(diào)制指數(shù)h=0.5。2/)4/(1STScScSMSKTffTffTfP)(2cos)(1618)(2222MSK信號(hào)(xnho)的單邊功率譜密度可表示為(附.2 - 16)第22頁/共136頁第二十三頁，共137頁。圖 9 - 9MSK信號(hào)(xnho)的歸一化功率譜40302

17、0100sT75. 0sT1sT2sT3( f fc ) / Hz功率譜密度 / dBMSK2PSK與2PSK相比，MSK信號(hào)的功率譜更加(gnji)緊湊，衰減速率快得多，因此對(duì)鄰道的干擾也較小。 第23頁/共136頁第二十四頁，共137頁。附附.2.2 MSK調(diào)制調(diào)制(tiozh)解調(diào)解調(diào)原理原理 )2(0, 1,2)(模或kkkSkkatTattTttQtTttItTtatTttscSkcSkcSkkcSkMSKsin2sin)(cos2cos)(sin2sincoscos2coscos)(tttttttsckckkcMSKsin)(sincos)(cos)(cos)(附.2 - 17)(

18、附.2 - 3)(附.2 - 18)第24頁/共136頁第二十五頁，共137頁。圖 9-10 MSK信號(hào)(xnho)調(diào)制器原理圖差分編碼串 / 并變換振蕩sTf41振蕩f fc相移90帶通濾波器遲延 Ts輸入數(shù)據(jù)MSK信號(hào)akckQkIkIkcos(t / 2Ts )Ikcos(t / 2Ts )cosctQksin(t / 2Ts )sinctQksin(t / 2Ts )sin(t / 2Ts )cos(t / 2Ts )同相分量(fn ling)tTttxcSkIcos2coscos)(附.2 - 19)正交分量(fn ling)tTtatxcSkkQsin2sincos)(附.2 -

19、20)第25頁/共136頁第二十六頁，共137頁。圖 9- 11MSK鑒頻器解調(diào)(ji dio)原理圖BPF鑒 頻LPF抽 樣判 決輸 出輸 入MSK信號(hào)屬于數(shù)字頻率(pnl)調(diào)制信號(hào)，因此可以采用一般鑒頻器方式進(jìn)行解調(diào)。鑒頻器解調(diào)方式結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)。上圖中，輸入二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過差分編碼和串/并變換后， I支路信號(hào)經(jīng)cos 加權(quán)調(diào)制和同相載波(zib)cosct相乘輸出xI(t)。Q支路信號(hào)先延遲Ts，經(jīng)sin 加權(quán)調(diào)制和正交載波(zib)sinct相乘輸出正交分量xQ(t)。xI(t)和xQ(t)相減就可得到已調(diào)MSK信號(hào)。 STt2STt2第26頁/共136頁第二十七頁，共137頁。

20、圖 9 - 12MSK信號(hào)(xnho)相干解調(diào)器原理圖LPF判決電路LPF判決電路并 / 串變換差分譯碼載波恢復(fù)BPF輸入輸出cosctsinct由于MSK信號(hào)調(diào)制指數(shù)較小，采用一般鑒頻器方式(fngsh)進(jìn)行解調(diào)誤碼率性能不太好，因此在對(duì)誤碼率有較高要求時(shí)大多采用相干解調(diào)方式(fngsh)。第27頁/共136頁第二十八頁，共137頁。附附.2.3 MSK的性能的性能 設(shè)信道設(shè)信道(xn do)特性為恒參信道特性為恒參信道(xn do)，噪聲為，噪聲為加性高斯白噪聲，加性高斯白噪聲，MSK解調(diào)器輸入信號(hào)與噪聲的合成波解調(diào)器輸入信號(hào)與噪聲的合成波為為)(2cos)(tntTattrkSkc 經(jīng)過

21、相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kTs時(shí)刻I支路(zh l)的樣值和在t=(2k+1)Ts時(shí)刻Q支路(zh l)的樣值分別為(附.2 - 21)式中ttnttntncsccsin)(cos)()(是均值為0，方差為2的窄帶(zhi di)高斯噪聲。第28頁/共136頁第二十九頁，共137頁。在I支路(zh l)和Q支路(zh l)數(shù)據(jù)等概率的情況下，各支路(zh l)的誤碼率為rerfcdxaxdxxfPs212)(exp21)(0220222ar ckksnakTI) 1(cos)2(附.2 - 22)skkksnaaTkQ) 1(cos) 12(附.2 - 23)(附.2 - 24)式中，

22、 為信噪比。第29頁/共136頁第三十頁，共137頁。圖 9- 13MSK系統(tǒng)(xtng)誤比特率曲線 由以上分析可以看出，MSK信號(hào)比2PSK有更高的頻譜利用率，并且有更強(qiáng)的抗噪聲性能，從而(cng r)得到了廣泛的應(yīng)用。 經(jīng)過(jnggu)交替門輸出和差分譯碼后， 系統(tǒng)的總誤比特率為)1 (2ssePPP(附.2 - 25)MSK系統(tǒng)誤比特率曲線如圖 9 - 13 所示。第30頁/共136頁第三十一頁，共137頁。 由上一節(jié)分析可知，MSK調(diào)制方式的突出優(yōu)點(diǎn)是已調(diào)信號(hào)具有恒定包絡(luò)，且功率譜在主瓣以外衰減較快。但是，在移動(dòng)通信中，對(duì)信號(hào)帶外輻射功率的限制十分嚴(yán)格，一般要求必須衰減70dB以上

23、。從MSK信號(hào)的功率譜可以看出，MSK信號(hào)仍不能滿足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(jin kn)(GMSK)就是針對(duì)上述要求提出來的。GMSK調(diào)制方式能滿足移動(dòng)通信環(huán)境下對(duì)鄰道干擾的嚴(yán)格要求，它以其良好的性能而被泛歐數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)(GSM)所采用。 第31頁/共136頁第三十二頁，共137頁。附附.3.1GMSK的基本原理的基本原理 MSK調(diào)制是調(diào)制指數(shù)為調(diào)制是調(diào)制指數(shù)為0.5的二進(jìn)制調(diào)頻，基帶信號(hào)的二進(jìn)制調(diào)頻，基帶信號(hào)為矩形波形為矩形波形(b xn)。為了壓縮。為了壓縮MSK信號(hào)的功率譜，可信號(hào)的功率譜，可在在MSK調(diào)制前加入預(yù)調(diào)制濾波器，對(duì)矩形波形調(diào)制前加入預(yù)調(diào)制濾波器，對(duì)矩形波形(

24、b xn)進(jìn)行濾波，得到一種新型的基帶波形進(jìn)行濾波，得到一種新型的基帶波形(b xn)，使其本，使其本身和盡可能高階的導(dǎo)數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特身和盡可能高階的導(dǎo)數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。性。圖 9 14 GMSK調(diào)制(tiozh)原理圖預(yù)調(diào)制濾波器MSK調(diào)制器輸入輸出第32頁/共136頁第三十三頁，共137頁。1.帶寬窄并且具有陡峭的截止特性(txng)； 2.脈沖響應(yīng)的過沖較?。?3.濾波器輸出脈沖響應(yīng)曲線下的面積對(duì)應(yīng)于/2的相移。 為了有效地抑制MSK信號(hào)(xnho)的帶外功率輻射，預(yù)調(diào)制濾波器應(yīng)具有以下特性： 其中條件(tiojin)1是為了抑制高頻分量；條件(tioji

25、n)2是為了防止過大的瞬時(shí)頻偏；條件(tiojin)3是為了使調(diào)制指數(shù)為0.5。 一種滿足上述特性的預(yù)調(diào)制濾波器是高斯低通濾波器， 其第33頁/共136頁第三十四頁，共137頁。如果(rgu)輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t):5887. 02ln21bB1, )()(nnbnanTtbats其它, 020,1)(2TtTtbb2exp)(tth(附.3 - 1)單位(dnwi)沖激響應(yīng)22exp)(ffH(附.3 - 2)傳輸(chun sh)函數(shù)式中,是與高斯濾波器的3dB帶寬Bb有關(guān)的參數(shù)，(附.3 - 3)(附.3 - 4)式中(附.3 - 5)第34頁/共136頁第三十五頁，共1

26、37頁。高斯(o s)預(yù)調(diào)制濾波器輸出為)()()()(nbnnTtgathtstx式中, g(t)為高斯(o s)預(yù)調(diào)制濾波器的脈沖響應(yīng):22222exp1)(1)()()(bbbbbbbbTTTTbTTTTbdTdhTthtbtg(附.3 - 6)(附.3 - 7)當(dāng)BbTb取不同(b tn)值時(shí)，g(t)的波形如圖 9 - 15 所示。第35頁/共136頁第三十六頁，共137頁。圖9-15 高斯(o s)濾波器的矩形脈沖響應(yīng)00.51024681.00.750.50.40.30.2BbTb0.1g(t)第36頁/共136頁第三十七頁，共137頁。式中，an為輸入數(shù)據(jù)。 高斯濾波器的輸出脈

27、沖經(jīng)MSK調(diào)制得到GMSK信號(hào)，其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿， 也無拐點(diǎn)，因此，相位路徑得到進(jìn)一步平滑，如圖 9 - 16 所示。 圖 9 - 17 是通過計(jì)算機(jī)模擬得到的GMSK信號(hào)的功率譜。 圖中，橫坐標(biāo)為歸一化頻差(f-fc)Tb，縱坐標(biāo)為功率譜密度，參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬(di kun)Bb與碼元長(zhǎng)度Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號(hào)的功率譜密度。GMSK信號(hào)的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表 9 - 1 給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號(hào)中包含給定功率百分比的帶寬(di kun)。 GMSK信號(hào)(xnho)的表

28、達(dá)式為 sGMSK(t)=cos tbbnbcdTnTgaTtw)2(2第37頁/共136頁第三十八頁，共137頁。圖 9 -6GMSK信號(hào)的相位(xingwi)路徑222TbTb4t(t)0第38頁/共136頁第三十九頁，共137頁。圖 9 -17GMSK信號(hào)(xnho)的功率譜密度1200.160.20.30.5BbTb: TFMQPSKBbTb(MSK)11010090807060504030201001000.51.01.52.02.5功率譜密度 / dB第39頁/共136頁第四十頁，共137頁。 圖 9 - 17 是通過計(jì)算機(jī)模擬得到的GMSK信號(hào)的功率譜。圖中，橫坐標(biāo)為歸一化頻差(

29、f-fc)Tb，縱坐標(biāo)為功率譜密度，參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元長(zhǎng)度Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號(hào)的功率譜密度。GMSK信號(hào)的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表 9 - 1給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號(hào)中包含給定功率百分比的帶寬。 圖 9 - 18 是在不同(b tn)BbTb時(shí)由頻譜分析儀測(cè)得的射頻輸出頻譜?？梢?，測(cè)量值與圖9 - 17 所示的計(jì)算機(jī)模擬結(jié)果基本一致。 圖 9 - 19 是GMSK信號(hào)正交相干解調(diào)時(shí)測(cè)得的眼圖?？梢钥闯?， 當(dāng)BbTb較小時(shí)會(huì)使基帶波形中引入嚴(yán)重的碼間干擾，從而降低性能。當(dāng)BbTb=0.25 時(shí)，GMSK的

30、誤碼率比MSK下降1 dB。 第40頁/共136頁第四十一頁，共137頁。表表 9 1 GMSK信號(hào)中包含給定功率信號(hào)中包含給定功率(gngl)百分比的射頻帶寬百分比的射頻帶寬 BbTb 90% 60% 9附.9% 9附.99% 0.2 0.52Rb 0.79Rb0.99Rb1.22Rb0.25 0.57Rb0.86Rb1.09Rb1.37Rb0. 50.69Rb1.04Rb1.33Rb2.08Rb 0.78Rb1.20Rb2.76Rb6.00Rb第41頁/共136頁第四十二頁，共137頁。圖 9 18 不同BbTb時(shí)實(shí)測(cè)GMSK信號(hào)射頻(sh pn)功率譜 第42頁/共136頁第四十三頁，共

31、137頁。圖 9 - 19GMSK信號(hào)正交相干(xinggn)解調(diào)的眼圖 第43頁/共136頁第四十四頁，共137頁。 附.3.2GMSK的調(diào)制與解調(diào) 產(chǎn)生GMSK信號(hào)的一種簡(jiǎn)單方法是采用鎖相環(huán)(PLL)法， 其原理圖如圖 9 - 20 所示。圖中，輸入數(shù)據(jù)序列先進(jìn)行 相移BPSK調(diào)制，然后將該信號(hào)通過鎖相環(huán)對(duì)BPSK信號(hào)的相位(xingwi)突跳進(jìn)行平滑，使得信號(hào)在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻相位(xingwi)連續(xù)，而且沒有尖角。該方法實(shí)現(xiàn)GMSK信號(hào)的關(guān)鍵是鎖相環(huán)傳輸函數(shù)的設(shè)計(jì)，以滿足輸出信號(hào)功率譜特性要求。 由式(附.3 - 8)，GMSK信號(hào)可以表示為正交形式，即 sGMSK(t)=cosct+(t

32、)=cos(t)cosct-sin(t)sinct 2第44頁/共136頁第四十五頁，共137頁。圖 9 -20PLL型GMSK調(diào)制器 移相BPSK2鎖相環(huán)振蕩器輸入輸出cosct第45頁/共136頁第四十六頁，共137頁。式中 (t)= dTnTgaTbbtnb)2(2 由式(附.3 - 9)和式(附.3 - 10)可以構(gòu)成一種波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器，其原理圖如圖 9 - 21 所示。 波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器的優(yōu)點(diǎn)是避免(bmin)了復(fù)雜的濾波器設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，可以產(chǎn)生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調(diào)信號(hào)。 GMSK信號(hào)的基本特征與MSK信號(hào)完全相同， 其主要差別是GMSK信號(hào)的相位軌跡比MSK信號(hào)的相

33、位軌跡平滑。因此， 圖 9 - 12所示的MSK信號(hào)相干解調(diào)器原理圖完全適用GMSK信號(hào)的相干解調(diào)。 GMSK信號(hào)也可以采用圖 9 - 22 所示的差分解調(diào)器解調(diào)。圖 9 - 22(a)是1比特差分解調(diào)方案，圖 9 - 22(b)是2比特差分解調(diào)方案。 第46頁/共136頁第四十七頁，共137頁。圖 9 21 波形存儲(chǔ)(cn ch)正交調(diào)制器產(chǎn)生GMSK信號(hào)cos函數(shù)表象限控制sin函數(shù)表D / A變換D / A變換LPFLPFBPF輸出輸入cosctsinct第47頁/共136頁第四十八頁，共137頁。 圖9-22GMSK 信號(hào)(xnho)差分解調(diào)器原理（a)1比特差分調(diào)節(jié)器 （b)2比特差

34、分解調(diào)器BPF時(shí)延 Tb90 移相LPF抽樣判決信號(hào)輸入輸出BPF時(shí)延2 TbLPF抽樣判決信號(hào)輸入輸出(a)(b)限幅器第48頁/共136頁第四十九頁，共137頁。 附.3.3GMSK系統(tǒng)的性能 假設(shè)信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度(md)為n0。 GMSK信號(hào)相干解調(diào)的誤比特率下界可以表示為 Pe= rderfc0min2221 式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hilbert空間中發(fā)送數(shù)據(jù)“1”和“0”對(duì)應(yīng)的復(fù)信號(hào)(xnho)u1(t)和u0(t)之間的最小距離， 即 dttutudtttutu201)(),(2min2110)()(min第49頁/共136

35、頁第五十頁，共137頁。 在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測(cè)得的GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線如圖9 - 23 所示。由圖可以(ky)看出，當(dāng)BbTb=0.25 時(shí)，GMSK的性能僅比MSK下降1dB。由于移動(dòng)通信系統(tǒng)是快速瑞利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過實(shí)際測(cè)試。 例 9 - 1為了產(chǎn)生BbTb=0.2的GMSK信號(hào)，當(dāng)信道數(shù)據(jù)速率Rb=250 kb/s時(shí)， 試求高斯低通濾波器的3dB帶寬。并確定射頻信道中99% 的功率集中在多大的帶寬中？ 解 由題中條件可知碼元寬度為 usRTbb410250113第50頁/共136頁第五十一頁，共137

36、頁。圖9-23 例相信道下GMSK相干解調(diào)(ji dio)誤比特率曲線 BbTb(MSK)0.250.20理想BPSK檢測(cè)前高斯BPFBbTb0.6310610510410310210146810121416BEREbNo/ dB第51頁/共136頁第五十二頁，共137頁。因?yàn)?yn wi)BbTb=0.2，可求出3 dB帶寬為 Bb= kHzTb501042 . 02 . 06所以3dB帶寬為50kHz。 為了確定99%功率(gngl)帶寬，查表 9 - 1 可知： B=0.79Rb=0.79250103=197.5 kHz所以99%功率(gngl)帶寬為197.5kHz。 第52頁/共13

37、6頁第五十三頁，共137頁。 DQPSK( -Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shift Keying)是一種正交相移鍵控調(diào)制方式，它綜合了QPSK和OQPSK兩種調(diào)制方式的優(yōu)點(diǎn)。 DQPSK有比QPSK更小的包絡(luò)波動(dòng)和比GMSK更高的頻譜利用率。在多徑擴(kuò)展和衰落的情況下， DQPSK比OQPSK的性能更好。 DQPSK能夠采用非相干解調(diào)，從而使得接收機(jī)實(shí)現(xiàn)大大簡(jiǎn)化。 DQPSK已被用于北美和日本(r bn)的數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)。 444444第53頁/共136頁第五十四頁，共137頁。 附.4.1 DQPSK的調(diào)制原理 在 DQP

38、SK調(diào)制器中，已調(diào)信號(hào)的信號(hào)點(diǎn)從相互偏移 的兩個(gè)QPSK星座圖中選取。圖 9 - 24 給出了兩個(gè)相互偏移 的星座圖和一個(gè)(y )合并的星座圖，圖中兩個(gè)信號(hào)點(diǎn)之間的連線表示可能的相位跳變?？梢姡?信號(hào)的最大相位跳變是 。 另外，由圖 9 - 24 還可看出，對(duì)每對(duì)連續(xù)的雙比特其信號(hào)點(diǎn)至少有 的相位變化，從而使接收機(jī)容易進(jìn)行時(shí)鐘恢復(fù)和同步。 DQPSK調(diào)制器原理圖如圖 9 - 25所示。輸入的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過串/并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號(hào)Ik和正交支路信號(hào)Qk，Ik和Qk的符號(hào)速率是輸入數(shù)據(jù)速率的一半。在第k個(gè)碼元區(qū)間內(nèi)，差分相位編碼器的輸出和輸入有如下關(guān)系:44444344第54頁

39、/共136頁第五十五頁，共137頁。 圖 9- 24 DQPSK信號(hào)(xnho)的星座圖 4QkIkQkIk(a)(b)QkIk(c)第55頁/共136頁第五十六頁，共137頁。圖 9-25 DQPSK調(diào)制器原理圖 4LPFLPF輸出cosctsinct差分相位編碼串 / 并變換輸入QkIk第56頁/共136頁第五十七頁，共137頁。 Ik=Ik-1cosk-Qk-1sink (附.4 - 1) Qk=Ik-1sink+Qk-1cosk式中，k是由差分相位編碼器的輸入數(shù)據(jù)xk和yk所決定的。 采用Gray編碼的雙比特（xk，yk）與相移k的關(guān)系如表 9 - 2所示。差分相位編碼器的輸出Ik和Q

40、k共有五種取值： 為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外功率輻射，在進(jìn)行正交調(diào)制前先使同相支路信號(hào)和正交支路信號(hào)Ik和Qk通過具有線性相位特性和平方根升余弦(yxin)幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為 . 1,21, 0)( fH1,2) 12(sin121afT00f Ta21Ta21 fTa21fTa21第57頁/共136頁第五十八頁，共137頁。表表 9 2 采用采用(ciyng)Gray編碼的雙比特編碼的雙比特(xk, yk)與相移與相移k的關(guān)系表的關(guān)系表 xkyk00011110k443434第58頁/共136頁第五十九頁，共137頁。 式中，g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形，k為第k個(gè)數(shù)據(jù)期

41、間的絕對(duì)相位。k可由以下差分編碼得出: k=k-1+k (附.4 - 5) DQPSK是一種線性調(diào)制，其包絡(luò)不恒定。若發(fā)射機(jī)具有非線性放大，將會(huì)使已調(diào)信號(hào)頻譜展寬，降低頻譜利用率。 為了提高功率(gngl)放大器的動(dòng)態(tài)范圍，改善輸出信號(hào)的頻譜特性， 通常采用具有負(fù)反饋控制的功率(gngl)放大器。 4第59頁/共136頁第六十頁，共137頁。 附.4.2 DQPSK的解調(diào) DQPSK可以采用與4DPSK相似的方式解調(diào)。 在加性高斯白噪聲(AWGN)信道中，相干解調(diào)的 DQPSK與4DPSK有相同的誤碼性能。為了便于實(shí)現(xiàn)，經(jīng)常采用差分檢測(cè)來解調(diào) DQPSK信號(hào)。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由

42、于不依賴相位同步，差分檢測(cè)提供了較好的誤碼性能。 DQPSK信號(hào)基帶差分檢測(cè)器的原理圖如圖 9 - 26 所示。 在解調(diào)器中，本地振蕩器產(chǎn)生的正交載波與發(fā)射載波頻率相同， 但有固定的相位差。解調(diào)器中同相支路(zh l)和正交支路(zh l)兩個(gè)低通濾波器的輸出分別為444第60頁/共136頁第六十一頁，共137頁。圖 9 26 基帶差分(ch fn)檢測(cè)器原理圖BPFLPFLPF抽樣差分解碼抽樣差分解碼判決電路判決電路并 / 串變換cosctsinct輸出輸入第61頁/共136頁第六十二頁，共137頁。 ck=cos(k-) (附.4 - 6) dk= sin(k-) 兩個(gè)序列ck和dk送入差

43、分(ch fn)解碼器進(jìn)行解碼， 其解碼關(guān)系為ek=ckck-1+dkdk-1 =cos(k-)cos(k-1-)+sin(k-)sin(k-1-) =cos(k-k-1)=cosk (附.4 - 8) fk=dkck-1-ckdk-1 =sin(k-)cos(k-1-)+cos(k-)sin(k-1-) =sin(k-k-1)= sink (附.4 - 9) k=arctan )(kkfe第62頁/共136頁第六十三頁，共137頁。 根據(jù)表 9 - 2 和式(附.4 - 10)就可以得到調(diào)制數(shù)據(jù)， 再經(jīng)過并/串變換即可恢復(fù)出發(fā)送的數(shù)據(jù)序列。 DQPSK信號(hào)(xnho)還可以采用FM鑒頻器檢測(cè)

44、，其原理圖如圖 9 -27 所示。該檢測(cè)器由帶通濾波器、限幅器、FM鑒頻器、 積分器、模2校正電路、差分相位譯碼及并/串變換電路組成。 除了基帶差分檢測(cè)、鑒頻器檢測(cè)方法外， DQPSK信號(hào)(xnho)還可以采用中頻差分檢測(cè)方法解調(diào)，并且三種解調(diào)方式是等價(jià)的。 44第63頁/共136頁第六十四頁，共137頁。圖 9 -27 DQPSK信號(hào)(xnho)鑒頻器檢測(cè) BPF限幅FM鑒頻器積分清除模2差分解碼信號(hào)輸入輸出4DQPSK并 / 串變換第64頁/共136頁第六十五頁，共137頁。 附.4.3 DQPSK系統(tǒng)的性能 在加性高斯白噪聲信道條件下，采用(ciyng)基帶差分檢測(cè)， DQPSK系統(tǒng)的誤

45、比特率為 Pe=e-2r 4rnnnerIrI200)2(21)2() 12(式中，r= ，In是第一類第n階修正貝塞爾(Bessel)函數(shù)。 誤比特率曲線如圖 9 - 28 所示。 對(duì)于基帶差分檢測(cè)來說，當(dāng)收發(fā)兩端存在相位漂移=2fT時(shí)，將會(huì)使系統(tǒng)誤比特率增加，圖 9 -28 中給出了不同fT時(shí)的誤比特率曲線。可以(ky)看出，當(dāng)fT=0.025， 即頻率偏差為碼元速率的2.5%時(shí)，在一個(gè)碼元期間內(nèi)將產(chǎn)生9的相位差。在誤比特率為10-5時(shí)，該相位差將會(huì)引起 1 dB左右的性能惡化。 0nEb第65頁/共136頁第六十六頁，共137頁。圖 9- 28 DQPSK系統(tǒng)(xtng)的誤比特率曲線

46、4f T051015202510610510410310210110002468101214PeEbNo/ dB第66頁/共136頁第六十七頁，共137頁。 前面幾節(jié)所討論的數(shù)字調(diào)制解調(diào)方式都是屬于串行體制， 和串行體制相對(duì)應(yīng)的一種體制是并行體制。它是將高速率的信息(xnx)數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并變換，分割為若干路低速率并行數(shù)據(jù)流，然后每路低速率數(shù)據(jù)采用一個(gè)獨(dú)立的載波調(diào)制并疊加在一起構(gòu)成發(fā)送信號(hào)，這種系統(tǒng)也稱為多載波傳輸系統(tǒng)。多載波傳輸系統(tǒng)原理圖如圖 9 - 29 所示。 在并行體制中， 正交頻分復(fù)用(OFDM)方式是一種高效調(diào)制技術(shù)，它具有較強(qiáng)的抗多徑傳播和頻率選擇性衰落的能力以及較高的頻譜利用率，

47、因此得到了深入的研究。 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系統(tǒng)已成功地應(yīng)用于接入網(wǎng)中的高速數(shù)字環(huán)路HDSL、非對(duì)稱數(shù)字環(huán)路ADSL， 高清晰度電視HDTV的地面廣播系統(tǒng)。在移動(dòng)通信領(lǐng)域，OFDM是第三代、第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)準(zhǔn)備采用的技術(shù)之一 第67頁/共136頁第六十八頁，共137頁。圖 9-29 多載波(zib)傳輸系統(tǒng)原理圖編碼映射串 / 并變換調(diào)制器相加信道相干解調(diào)譯碼判決輸出輸入并 / 串變換第68頁/共136頁第六十九頁，共137頁。 附.5.1OFDM基本原理 OFDM是一種高效調(diào)制技術(shù)，其基本原理是將發(fā)送的數(shù)據(jù)流分散到

48、許多個(gè)子載波上，使各子載波的信號(hào)速率大為降低， 從而能夠提高抗多徑和抗衰落的能力。為了提高頻譜利用率，OFDM方式中各子載波頻譜有 重疊， 但保持相互正交， 在接收端通過相關(guān)解調(diào)技術(shù)分離出各子載波， 同時(shí)消除(xioch)碼間干擾的影響。 OFDM信號(hào)可以用復(fù)數(shù)形式表示為sOFDM(t)= tmjwMmmetd)(10式中 m=c+m 第69頁/共136頁第七十頁，共137頁。 為第m個(gè)子載波角頻率，dm(t)為第m個(gè)子載波上的復(fù)數(shù)信號(hào)。dm(t)在一個(gè)符號(hào)期間Ts上為常數(shù)，則有 dm(t)=dm 若對(duì)信號(hào)sOFDM(t)進(jìn)行采樣(ci yn)，采樣(ci yn)間隔為T，則有 sOFDM(k

49、T)= kTmjwMmmed10kTwmwjMmmCed)(10假設(shè)一個(gè)符號(hào)周期Ts內(nèi)含有N個(gè)采樣值，即 Ts=NT OFDM信號(hào)的產(chǎn)生是首先在基帶實(shí)現(xiàn)，然后通過上變頻產(chǎn)生輸出(shch)信號(hào)。因此，基帶處理時(shí)可令c=0，則式(附.5 - 4)可簡(jiǎn)化為第70頁/共136頁第七十一頁，共137頁。kTwmwjMmmCed)(10sOFDM(kT)=將上式與離散傅立葉反變換(binhun)(IDFT)形式 g(kT)= MmkjMmeMTmG/210)( 相比較可以看出，若將dm(t)看作頻率采樣信號(hào)(xnho)，則sOFDM(kT)為對(duì)應(yīng)的時(shí)域信號(hào)(xnho)。比較式(附.5 - 6) 和式(附

50、.5 - 7)可以看出，若令 f= STNT11則式(附.5 - 6) 和式(附.5 - 7)相等(xingdng)。 第71頁/共136頁第七十二頁，共137頁。 由此可見，若選擇(xunz)載波頻率間隔f= ，則OFDM信號(hào)不但保持各子載波相互正交，而且可以用離散傅立葉變換(DFT)來表示。 在OFDM系統(tǒng)中引入DFT技術(shù)對(duì)并行數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制和解調(diào)， 其子帶頻譜是 函數(shù)，OFDM信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)如圖 9 - 30 所示。OFDM信號(hào)是通過基帶處理來實(shí)現(xiàn)的，不需要振蕩器組， 從而大大降低了OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性。 T1T1第72頁/共136頁第七十三頁，共137頁。圖 9 - 30OFDM信號(hào)(

51、xnho)頻譜結(jié)構(gòu) (a)(b)第73頁/共136頁第七十四頁，共137頁。 附.5.2OFDM信號(hào)調(diào)制(tiozh)與解調(diào) OFDM信號(hào)的產(chǎn)生是基于快速離散傅立葉變換實(shí)現(xiàn)的， 其產(chǎn)生原理如圖 9 - 31 所示。圖中，輸入信息速率為Rb的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列先進(jìn)行串/并變換。根據(jù)OFDM符號(hào)間隔Ts，將其分成ct=RbTs個(gè)比特一組。這ct個(gè)比特被分配到N個(gè)子信道上， 經(jīng)過編碼后映射為N個(gè)復(fù)數(shù)子符號(hào)Xk，其中子信道k對(duì)應(yīng)的子符號(hào)Xk代表bk個(gè)比特，而且 ct=10NKkb在Hermitian對(duì)稱(duchn)條件: Xk=X*2N-k, 0k2N-k 第74頁/共136頁第七十五頁，共137頁。圖

52、 9 - 31OFDM信號(hào)(xnho)產(chǎn)生原理圖編碼映射IFFT并 / 串變串D / A變換LPF上變頻輸入輸出串 / 并變換第75頁/共136頁第七十六頁，共137頁。 的約束下，2N點(diǎn)快速離散傅立葉反變換(IFFT)將頻域內(nèi)的N個(gè)復(fù)數(shù)子符號(hào)Xk變換成時(shí)域中的2N個(gè)實(shí)數(shù)樣值xk(k=0, 1, , 2N-1)，加上循環(huán)前綴xk=x2N+k(k=-1, , -J)之后，這2N+J個(gè)實(shí)數(shù)樣值就構(gòu)成了實(shí)際的OFDM發(fā)送符號(hào)。xk經(jīng)過并/串變換之后，通過時(shí)鐘速率為fs= 的D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器輸出基帶信號(hào)。 最后經(jīng)過上變頻輸出OFDM信號(hào)。 OFDM信號(hào)接收端的原理圖如圖 9 - 32 所示，

53、其處理過程與發(fā)送端相反。接收端輸入OFDM信號(hào)首先經(jīng)過下變頻變換到基帶，A/D轉(zhuǎn)換、串/并變換后的信號(hào)去除循環(huán)前綴， 再進(jìn)行2N點(diǎn)快速離散傅立葉變換(FFT)得到一幀數(shù)據(jù)。為了(wi le)對(duì)信道失真進(jìn)行校正，需要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行單抽頭或雙抽頭時(shí)域均衡。 最后經(jīng)過譯碼判決和并/串變換，恢復(fù)出發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列。 STJN 2第76頁/共136頁第七十七頁，共137頁。圖 9 - 32OFDM信號(hào)(xnho)接收原理圖下變頻LPFA / D變換FFT均衡譯碼判決并 / 串變換輸入輸出串 / 并變換第77頁/共136頁第七十八頁，共137頁。 由于OFDM采用的基帶調(diào)制為離散傅立葉反變換(binhun

54、)，可以認(rèn)為數(shù)據(jù)的編碼映射是在頻域進(jìn)行的，經(jīng)過IFFT變換(binhun)為時(shí)域信號(hào)發(fā)送出去。接收端通過FFT恢復(fù)出頻域信號(hào)。 為了使信號(hào)在IFFT、FFT前后功率保持不變，DFT和IDFT應(yīng)滿足以下關(guān)系10),2exp()(1)(10NkkNnjnxNkXNn10),2exp()(1)(10NnnNkjkxNnXNk第78頁/共136頁第七十九頁，共137頁。 在OFDM系統(tǒng)中，符號(hào)周期、載波間距和子載波數(shù)應(yīng)根據(jù)實(shí)際應(yīng)用條件合理選擇。符號(hào)周期的大小影響載波間距以及編碼調(diào)制遲延時(shí)間。若信號(hào)星座固定，則符號(hào)周期越長(zhǎng)，抗干擾能力越強(qiáng)，但是載波數(shù)量和FFT的規(guī)模也越大。各子載波間距的大小也受到載波偏

55、移及相位穩(wěn)定度的影響。一般選定(xun dn)符號(hào)周期時(shí)應(yīng)使信道在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)保持穩(wěn)定。子載波的數(shù)量根據(jù)信道帶寬、數(shù)據(jù)速率以及符號(hào)周期來確定。OFDM系統(tǒng)采用的調(diào)制方式應(yīng)根據(jù)功率及頻譜利用率的要求來選擇。常用的調(diào)制方式有QPSK和16QAM方式。另外，不同的子信道還可以采用不同的調(diào)制方式，特性較好的子信道可以采用頻譜利用率較高的調(diào)制方式，而衰落較大的子信道應(yīng)選用功率利用率較高的調(diào)制方式，這是OFDM系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)之一。 第79頁/共136頁第八十頁，共137頁。 附.5.3OFDM系統(tǒng)性能 1. 抗脈沖干擾 OFDM系統(tǒng)抗脈沖干擾的能力比單載波系統(tǒng)強(qiáng)很多。 這是因?yàn)閷?duì)OFDM信號(hào)的解調(diào)是在一個(gè)很

56、長(zhǎng)的符號(hào)周期內(nèi)積分， 從而使脈沖噪聲的影響得以分散。事實(shí)上，對(duì)脈沖干擾有效的抑制作用是最初研究多載波系統(tǒng)的動(dòng)機(jī)之一。提交給CCITT的測(cè)試報(bào)告表明，能夠引起多載波系統(tǒng)發(fā)生錯(cuò)誤的脈沖噪聲的門限電平比單載波系統(tǒng)高11 dB。 2. 抗多徑傳播與衰落 OFDM系統(tǒng)把信息分散到許多個(gè)載波上，大大降低了各子載波的信號(hào)速率，使符號(hào)周期比多徑遲延長(zhǎng)，從而能夠減弱多徑傳播的影響。若再采用保護(hù)間隔(jin g)和時(shí)域均衡等措施 可以有效降低符號(hào)間干擾。保護(hù)間隔(jin g)原理如圖 9 - 33 所示。 第80頁/共136頁第八十一頁，共137頁。圖 9 33 保護(hù)間隔(jin g)原理保 護(hù)間 隔有 效 符

57、號(hào) 周 期第 i 幀第 i 1 幀第 i 1 幀第81頁/共136頁第八十二頁，共137頁。 3. 頻譜利用率 OFDM信號(hào)由N個(gè)信號(hào)疊加而成，每個(gè)信號(hào)頻譜為函數(shù)并且與相鄰信號(hào)頻譜有1/2重疊，如圖 9 - 34 所示。 設(shè)信號(hào)采樣頻率(pnl)為1/T，則每個(gè)子載波信號(hào)的采樣速率為 ， 即載波間距為 ，若將信號(hào)兩側(cè)的旁瓣忽略， 則頻譜寬度為 BOFDM=(N-1) xxsinNT1NT1NTNNTNT121OFDM的符號(hào)(fho)速率為 RB= TNNT11第82頁/共136頁第八十三頁，共137頁。圖 9- 34OFDM信號(hào)(xnho)頻譜結(jié)構(gòu)1 / NT1 / NT(N1) / NT第8

58、3頁/共136頁第八十四頁，共137頁。 比特速率與所采用的調(diào)制方式有關(guān)， 若信號(hào)星座點(diǎn)數(shù)為M， 則比特率為 Rb= log2M (附.5 - 15)因此，OFDM的頻譜利用率為OFDM= = log2M (附.5 - 16) 對(duì)于串行系統(tǒng)，當(dāng)采用MQAM調(diào)制方式時(shí)，頻譜利用率為 MQAM= 比較式(附.5 - 16)和式(附.5 - 17)可以(ky)看出，當(dāng)采用MQAM調(diào)制方式時(shí)，OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率比串行系統(tǒng)提高近一倍。 MBRMQAMb2log21T1MQAMbBR21第84頁/共136頁第八十五頁，共137頁。 由于頻譜是一個(gè)有限的資源，以上所研究的各種調(diào)制方式的一個(gè)主要設(shè)計(jì)思想

59、就是減小傳輸帶寬，提高頻譜利用率。 然而，在一些應(yīng)用中，我們也得考慮通信系統(tǒng)的多址能力(nngl)， 抗干擾、抗阻塞能力(nngl)以及隱蔽能力(nngl)等。擴(kuò)頻技術(shù)是解決以上問題的有效措施。擴(kuò)頻系統(tǒng)則是將發(fā)送的信息擴(kuò)展到一個(gè)很寬的頻帶上，通常要比發(fā)送的信息帶寬寬很多。在接收端，通過相關(guān)檢測(cè)恢復(fù)出發(fā)送的信息。擴(kuò)頻系統(tǒng)對(duì)于單個(gè)用戶來說頻譜利用率很低，但是擴(kuò)頻系統(tǒng)允許很多用戶在同一個(gè)頻帶中同時(shí)工作，而不會(huì)相互產(chǎn)生明顯的干擾。 當(dāng)采用碼分多址(CDMA)技術(shù)，實(shí)現(xiàn)多用戶工作時(shí)，擴(kuò)頻系統(tǒng)的頻譜效率就變得較高。 第85頁/共136頁第八十六頁，共137頁。 擴(kuò)頻系統(tǒng)具有以下主要特點(diǎn)： （1） 抗干擾和

60、抗衰落、 抗阻塞能力強(qiáng)； （2） 多址通信時(shí)頻譜利用率高； （3） 信號(hào)的功率譜密度很低， 有利于信號(hào)的隱蔽(ynb)。 擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的工作方式有： 直接序列擴(kuò)頻(Direct Sequence Spread Spectrum)、 跳變頻率擴(kuò)頻(Frequency Hopping Spread Spectrum)、跳變時(shí)間擴(kuò)頻(Time HoppingSpread Spectrum)和混合擴(kuò)頻。 以擴(kuò)頻技術(shù)為基礎(chǔ)的碼分多址(CDMA)方式已得到廣泛應(yīng)用， 并確定為第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)的多址方式。 第86頁/共136頁第八十七頁，共137頁。 附.6.1直接序列擴(kuò)頻(DS-SS) 1. 直接序列擴(kuò)