通信原理課件(全1-9章)(改好)第七章

1、第七章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術(shù)7.1 引言7.2 改進(jìn)型四相相移鍵控7.3 恒包絡(luò)連續(xù)相位頻移健控7.4 正交幅度調(diào)制 7.5 正交頻分復(fù)用多載波調(diào)制7.1 引言 在第6章中已經(jīng)討論了幾種基本數(shù)字調(diào)制技術(shù)的調(diào)制和解調(diào)原理。隨著數(shù)字通信的迅速發(fā)展，各種數(shù)字調(diào)制方式也在不斷地改進(jìn)和發(fā)展，現(xiàn)代通信系統(tǒng)中出現(xiàn)了很多性能良好的數(shù)字調(diào)制技術(shù)。 本章我們主要介紹目前實際通信系統(tǒng)中常使用的幾種現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術(shù)。首先介紹幾種恒包絡(luò)調(diào)制，包括偏移四相相移鍵控（OQPSK）、/4四相相移鍵控（/4-QPSK）、最小頻移鍵控（MSK）和高斯型最小頻移鍵控（GMSK）；然后介紹正交幅度調(diào)制（QAM），它是一種不恒定包絡(luò)調(diào)制。

2、在介紹了這幾種單載波調(diào)制后，再引入多載波調(diào)制，著重介紹其中的正交頻分復(fù)用（OFDM）。7.2.1 偏移四相相移鍵控（OQPSK）在數(shù)字調(diào)制中，假設(shè)QPSK信號的每個碼元的包絡(luò)為矩形方波，則高頻信號也具有恒包絡(luò)特性，但這時已調(diào)信號的頻譜將為無窮大，而實際上信道帶寬總是有限的，為了對QPSK信號的帶寬進(jìn)行限制，先將基帶雙極性矩形不歸零脈沖序列先經(jīng)過基帶成形濾波器進(jìn)行限帶，然后再進(jìn)行QPSK調(diào)制。問題是：通過帶限處理后的QPSK信號將不再是恒包絡(luò)了。而且當(dāng)碼組，或時，會產(chǎn)生的載波相位跳變，這種相位跳變會引起帶限處理后的QPSK信號包絡(luò)起伏,甚至出現(xiàn)包絡(luò)為0的現(xiàn)象。這種現(xiàn)象必須避免，這是因為當(dāng)通過非線

3、性器件后，包絡(luò)起伏很大的限帶QPSK信號的功率譜旁瓣增生，導(dǎo)致頻譜擴散，增加對相鄰信道的干擾。為了消除的相位跳變，在QPSK的基礎(chǔ)上提出了OQPSK。 QPSK信號是利用正交調(diào)制方法產(chǎn)生的，其原理是先對輸入數(shù)據(jù)作串/并變換，即將二進(jìn)制數(shù)據(jù)每兩比特分成一組，得到四種組合：（1，1）、（-1，1）、（-1，-1）和（1，-1），每組的前一比特為同相分量，后一比特為正交分量。然后利用同相分量和正交分量分別對兩個正交的載波進(jìn)行2PSK調(diào)制，最后將調(diào)制結(jié)果疊加，得到QPSK信號?？芍猀PSK信號的相位有四種可能的取值，QPSK相位關(guān)系如圖（a）所示。隨著輸入數(shù)據(jù)的不同，QPSK信號的相位會在這四種相位上

4、跳變，如圖（a）中的箭頭所示。當(dāng)發(fā)生對角過渡，即產(chǎn)生的相移時，經(jīng)過帶通濾波器之后所形成的包絡(luò)起伏必然達(dá)到最大。 為了減小包絡(luò)起伏，這里做一改進(jìn)，在對QPSK做正交調(diào)制時，將正交分量Q(t)的基帶信號相對于同向分量I(t)的基帶信號延遲半個碼元間隔（ 一個比特間隔）。這種方法稱為偏移四相相移鍵控。（a）QPSK信號的相位關(guān)系 （b）OQPSK信號的相位關(guān)系圖 QPSK和OQPSK信號的相位關(guān)系 如圖（b）所示。經(jīng)帶通濾波器后，0QPSK信號中包絡(luò)的最大值與最小值之比約為 ，不再出現(xiàn)比值無限大的現(xiàn)象。也就是說，濾波后的QPSK信號和OQPSK信號有本質(zhì)區(qū)別。 由于OQPSK信號也可以看作是由同相支

5、路和正交支路的2PSK信號的疊加，所以O(shè)QPSK信號的功率譜與QPSK信號的功率譜形狀相同。如果采用相干解調(diào)方式，理論上OQPSK信號的誤碼性能與相干解調(diào)的QPSK相同。但是，頻帶受限的OQPSK信號包絡(luò)起伏比頻帶受限的QPSK信號小，經(jīng)限幅放大后頻譜展寬的少，所以O(shè)QPSK的性能優(yōu)于QPSK。在實際中，OQPSK比QPSK應(yīng)用更廣泛。7.2.2 /4四相相移鍵控與OQPSK只有四個相位點不同， -QPSK信號已調(diào)信號的相位被均勻地分配為相距 的八個相位點，如圖（a）所示。八個相位點被分為兩組，分別用“”和“”表示，如圖（b）和（c）所示。如果能夠使已調(diào)信號的相位在兩組之間交替跳變，則相位跳變

6、值就只能有 和 ，從而避免了QPSK信號相位突變 的現(xiàn)象。而且相鄰碼元間至少有 的相位變化，從而使接收機容易 進(jìn)行時鐘恢復(fù)和同步。由于最大相移 比QPSK的 最大相移小，所以稱為移位QPSK，簡稱為 -QPSK。圖 /4 -QPSK信號的星座圖 如果采用相干解調(diào),/4-QPSK信號的抗噪聲性能和QPSK信號的相同。但是，帶限后的/4-QPSK信號保持恒包絡(luò)的性能比帶限后的QPSK好，但不如OQPSK，這是因為三者最大相位變化OQPSK最小, /4-QPSK其次，QPSK最大。 需要指出的是， -QPSK的優(yōu)勢還在于它可以采用差分檢測，這是因為 -QPSK信號內(nèi)的信息完全包含在載波的兩個相鄰碼元

7、之間的相位差中。差分檢測是一種非相干解調(diào)，這大大簡化了接收機的設(shè)計。而且，通過研究還發(fā)現(xiàn)，在存在多徑和衰落時, -QPSK的性能優(yōu)于OQPSK，所以， -QPSK日益得到重視，現(xiàn)在北美和日本的數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)中已采用 -QPSK調(diào)制方式。7.3.3 最小頻移鍵控（MSK）OQPSK和 -QPSK雖然避免了QPSK信號相位突變180度的現(xiàn)象，改善了包絡(luò)起伏，但是并沒有從根本上解決包絡(luò)起伏問題。究其原因，包絡(luò)起伏是由相位的非連續(xù)變化引起的。因此，我們自然會想到使用相位連續(xù)變化的調(diào)制方式，這種方式稱為連續(xù)相位調(diào)制（CPM）。MSK是一種特殊的2FSK信號，它是二進(jìn)制連續(xù)相位頻移鍵控（CPFSK）

8、的一種特殊情況。在6.2.2節(jié)中討論的2FSK信號通常是由兩個獨立的振蕩源產(chǎn)生的，在頻率轉(zhuǎn)換處相位不連續(xù)，因此，會造成功率譜產(chǎn)生很大的旁瓣分量，若通過帶限系統(tǒng)后，會產(chǎn)生信號包絡(luò)的起伏變化，這種起伏是我們所不需要的。為了克服以上缺點，對于2FSK信號作了改進(jìn)，引入MSK調(diào)制方式。MSK稱為最小移頻鍵控，有時也稱為快速移頻鍵控(FFSK)，所謂“最小”是指這種調(diào)制方式能以最小的調(diào)制指數(shù)(0.5)獲得正交信號；而“快速”是指在給定同樣的頻帶內(nèi)，MSK能比2PSK的數(shù)據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。MSK信號具有如下特點：（1）MSK信號的包絡(luò)是恒定不變的；（2）MSK是調(diào)制指

9、數(shù)為0.5的正交信號，頻率偏移等于（ ）Hz；（3）MSK波形相位在碼元轉(zhuǎn)換時刻是連續(xù)的；（4）MSK附加相位在一個碼元持續(xù)時間內(nèi)線性地變化 等； 1 MSK信號的正交性MSK信號可以表示為式中， 表示載頻； 表示相對載頻的頻偏； 表示第k個碼元的起始相位； 是數(shù)字基帶信號。 稱為附加相位函數(shù)，它是除載波相位之外的附加相位。 當(dāng) 時，信號的頻率為 當(dāng) 時，信號的頻率為 所以 即最小頻差 等于碼元傳輸速率的一半。對應(yīng)的調(diào)制指數(shù)為 2 MSK信號的相位連續(xù)性根據(jù)相位 連續(xù)條件，要求在 時滿足可得 上式可見，MSK信號在第k個碼元的起始相位不僅與當(dāng)前的 有關(guān)，還與前面的 和 有關(guān)。為簡便起見，設(shè)第一

10、個碼元的起始相位為0，則 3 MSK信號的產(chǎn)生與解調(diào) 考慮到 ， 或 ，最后可以得到上式中， 為同相分量； 為正交分量。圖 MSK信號的產(chǎn)生方框圖圖 MSK解調(diào)器原理框圖4 MSK信號的頻譜特性 通過推導(dǎo)，MSK信號的歸一化功率譜密度 的表達(dá)式如下: 上式中， 為載頻， 為碼元寬度。 按照上式畫出的功率譜曲線如圖所示（用實線示出）。應(yīng)當(dāng)注意，圖中橫坐標(biāo)是以載頻為中心畫的，即橫坐標(biāo)代表頻率 ； 表示二進(jìn)制碼元間隔。圖中還給出了其它幾種調(diào)制信號的功率譜密度曲線作比較。由圖可見，與QPSK和OQPSK信號相比，MSK信號的功率譜更為集中，即其旁瓣下降得更快。故它對相鄰頻道得干擾較小。圖 MSK、GM

11、SK和OQPSK等信號的功率譜密度7.3.4 高斯最小頻移鍵控（GMSK）MSK信號雖然具有頻譜特性和誤碼性能較好的特點，然而，在一些通信場合，例如在移動通信中，MSK所占帶寬仍較寬。此外，其頻譜的帶外衰減仍不夠快，以至于在25kHz信道間隔內(nèi)傳輸16kbit/s的數(shù)字信號時，將會產(chǎn)生鄰道干擾。為此，人們設(shè)法對MSK的調(diào)制方式進(jìn)行改進(jìn)：在頻率調(diào)制之前用一個低通濾波器對基帶信號進(jìn)行預(yù)濾波，它通過濾出高頻分量，給出比較緊湊的功率譜，從而提高譜利用率。為了獲得窄帶輸出信號的頻譜，預(yù)濾波器必須滿足以下條件：（1）帶寬窄并且具有陡峭的截止特性； （2）脈沖響應(yīng)的過沖較??； （3）保證輸出脈沖的面積不變，

12、以保證/2的相移。要滿足這些特性，選擇高斯型濾波器是合適的。此高斯型濾波器的傳輸函數(shù)為 式中，B為高斯濾波器的3dB帶寬。濾波器的沖激響應(yīng)為 式中， 。由于 為高斯型特性，故稱為高斯型濾波器。調(diào)制前先利用高斯濾波器將基帶信號成形為高斯型脈沖，再進(jìn)行MSK調(diào)制，這樣的調(diào)制方式稱為高斯最小頻移鍵控，縮寫為GMSK。習(xí)慣上使用 來定義GMSK，式中，B為3dB帶寬， 為碼元間隔。GMSK信號的功率譜很難分析計算，用計算機仿真方法得到的結(jié)果見圖所示。由圖可見，GMSK具有功率譜集中的優(yōu)點。需要指明的是，GMSK信號頻譜特性的改善是通過降低誤比特率性能換來的，預(yù)濾波器的帶寬越窄，輸出功率譜就越緊湊，但誤

13、比特率性能變得越差。所以，從譜利用率和誤碼率綜合考慮應(yīng)該折衷選擇。研究表明， =0.25對于無線蜂窩系統(tǒng)是一個很好的選擇 。7.4正交幅度調(diào)制（QAM）正交振幅調(diào)制（QAM）是一種幅度和相位聯(lián)合鍵控（APK）的調(diào)制方式。它可以提高系統(tǒng)可靠性，且能獲得較高的信息頻帶利用率，是目前應(yīng)用較為廣泛的一種數(shù)字調(diào)制方式。7.4.1正交振幅調(diào)制的信號表示正交振幅調(diào)制是用兩路獨立的基帶數(shù)字信號對兩個相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用已調(diào)信號在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。一、時域表示APK是指載波的幅度和相位兩個參量同時受基帶信號的控制。APK信號的一般表示式為 式中，

14、是基帶信號第n個碼元的幅度， 是第n個信號碼元的初始相位，g(t)是幅度為1、寬度為 的單個矩形脈沖。利用三角公式將上式進(jìn)一步展開，得到QAM信號的表達(dá)式 令 如果QAM信號的在信號空間中的坐標(biāo)點數(shù)目（狀態(tài)數(shù)） ，記為4QAM，它的同相和正交支路都采用二進(jìn)制信號；如果同相和正交支路都采用四進(jìn)制信號將得到16QAM信號。以此類推，如果兩條支路都采用L進(jìn)制信號將得到MQAM信號，其中 。二、矢量圖矢量端點的分布圖稱為星座圖。通?？梢杂眯亲鶊D來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。MQAM目前研究較多，并被建議用于數(shù)字通信中的是十六進(jìn)制的正交幅度調(diào)制（16QAM）或六十四進(jìn)制的正交幅度調(diào)制（64QAM）

15、，下面重點討論16QAM。對于M=16的16QAM來說，有多種分布形式的信號星座圖。 兩種具有代表意義的信號星座圖如圖8-10所示。在圖（a）中,信號點的分布成方型，故稱為矩形16QAM星座，也稱為標(biāo)準(zhǔn)型16QAM。在圖（b）中，信號點的分布成星型，故稱為星型16QAM星座。圖 16QAM的星座圖若所有信號點等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號功率為假設(shè)兩種星座圖的信號點之間的最小距離都為2，如圖8-10所示。對于方型16QAM，信號平均功率為對于星型16QAM，信號平均功率為:由此可見，方型和星型16QAM兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結(jié)構(gòu)也有重要的差別，一是星型16QAM只有兩個振幅值，而

16、方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。但是由于方型星座QAM信號所需的平均發(fā)送功率僅比最優(yōu)的QAM星座結(jié)構(gòu)的信號平均功率稍大，而方型星座的MQAM信號的產(chǎn)生及解調(diào)比較容易實現(xiàn)，所以方型星座的MQAM信號在實際通信中得到了廣泛的應(yīng)用。當(dāng)M=4, 16, 32, 64時MQAM信號的星座圖如圖所示。圖 MQAM信號的星座圖7.4.2 MQAM信號的產(chǎn)生和解調(diào)MQAM信號調(diào)制原理圖如圖所示。圖中，輸入的二進(jìn)制序列經(jīng)過串/并變換器輸出速率減半的兩路并行序列，再分別經(jīng)過2電平到L電

17、平的變換，形成L電平的基帶信號 和 ，再分別對同相載波和正交載波相乘，最后將兩路信號相加即可得到方型星座的MQAM信號。圖 QAM信號調(diào)制原理圖圖 MQAM信號相干解調(diào)原理圖MQAM信號可以采用正交相干解調(diào)方法，其解調(diào)器原理圖所示。多電平判決器對多電平基帶信號進(jìn)行判決和檢測。我們來討論當(dāng) 時MQAM的頻帶利用率。MQAM信號是由同相和正交支路的 進(jìn)制的ASK信號疊加而成，所以它的功率譜是兩支路信號功率譜的疊加。第一零點帶寬（主瓣寬度）為 ，即碼元頻帶利用率7.4.3 MQAM信號的頻帶利用率所以，MQAM信號的信息頻帶利用率7.4.4 MQAM信號的抗噪性能分析在矢量圖中可以看出各信號點之間的

18、距離，相鄰點的最小距離直接代表噪聲容限的大小。比如，隨著進(jìn)制數(shù)M的增加，在信號空間中各信號點間的最小距離減小，相應(yīng)的信號判決區(qū)域隨之減小，因此，當(dāng)信號受到噪聲和干擾的損害時，接收信號錯誤概率將隨之增大。下面我們從這個角度出發(fā)，來比較一下相同進(jìn)制數(shù)時PSK和QAM的抗噪性能。假設(shè)已調(diào)信號的最大幅度為1，則MPSK信號星座圖上信號點間的最小距離為而MQAM信號方型星座圖上信號點間的最小距離為式中，L為星座圖上信號點在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)， 。 可以看出，當(dāng)M=4時，4PSK和4QAM的星座圖相同， = 。當(dāng)M=16時，假設(shè)最大功率（最大幅度）相同，在最大幅度為1的條件下， =0.47，而

19、=0.39， 超過大約 1.64dB 。而實際上，一般以平均功率相同的條件來比較各信號點之間的最短距離?？梢宰C明，MQAM信號的最大功率與平均功率之比為: 這樣，在平均功率相同條件下， 超過 大約 。這表明,16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。 7.5正交頻分復(fù)用（OFDM）前面介紹的ASK、PSK、FSK、MSK、QAM等調(diào)制方式在某一時刻都只用單一的頻率來發(fā)送信號，而多載波調(diào)制是同時發(fā)射多路不同載波的信號。正交頻分復(fù)用（OFDM）是一種多載波傳輸技術(shù)，它不是如今才發(fā)展起來的新技術(shù)，早期主要用于軍用的無線高頻通信系統(tǒng)，由于其實現(xiàn)的復(fù)雜限制了它的進(jìn)一步應(yīng)用。直到20世紀(jì)80年代，人們提出

20、了采用離散傅里葉變換來實現(xiàn)多個載波的調(diào)制，簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，使得OFDM技術(shù)更趨于實用化。7.5.1 多載波調(diào)制技術(shù)多載波調(diào)制技術(shù)是一種并行體制，它將高速率的數(shù)據(jù)序列經(jīng)串/并變換后分割為若干路低速數(shù)據(jù)流，每路低速數(shù)據(jù)采用一個獨立的載波調(diào)制，疊加在一起構(gòu)成發(fā)送信號，在接收端用同樣數(shù)量的載波對發(fā)送信號進(jìn)行相干接收，獲得低速率信息數(shù)據(jù)后，再通過并/串變換得到原來的高速信號。多載波傳輸系統(tǒng)原理框圖如圖所示。圖 多載波傳輸系統(tǒng)原理框圖在多載波調(diào)制方式中，子載波設(shè)置主要有3種方案。圖（a）為傳統(tǒng)的頻分復(fù)用方案，它將整個頻帶劃分為N個互不重疊的子信道。在接收端可以通過濾波器組進(jìn)行分離。圖（b）為偏置QAM方案，它在3dB處載波頻譜重疊，其復(fù)合譜是平坦的。第三種方案為正交頻分復(fù)（OFDM）方案，要求各子載波保持相互正交。 圖 子載波的兩種設(shè)置方案7.5.2 正交頻分復(fù)用技術(shù)正交頻分復(fù)用（OFDM）作為一種多載波傳輸技術(shù)，要求各子載波保持相互正交。OFDM在發(fā)送端的調(diào)制原理框圖如圖所示。N個待發(fā)送的串行數(shù)據(jù)經(jīng)過串/并變換之后得到碼元周期為 的N路并行碼，然后用N個子載波分別