DSSS 系統(tǒng)窄帶干擾抑制技術(shù)

1、摘要:本文分析直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)通信中的基于時(shí)域和變換域等傳統(tǒng)干擾抑制方法存在的不足，提出一種基于離散傅立葉變換(D FT)的時(shí)域自適應(yīng)陷波技術(shù)。當(dāng)干擾為時(shí)變窄帶 干擾時(shí)，基于D FT的時(shí)域陷波技術(shù)優(yōu)于傳統(tǒng)時(shí)域和變換域的窄帶干擾抑制技術(shù)。針對(duì)基于 加窗離散傅里葉變換(DFT)的直接序列擴(kuò)頻(DSSS)系統(tǒng)窄帶干擾抑制工程實(shí)現(xiàn)中的關(guān)鍵 技術(shù)，分析了重疊相加法減小加窗對(duì)接收信號(hào)失真的效果，并首次提出一種基于頻域譜線的 模平方服從指數(shù)分布假設(shè)條件下的干擾檢測(cè)和處理算法一一自適應(yīng)多門限檢測(cè)干擾抑制算 法，分析和仿真的結(jié)果表明，該算法有較強(qiáng)的自適應(yīng)性能，可抑制擴(kuò)頻系統(tǒng)中存在的多種窄 帶干擾。關(guān)鍵詞：直接序

2、列擴(kuò)頻；窄帶干擾抑制；陷波器；自適應(yīng)多門限檢測(cè)；子帶判決門限Abstract： This text analyzes the traditional interference suppression method shortcomings that based on time-domain and transform domain of the direct sequence spread spectrum system communication，as proposed Time-domain adaptive notch technology based on discrete Fouri

3、er transform (D FT). When the interference becomes narrow-band interference，the time-domain notch technology based on the D FT is superior to the narrowband interference suppression techniques of the traditional time-domain and transform domain technology. For key technologies of the direct sequence

4、 spread spectrum (DSSS) system narrow-band interference suppression project based on the windowed discrete Fourier transform (DFT)，the text analysis the effect of overlap-add and reduces windowed method to the received signal .For the first time proposed a method of Interference detection and proces

5、sing algorithms under the assumption of Modulus square based on frequency domain spectrum obey exponential distribution- adaptive multi-threshold detection interference suppression algorithms， analysis and simulation results show that the algorithm has a strong adaptive properties， can inhibit a var

6、iety of narrow-band interference exist in the spread-spectrum systems .Keywords: direct sequence spread spectrum; narrowband interference suppression; notch filter; adaptive multi-threshold detection; sub-band Decision Threshold1 引言由于擴(kuò)頻通信具有抗干擾能力強(qiáng)、信息信號(hào)隱蔽、便于加密、任意選址、以及易于組網(wǎng) 等獨(dú)特優(yōu)點(diǎn)，近幾年來世界各國(guó)對(duì)擴(kuò)頻技術(shù)的研究已形成高潮，因

7、而擴(kuò)頻通信作為一種新型 通信方式得到了迅速發(fā)展和廣泛應(yīng)用。也由于擴(kuò)頻通信在可靠性和抗毀性等方面具備了常 規(guī)有線通信無法提供的優(yōu)勢(shì)，因此擴(kuò)頻通信成為對(duì)可靠性敏感的商業(yè)及工業(yè)機(jī)構(gòu)建立專網(wǎng) 的重要手段。擴(kuò)頻通信的研究和應(yīng)用 之所以在近年來能夠進(jìn)入一個(gè)更廣泛的領(lǐng)域，表現(xiàn)出很強(qiáng)的抗干擾 能力，一方面是因?yàn)槠浔旧砭哂歇?dú)特的工作方式，在抗干擾方面性能卓著；另一方面是 因?yàn)樵谶@些特有的工作方式基礎(chǔ)上，又采用了先進(jìn)的干擾抑制技術(shù)，能夠不斷解決通信中 存在的難題。在許多情況下，擴(kuò)頻系統(tǒng)本身所固有的擴(kuò)頻增益可以提供足夠的抗干擾能力，但在強(qiáng)干擾存 在的情形下，擴(kuò)頻通信系統(tǒng)性能會(huì)嚴(yán)重惡化。因此，用信號(hào)處理技術(shù)來彌補(bǔ)擴(kuò)頻

8、處理增益的 不足，通過信號(hào)處理的技術(shù)在不提高系統(tǒng)處理增益的情況下增強(qiáng)系統(tǒng)的干擾抑制能力是一 種行之有效的方法。由于直接序列擴(kuò)頻(DSSS)通信系統(tǒng)有良好的保密性、靈活的信道分配以及較強(qiáng)的抗多址 干擾能力，所以在軍事通信、衛(wèi)星通信、移動(dòng)通信以及室內(nèi)無線網(wǎng)中得到廣泛的應(yīng)用。雖 然擴(kuò)頻通信系統(tǒng)本身具有一定的抗窄帶干擾能力，但是當(dāng)窄帶干擾較強(qiáng)時(shí)，系統(tǒng)性能會(huì)明顯 下降，為了減輕窄帶干擾對(duì)系統(tǒng)性能的影響，通常是在相關(guān)器之前插入一個(gè)窄帶干擾抑制濾 波器。窄帶干擾抑制常用的方法有參數(shù)估計(jì)法和非參數(shù)估計(jì)法，參數(shù)估計(jì)法也叫預(yù)測(cè)/相減法，該 方法通過利用擴(kuò)頻信號(hào)和白噪聲的弱相關(guān)性和窄帶干擾信號(hào)的強(qiáng)相關(guān)性實(shí)現(xiàn)對(duì)窄帶干

9、擾信 號(hào)的平滑估計(jì)或預(yù)測(cè)，然后從接收信號(hào)中減去對(duì)窄帶干擾信號(hào)的估計(jì)，從而有效去除干擾分 量，這種預(yù)測(cè)-相減方案在窄帶干擾信號(hào)為平穩(wěn)信號(hào)或慢變化的非平穩(wěn)信號(hào)時(shí)效果較好，可 以有效抑制接收信號(hào)中存在的窄帶干擾信號(hào)，但是當(dāng)干擾信號(hào)隨時(shí)間變化比較劇烈時(shí)，受自 適應(yīng)濾波器的收斂速度和穩(wěn)態(tài)性能的影響，時(shí)域預(yù)測(cè)算法往往不能準(zhǔn)確跟蹤干擾信號(hào)的變 化。非參數(shù)估計(jì)方法也叫變換域處理方法，該方法利用擴(kuò)頻信號(hào)和窄帶干擾信號(hào)在變換域的不 同特征，使接收信號(hào)中的擴(kuò)頻信號(hào)分量盡可能地均勻分布在整個(gè)頻段，同時(shí)將窄帶干擾信號(hào) 盡可能地壓縮到有限的幾個(gè)較窄的子帶（或譜線）內(nèi)，通過對(duì)包含干擾信號(hào)的子帶（或譜線） 進(jìn)行處理，有效降低

10、干擾信號(hào)的影響。不同的變換域處理算法主要區(qū)別在于以下3個(gè)方面: 變換基的選取；干擾檢測(cè)算法；陷波算法。2DS擴(kuò)頻通信體制DS擴(kuò)頻通信體制優(yōu)點(diǎn)（1）抗寬帶干擾能力強(qiáng)DS系統(tǒng)通過接收機(jī)的相關(guān)解擴(kuò)處理，將輸入的寬帶有用信號(hào)的頻譜壓縮成窄帶，而寬帶 干擾的頻譜不僅沒有得到壓縮，而且被擴(kuò)展得更寬，從而通過相關(guān)解擴(kuò)器后面的窄帶濾波 器可將大部分寬帶干擾濾除，其抗干擾能力與處理增益成正比，只要處理增益足夠大， DS系統(tǒng)對(duì)寬帶干擾有很好的抑制能力。（2）信號(hào)隱蔽性、保密性好由于DS擴(kuò)頻信號(hào)是寬帶信號(hào)，功率譜密度低，接收機(jī)可以在低于噪聲的功率譜密度下工 作，信號(hào)的功率譜完全淹沒在背景噪聲下，再加上擴(kuò)頻碼的偽噪聲

11、特性，這就決定了 DS 信號(hào)具有較強(qiáng)的隱蔽性。（3）抗多徑干擾能力強(qiáng)在DS信號(hào)的多徑傳播過程中，由于多徑信號(hào)存在時(shí)延差，接收機(jī)可檢測(cè)到來自多個(gè) 傳播路徑的信號(hào)，本地解擴(kuò)碼可以通過同步系統(tǒng)鎖定在最強(qiáng)的直達(dá)路徑電波上使直達(dá)路徑 信號(hào)得到解擴(kuò)。當(dāng)其它路徑電波與直達(dá)路徑傳播時(shí)延差大于擴(kuò)頻碼的一個(gè)碼元寬度時(shí)，由 于多徑信號(hào)與本地?cái)U(kuò)頻碼不同步，無法解擴(kuò)，它們的作用類似于白噪聲而被抑制。在DS 擴(kuò)頻通信體制中，可在接收機(jī)端采用多個(gè)相關(guān)器，分別同步于不同的多徑信號(hào)，對(duì)不 同路徑擴(kuò)頻信號(hào)分別接收和合并，并實(shí)現(xiàn)多徑分集。從頻域角度講，多徑分集起到了信道 頻域均衡的作用，能克服多徑效應(yīng)引起的頻率選擇性衰落。可見DS

12、系統(tǒng)具有很強(qiáng)的抗 多徑干擾能力。（4）具有很好的抗多址干擾能力所謂多址通信，即多址用戶在同一頻率上同時(shí)進(jìn)行通信，由于各地址信號(hào)所用擴(kuò)頻碼正交 或準(zhǔn)正交，使得接收機(jī)通過相關(guān)處理，與本地解擴(kuò)碼相同的地址信號(hào)得到解擴(kuò)，而其它多 址信號(hào)不僅不能被解擴(kuò)，反而被擴(kuò)展到更寬的頻帶上，從而得到抑制。DS系統(tǒng)在移動(dòng)通信組網(wǎng)時(shí)可以采用自動(dòng)功率控制（APC）措施，通過自動(dòng)調(diào)節(jié)各用戶 的 發(fā)射功率，以利于減小多址干擾，提高DS系統(tǒng)的多址能力。DS擴(kuò)頻通信體制不足抗窄帶瞄準(zhǔn)干擾能力有限由于部分頻帶干擾能量相對(duì)集中，對(duì)DS系統(tǒng)的危害要比全頻帶干擾大些，即在輸入干 擾總功率相同情況下，部分頻帶噪聲干擾對(duì)DS系統(tǒng)的影響要比全

13、頻帶干擾嚴(yán)重。同樣，DS系統(tǒng)對(duì)頻率與其中心頻率相等的瞄準(zhǔn)式單頻或窄帶干擾的抑制能力比對(duì)寬帶干 擾的抑制能力低3dB,。因?yàn)閷?duì)單頻干擾的抑制能力與處理增益有關(guān)，當(dāng)處理增益不夠時(shí)， 大功率單頻或窄帶干擾將對(duì)DS系統(tǒng)產(chǎn)生嚴(yán)重的干擾。有遠(yuǎn)一近效應(yīng)的影響在多址系統(tǒng)中，當(dāng)其它一些用戶的功率比較大時(shí)，它們將淹沒小功率有用信號(hào)，這就是 遠(yuǎn)一近效應(yīng)。對(duì)于DS系統(tǒng)，由于各地址信號(hào)所用的擴(kuò)頻碼并非完全正交，即使完全正交， 如果各用戶地址碼不同步或存在同步誤差，那么對(duì)于網(wǎng)中一個(gè)DS信號(hào)來說，多址通 信的各鄰臺(tái)信號(hào)都是寬帶干擾。實(shí)際的DS通信系統(tǒng)對(duì)多址信號(hào)的抑制能力并非無窮大， 因此在進(jìn)行多址通信時(shí)就存在著嚴(yán)重的遠(yuǎn)-近

14、效應(yīng)。這種效應(yīng)將極大地限制DS擴(kuò)頻通信系 統(tǒng)的容量，從而影響到通信的質(zhì)量。3 一種有效的窄帶干擾抑制技術(shù)窄帶干擾對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)的性能影響，可以通過在解擴(kuò)前對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波來改善。常用的干擾 抑制技術(shù)包括時(shí)域處理和變換域處理兩種。時(shí)域處理又分為線性自適應(yīng)濾波和非線性自適 應(yīng)濾波。變換域處理又有離散傅立葉變換、小波變換等變換域內(nèi)的自適應(yīng)干擾抑制技術(shù)。時(shí)域窄帶干擾抑制技術(shù)時(shí)域窄帶干擾抑制技術(shù)主要是利用自適應(yīng)的算法來調(diào)整一個(gè)橫向?yàn)V波器的系數(shù)，以達(dá)到抑 制干擾的目的。窄帶干擾是非高斯的，樣值間有很強(qiáng)的相關(guān)性，可以從過去取樣值來估計(jì) 當(dāng)前樣值；而擴(kuò)頻信號(hào)和噪聲頻譜平坦，以切普率取樣的樣值之間幾乎不相關(guān)。當(dāng)接收信

15、號(hào) 同時(shí)包含寬帶成分和窄帶成分時(shí)，如果產(chǎn)生一個(gè)接收信號(hào)的預(yù)測(cè)值，那么預(yù)測(cè)值中將主要是 窄帶信號(hào)的預(yù)測(cè)值。利用窄帶信號(hào)和寬帶信號(hào)在可預(yù)測(cè)性上的差異，得到一個(gè)窄帶干擾的精 確復(fù)制，然后在接收信號(hào)中消除復(fù)制出的信號(hào)，從而達(dá)到抑制窄帶干擾的目的。時(shí)域窄帶干擾抑制技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是不需要很多干擾信號(hào)的先驗(yàn)知識(shí)，就可以有效地抑制窄帶 干擾，且基于時(shí)域的抑制技術(shù)能更徹底的抑制干擾，但自適應(yīng)算法需要迭代運(yùn)算，需要收斂 時(shí)間，使得實(shí)時(shí)性比較差，同時(shí)其收斂速度慢，往往只能處理平穩(wěn)的窄帶干擾。變換域窄帶干擾抑制技術(shù)將信號(hào)映射到時(shí)域以外的分析域去進(jìn)行干擾抑制的處理方法稱為變換域干擾抑制技術(shù)。窄帶 干擾在變換域中進(jìn)行處理所需

16、解決的一個(gè)重要問題是尋找一種合適的變換，能將窄帶干擾 映射成沖激函數(shù)，與之對(duì)應(yīng)的將擴(kuò)頻信號(hào)映射成與之正交的具有平坦譜特性的信號(hào)波形。 然后判斷干擾位置和帶寬，采用合適的陷波方法有效抑制干擾信號(hào)。頻域陷波技術(shù)先將窄帶干擾和擴(kuò)頻信號(hào)的混合信號(hào)變換到頻域，窄帶干擾相對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)的 能量集中在很窄的頻帶內(nèi)，檢測(cè)出干擾的頻譜位置，將這些譜線去掉或進(jìn)行衰減，最后通過 反變換還原成時(shí)域信號(hào)達(dá)到對(duì)窄帶干擾的抑制。頻域陷波不需要自適應(yīng)算法，處理速度遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過時(shí)域?yàn)V波的方法，這種方法可以抑制時(shí)變的 窄帶干擾。但頻域變換濾波由于存在時(shí)域截?cái)嘈?yīng)，使得其對(duì)應(yīng)頻譜具有較大的旁瓣，導(dǎo)致 很難徹底濾除干擾，選用合適的窗函數(shù)可以

17、減小干擾信號(hào)的旁瓣泄漏，但窗函數(shù)對(duì)傅立葉變 換前的干擾信號(hào)有衰減，頻域陷波后還需反變換到時(shí)域信號(hào)，窗函數(shù)同時(shí)也會(huì)對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)造 成衰減。一種有效的窄帶干擾抑制技術(shù)-基于D FT的時(shí)域陷波技術(shù)基于D FT的時(shí)域陷波技術(shù)的思路是利用D FT變換找到干擾的頻率和帶寬，不利用反變換 還原信號(hào)，而是直接在時(shí)域?qū)Ω蓴_頻率進(jìn)行陷波，這樣可以避免由于反變換帶來的信號(hào)失真，同時(shí)又克服了時(shí)域 自適應(yīng)濾波中自適應(yīng)算法收斂時(shí)間的問題?；贒 FT的時(shí)域陷波技術(shù)主要由三個(gè)功能模塊組成：離散傅立葉變換模塊，干擾檢測(cè)定位 模塊，時(shí)域陷波器設(shè)計(jì)模塊。離散傅立葉變換模塊離散傅立葉變換模塊主要是實(shí)現(xiàn)混合信號(hào)從時(shí)域到頻域的變換。在窗

18、函數(shù)的選取時(shí)，我們盡 量要采用主瓣寬度比較窄，旁瓣衰減比較大，而且形狀比較平坦的窗函數(shù)，對(duì)工程上比較常 用的窗函數(shù)進(jìn)行比較分析后，海明窗更適合作為離散傅立葉變換的窗函數(shù)。在離散傅立葉變換的實(shí)現(xiàn)時(shí)可以選用基2頻率抽取的FFT算法。離散傅立葉變換在具體 的實(shí)現(xiàn)時(shí)需要考慮的不僅僅是算法的運(yùn)算量，更重要的是算法的復(fù)雜性、規(guī)模性和模塊化。 基2的頻率算法相對(duì)于更高基數(shù)的算法，在硬件的實(shí)現(xiàn)中，資源的占用上具有優(yōu)勢(shì)。干擾檢測(cè)定位模塊經(jīng)過傅立葉變換后的輸出結(jié)果反映了信號(hào)的頻譜分布，窄帶干擾的頻譜比較集中幅值較大， 而擴(kuò)頻信號(hào)的頻譜比較平坦，由頻譜分析的結(jié)果我們可以大概了解干擾的頻率，但是，不能 準(zhǔn)確地確定哪些

19、點(diǎn)上有干擾。一種簡(jiǎn)單的確定干擾頻率的方法是：通過某種算法計(jì)算出干 擾門限，將各頻率點(diǎn)的幅值與干擾門限相比，大于門限的頻率點(diǎn)就認(rèn)為是存在干擾的頻率 點(diǎn)。這種方法確定干擾位置比較簡(jiǎn)單，但是要求給出的門限值比較精確，否則將 產(chǎn)生誤判。由于擴(kuò)頻系統(tǒng)帶寬受限、長(zhǎng)周期序列難于解擴(kuò)等原因，使得實(shí)際系統(tǒng)中的DSSS信號(hào)頻譜 寬度受限，不再是白色譜，那么各個(gè)子帶的判決門限再用相同的值，顯然會(huì)使干擾抑制性能 下降。自適應(yīng)子帶能量判決門限算法(SA ET)，實(shí)現(xiàn)各個(gè)頻帶的能量判決門限B根據(jù)各自 頻帶DS信號(hào)功率密度的特征而動(dòng)態(tài)設(shè)定。計(jì)算第i個(gè)子帶的功率密度其中n為子帶個(gè)數(shù)，由此可生成 DS信號(hào)子帶功率密度矢量B0

20、=PS (w1),Ps(w2), .,Ps(wn)。根據(jù)對(duì)信道中白噪聲功率密度的估計(jì)，生成自適應(yīng)子帶能量判決門限 AET = AET1， AET2, .AETn,其中AET = k.B0 +，AETi為第i個(gè)子帶的自適應(yīng)能量判決門限。k針對(duì)各 子帶為常數(shù)，與信道傳輸衰耗有關(guān)。為估算的各子帶中白噪聲功率密度矢量，=( , ,。 可見，自適應(yīng)子帶能量判決門限A ET和DS信號(hào)子帶功率密度矢量B0呈線性關(guān)系。 這樣，能量判決門限B針對(duì)各子帶將不再是常數(shù)，而是根據(jù)A ET動(dòng)態(tài)設(shè)定。時(shí)域陷波器設(shè)計(jì)模塊設(shè)計(jì)一種陷波頻率和陷波寬度都可以調(diào)整的陷波器。IIR數(shù)字濾波器的傳輸函數(shù)H (z) =/1-將復(fù)變量z用

21、 代替后得到IIR數(shù)字濾波器的頻率特性 和 分別為傳遞函數(shù)的零 極點(diǎn)，濾波器的頻率特性由它的零、極點(diǎn)的位置唯一確定，所以可以用選擇零點(diǎn)和極點(diǎn)位置 的方法，按照濾波器幅度和相位的要求來設(shè)計(jì)所要求的濾波器。如要設(shè)計(jì)對(duì)w0點(diǎn)進(jìn)行陷波的濾波器，即當(dāng)時(shí)IH ( )1=0，取零點(diǎn)，同時(shí)為了保證w手w0時(shí) |H ( )j| 1,取極點(diǎn)，可得傳輸函數(shù)為，展開后為。參數(shù)a的值決定極點(diǎn)的位置，而對(duì)于穩(wěn)定系統(tǒng)要求極點(diǎn)位于單位圓內(nèi)，因此a應(yīng)小于1 而接近1。圖2 a = 0.93，w0 = pi/3時(shí)陷波器的幅頻特性從圖2和圖3可以看出，a值增大時(shí)陷波器陷波頻率寬度變小，所以可以通過調(diào)整改變陷波 頻率，調(diào)整a而改變陷

22、波的寬度。圖3 a = 0.99，wo = pi/3時(shí)陷波器的幅頻特性4三基于加窗DFT的DSSS系統(tǒng)變換域窄帶干擾抑制技術(shù)在常用的變換域干擾抑制技術(shù)中，由于離散傅里葉變換(DFT)可以通過高效的快速傅里葉 變換(FFT)實(shí)現(xiàn)。因此，在工程實(shí)踐中得到了廣泛的應(yīng)用，在不加窗的情況下(相當(dāng)于加矩 形窗)，離散傅里葉變換的第一旁瓣衰減只有-13 dB,存在嚴(yán)重的頻譜泄漏，會(huì)導(dǎo)致窄帶干 擾信號(hào)對(duì)臨近頻帶內(nèi)的信號(hào)造成嚴(yán)重的“污染”，因此對(duì)信號(hào)進(jìn)行DFT變換之前加窗是非常 必要的。該部分結(jié)合工程實(shí)踐，給出了信號(hào)的加窗變換和恢復(fù)的詳細(xì)算法，提出一種基于 FFT變換之后，譜線的模平方近似服從指數(shù)分布條件下新的

23、自適應(yīng)多門限檢測(cè)窄帶干擾抑 制算法，并對(duì)該算法進(jìn)行了性能分析和仿真?；诩哟癉FT變換域處理算法接收機(jī)接收到的信號(hào)由期望信號(hào)、信道噪聲和窄帶干擾信號(hào)3部分組成，可以寫成數(shù)學(xué)表 達(dá)式為:r(t) = s(t) + g(t) + j(t)，(1)其中,s(t)為數(shù)據(jù)序列經(jīng)過偽隨機(jī)碼擴(kuò)頻之后，進(jìn)行BPSK調(diào) 制得到的發(fā)射信號(hào),g(t)為零均值，雙邊功率譜密度為N 062的加性高斯白噪聲，j(t)為窄帶 干擾信號(hào)。圖1為基于加窗DFT窄帶干擾抑制接收機(jī)原理圖。首先對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行加窗，然后進(jìn)行 快速傅里葉變換，對(duì)變換后的譜線進(jìn)行干擾檢測(cè)，將存在干擾的譜線置零或者衰減至與背景 噪聲相當(dāng)?shù)某潭?，以達(dá)到減輕和

24、抑制窄帶干擾的目的。對(duì)經(jīng)過濾波處理之后的譜線進(jìn)行逆 快速傅里葉變換(IFFT)回到時(shí)域，與本地PN碼相關(guān)運(yùn)算，經(jīng)過判決器得到發(fā)送的信息序 列。圖1變換域窄帶干擾抑制框圖信號(hào)加窗與恢復(fù)DFT變換隱含了對(duì)長(zhǎng)度為N的截?cái)嘈蛄羞M(jìn)行周期拓展，如果截?cái)嗪笮蛄性谶吔绮贿B續(xù)，則 會(huì)導(dǎo)致信號(hào)經(jīng)過DFT變換之后出現(xiàn)能量泄漏，從而使得窄帶干擾信號(hào)的能量對(duì)臨近的頻 譜產(chǎn)生嚴(yán)重的“污染,，為了減輕DFT變換的能量泄漏，常用的方法是在對(duì)信號(hào)進(jìn)行DFT 之前進(jìn)行加窗，窗函數(shù)的引入使得截?cái)嘈蛄械倪吔缱兊闷交?，因此可以減輕DFT的能量泄 漏問題。另一方面，窗函數(shù)的引入也使得信號(hào)波形產(chǎn)生失真，通常用信號(hào)的信噪比損失來衡量加窗對(duì)

25、信號(hào)的影響，假定窗函數(shù)的系數(shù)為:w (n),n= 0,1,2,.,N -1。則定義加窗引入的信噪比損失 為:常用的Hamming窗，其旁瓣為-31 dB，引 入的信噪比損失為1.36 dB，而Blackman 窗，其旁瓣為-60 dB，引入的信噪比損失為2.7 dB6。通過選擇旁瓣較低的窗函數(shù)，可以 將窄帶干擾信號(hào)的大部分能量限定在有限的幾根譜線之內(nèi)，從而減少需要抑制的譜線的根 數(shù)，最大程度地減小對(duì)期望信號(hào)的失真。對(duì)于不是很強(qiáng)的窄帶干擾信號(hào)，通過加Hamming窗可以將窄帶干擾的能量集中在有限的譜線內(nèi)。但是干擾信號(hào)較強(qiáng)時(shí)，仍然有較 大的旁瓣，會(huì)對(duì)臨近的信號(hào)頻譜造成一定的影響，Blackman窗

26、函數(shù)的旁瓣抑制效果較好，其 旁瓣抑制可以達(dá)到-60 dB，考慮到系統(tǒng)工作環(huán)境比較惡劣，可以選擇Blackman窗函數(shù)對(duì)序 列進(jìn)行加窗。以下分析可知，對(duì)接收信號(hào)加窗將使得接收信號(hào)產(chǎn)生失真，如圖2所示。從而使得信號(hào)信 噪比下降，為了減輕加窗對(duì)信號(hào)波形產(chǎn)生的失真，可以通過在相鄰的變換截?cái)嘈蛄兄g存在 50%重疊的方法來減弱加窗對(duì)信號(hào)波形的失真。如圖3所示，對(duì)輸入序列進(jìn)行截?cái)鄷r(shí)，相鄰2塊之間存在50%的重疊，2塊截?cái)嘈蛄蟹?別與等長(zhǎng)度的Blackman窗函數(shù)相乘，之后進(jìn)行FFT變換，經(jīng)過頻域?yàn)V波處理之后，進(jìn)行 FFT反變換，然后將2個(gè)相鄰的截?cái)嘈蛄兄兄丿B的部分相加，得到輸出序列圖2(a)為輸 入序列的

27、波形圖，圖2(b)為沒有重疊情況下進(jìn)行加窗FFT之后，恢復(fù)得到的信號(hào)波形圖, 對(duì)比圖2(a)和圖2(b)可以看出，無重疊情況下，恢復(fù)得到的信號(hào)相對(duì)于輸入信號(hào)波形產(chǎn)生 嚴(yán)重的失真，在不考慮頻域處理的情況下，這種失真主要是由于時(shí)域加窗產(chǎn)生的。圖2 連續(xù)波信號(hào)加窗與恢復(fù)圖3 存在50%重疊的加窗DFT抗干擾算法圖2(d)為存在重疊的情況下得到的恢復(fù)波形，可以看出，存在重疊的情況下，恢復(fù)信號(hào)的 失真程度大大減小。對(duì)于256點(diǎn)Blackman窗，存在50%重疊的情況下，恢復(fù)信號(hào)的信噪 比損失從3 dB降低為0.6 dB左右。重疊o相加處理可以減輕加窗產(chǎn)生的信號(hào)失真，代價(jià)是計(jì)算量增加1倍，正常通路和延遲通

28、 路的信號(hào)都需要進(jìn)行加窗、FFT、頻域處理以及FFT反變換，最后對(duì)2個(gè)序列進(jìn)行求和, 對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行的硬件設(shè)計(jì)時(shí)，其所需要的硬件資源增加1倍?？梢?，重疊/相加法減小加窗引 入的信號(hào)失真是以增加系統(tǒng)復(fù)雜度為代價(jià)的。4.3頻域干擾檢測(cè)與處理方法。在DSSS系統(tǒng)中，接收到的信號(hào)由于經(jīng)過PN碼擴(kuò)頻之后的序列相關(guān)性很小，可以近似看成 是一個(gè)白噪聲，信道噪聲g(n)是服從高斯分布的白噪聲。在擴(kuò)展比較大的情況下，由于信 號(hào)的功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于噪聲的功率(在GPS接收機(jī)中，信號(hào)功率比噪聲低20 dB左右)，在頻譜 中表現(xiàn)為，而DFT變換等效于將信號(hào)通過一組中心頻率，(k = 0，1，2,，N - 1)，頻率響應(yīng) 為的窄

29、帶濾波器組,X (k)即輸入序列x(n)經(jīng)過第k個(gè)濾波器在(N - 1)時(shí)刻的輸出。因 此，高斯白噪聲s(n)+ g(n)通過一個(gè)窄帶濾波器在(N- 1)時(shí)刻的輸出值S (k)+ G (k)可以看 作一個(gè)包絡(luò)服從瑞利分布，包絡(luò)的平方服從指數(shù)分布，相位服從0,2 )的均勻分布窄帶高斯 隨機(jī)變量。假設(shè)信道噪聲的功率為=,信號(hào)的功率為，則服從瑞利分布，且，2服從參數(shù)為K的指數(shù)分布，由瑞利分布和指數(shù)分布之間的關(guān)系可得2。因此，在無窄帶干擾情況下，可 以認(rèn)為接收序列經(jīng)過DFT變換之后得到的N根譜線的幅度平方服從參數(shù)為K指數(shù)分布, 由指數(shù)分布的數(shù)字特征可知：假定在頻域干擾檢測(cè)時(shí)取門限T,則記 不超過該門限

30、的概率p為 分別取，n= 1,2,3,4,5 可以得到表1所示的結(jié)果。譜線幅度平方分布表當(dāng)FFT變換的點(diǎn)數(shù)N較大(N 256)時(shí)，可以用譜線幅度平方和的平均值作為平均值估 計(jì)，即：頻域進(jìn)行干擾檢測(cè)的問題轉(zhuǎn)化為檢測(cè)N根譜線模的平方分布是否服從指數(shù)分布的問題，首 先假定序列服從指數(shù)分布的假設(shè)成立，對(duì)譜線的模平方求均值，然后進(jìn)行統(tǒng)計(jì)。根據(jù)表1 可知，指數(shù)分布中X大于的概率非常小，可以近似認(rèn)為是不可能發(fā)生的小概率事件。因此, 認(rèn)為所有幅度平方值超過門限5oK的譜線不符合指數(shù)分布，可以將其進(jìn)行裁剪至 與均值相當(dāng)?shù)姆然蛑昧?，然后重新?duì)新的序列進(jìn)行統(tǒng)計(jì)分析。干擾檢測(cè)與處理算法具體 步驟描述如下：步驟1,求

31、N根譜線模平方的平均值，作為對(duì)的估計(jì)。步驟2,計(jì)算和的值。步驟3,對(duì)N根譜線進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，如果有譜線模平方的值大于，則認(rèn)為該組譜線模平方中有 不服從指數(shù)分布的譜線存在，則對(duì)其進(jìn)行裁剪或者置零。如果采取譜線置零法，則下次統(tǒng)計(jì) 時(shí)要對(duì)平均值進(jìn)行適當(dāng)放大。步驟4,檢查模平方大于K的譜線有沒有連續(xù)N xp (X )根以上出現(xiàn)的現(xiàn)象，如果出現(xiàn)則 認(rèn)為該段譜線中存在窄帶干擾，對(duì)該段譜線進(jìn)行裁剪或置零處理。步驟5,返回步驟1,對(duì)處理之后的譜線再次進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，直到無滿足步驟3和步驟4處理 條件的譜線出現(xiàn)為止。4.4數(shù)值仿真與分析為了檢驗(yàn)本文提出算法的性能，我們對(duì)其進(jìn)行M onte Carlo仿真試驗(yàn)，仿真采用BPS

32、K調(diào) 制方式，擴(kuò)頻碼取周期為63的m序列，每一信息比特被一個(gè)完整周期的偽隨機(jī)碼擴(kuò)頻，接 收信號(hào)按chip速率采樣，窗函數(shù)采用256點(diǎn)Blackman窗，變換采用重疊50%的加窗 256點(diǎn)FFT變換。圖4給出多音干擾(3個(gè)單音干擾信號(hào))情況下本文算法的處理效果。其中，3個(gè)單音干擾 信號(hào)的強(qiáng)度均為rj，s= 24 dB，干擾相對(duì)載頻的歸一化頻差分別為0.3533,0.55,0.777。圖4 中，2根虛線分別對(duì)應(yīng)統(tǒng)計(jì)平均值 的估計(jì)以及自適應(yīng)門限T =。經(jīng)過5次反復(fù)濾波之后, 所有譜線的模平方值均沒有超過門限,此時(shí)，可以認(rèn)為干擾信號(hào)被完全濾除。由表1可知, 在無干擾信號(hào)存在的情況下，譜線的模平方值超過

33、自適應(yīng)門限的概率小于0.7%,是小概 率事件，一般認(rèn)為是不可能發(fā)生的，因此在沒有干擾信號(hào)的情況下，該算法不會(huì)對(duì)有用信號(hào) 產(chǎn)生不必要的失真，只有在干擾信號(hào)存在的情況下，該算法才會(huì)被激活，從而可以有效提高 系統(tǒng)性能。從硬件實(shí)現(xiàn)的角度來看，該算法避免了在FPGA中難以實(shí)現(xiàn)的求根運(yùn)算，計(jì)算 頻域序列的模平方可以通過實(shí)部和虛部圖4干擾檢測(cè)與處理算法效果分析平方和得到，自適應(yīng)門限基于模平方和的平均值可直接求出，譜線處理可以通過寄存器清零 實(shí)現(xiàn)，具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)。圖5給出了接收機(jī)在無干擾、單音干擾、多音干擾(3個(gè)單音干擾)和AR模型窄帶干擾 情況下的誤碼率曲線。為了便于進(jìn)行性能比較，圖中同時(shí)給出無干擾時(shí)誤

34、碼率的理論曲線 (圖中用THE表示)、K譜線法干擾檢測(cè)和處理法(圖中用K bins表示)的性能曲線,K譜 線法在每次加窗FFT之后，對(duì)譜線按模值從大到小進(jìn)行排序，并將模值最大的K根譜線 置零來去除接收信號(hào)中的干擾分量，參數(shù)K可以根據(jù)實(shí)際情況取固定值或根據(jù)變換域干擾 能量的分布情況取最優(yōu)的值。為簡(jiǎn)單起見，仿真中取K = 8,即在256點(diǎn)FFT之后，每次 固定將幅度最大的8根譜線進(jìn)行置零。從圖5(a)可以看到，在無窄帶干擾信號(hào)存在時(shí)，由于K譜線法將幅度最大的8根譜線進(jìn) 行置零處理，因此對(duì)有用信號(hào)的能量具有一定的損失。而采用本文提出的自適應(yīng)多門限檢 測(cè)法進(jìn)行處理，譜線的模平方值超過門限為小概率 圖

35、5 接收機(jī)誤碼率性能仿真事件，因此一般不會(huì)在無干擾情況下造成有用信號(hào)能量的損失。圖5(b)為存在一個(gè)rj,s= 25 dB,歸一化頻率為0.837的單音干擾時(shí)系統(tǒng)的誤碼率曲線。從圖中可以看出，當(dāng)存在單音 干擾時(shí)，自適應(yīng)多門限檢測(cè)法的性能與K譜線法相當(dāng)，但當(dāng)單音干擾很強(qiáng)旁瓣較高時(shí)，該 算法的性能將明顯優(yōu)于K譜線法。圖5(c)為存在3個(gè)單音干擾時(shí)的情況,3個(gè)單音干擾 信號(hào)的強(qiáng)度分別為rj,s= 25 dB,15 dB,20 dB,歸一化頻率分別為0.3333,0.577,0.84。此時(shí),K 譜線法通過抑制幅度最大的8根譜線已經(jīng)無法有效抑制干擾，自適應(yīng)多門限檢測(cè)法則可以 有效抑制多音干擾信號(hào)。由于需

36、要將譜線模平方值較大的譜線置零，因此抑制干擾的同時(shí), 也將相應(yīng)頻帶上的有用信號(hào)抑制，從而造成一定的信號(hào)能量損失。圖5(d)為存在AR模 型窄帶干擾信號(hào)時(shí)的情況,AR模型參數(shù)取r= 0.95, = ,rj=25 dB。從誤碼率曲線可以看出，自 適應(yīng)多門限檢測(cè)法可以有效檢測(cè)和抑制接收信號(hào)中存在的AR模型窄帶干擾信號(hào)。本文針對(duì)時(shí)域處理與變換域處理存在的不足，提出了一種基于D FT的時(shí)域陷波技術(shù)，并 從理論到實(shí)際應(yīng)用做了一些探討，驗(yàn)證了基于D FT時(shí)域陷波技術(shù)可行性，為工程實(shí)現(xiàn)奠 定了理論基礎(chǔ)，具有一定的現(xiàn)實(shí)意義。詳細(xì)分析了加窗FFT對(duì)信號(hào)產(chǎn)生的失真，給出通過引 入重疊加窗法減輕加窗引起的信號(hào)失真的方法，提出一種基于擴(kuò)頻信號(hào)和白噪聲之和經(jīng)過 DFT之后得到頻域序列的模平方服從指數(shù)分布假設(shè)下新的干擾檢測(cè)和處理算法自適應(yīng) 多門限檢測(cè)法。該算法可自適應(yīng)地確定干擾檢測(cè)門限，并可通