GHzWiMax接收機組件的設計與實現(xiàn)

1、 分類號密級UDC學 位 論 文3.5GHz WiMax接收機組件的設計與實現(xiàn)（題名和副題名）林新峰（作者姓名）指導教師姓名 胡永忠高級工程師電子科技大學 成都（職務、職稱、學位、單位名稱及地址）申請學位級別碩士專業(yè)名稱電路與系統(tǒng)論文提交日期 2012.5.14論文答辯日期 2012.5.17學位授予單位和日期答辯委員會主席評閱人電子科技大學2012.06年月日注 1 注明國際十進分類法 UDC的類號I 獨 創(chuàng) 性 聲 明本人聲明所呈交的學位論文是本人在導師指導下進行的研究工作及取得的研究成果。據我所知，除了文中特別加以標注和致謝的地方外，論文中不包含其他人已經發(fā)表或撰寫過的研究成果，也不包含

2、為獲得電子科技大學或其它教育機構的學位或證書而使用過的材料。與我一同工作的同志對本研究所做的任何貢獻均已在論文中作了明確的說明并表示謝意。簽名：日期：年月 日關于論文使用授權的說明本學位論文作者完全了解電子科技大學有關保留、使用學位論文的規(guī)定，有權保留并向國家有關部門或機構送交論文的復印件和磁盤，允許論文被查閱和借閱。本人授權電子科技大學可以將學位論文的全部或部分內容編入有關數(shù)據庫進行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復制手段保存、匯編學位論文。（保密的學位論文在解密后應遵守此規(guī)定）簽名：導師簽名：日期：年月日 摘要摘 要在當今的信息化時代里，人們無線通信的要求越來越高，無線通信向著更寬帶寬、更

3、高數(shù)據傳輸速度的方向發(fā)展著，無線寬帶接入技術應運而生。全球微波互聯(lián)接入(Worldwide Interoperability for Microwave Access)提供了人們面向互聯(lián)網的一種新興的寬帶無線接入方式，最高數(shù)據通信傳輸速度可達 75Mbps，最大的通信距離可達 50 公里。另外，WiMax 的工作頻率能夠根據不同的環(huán)境在 2GHz 到11GHz 頻段內變化，在亞洲，常用頻段為 3.5GHz。由于 WiMax 通信標準在通信速度和距離上的優(yōu)勢，它對射頻前端的要求也更高，所以對于射頻前端電路的研究還是很有意義的。本文的主要內容如下：首先，簡單討論了各種接收機的優(yōu)缺點和各模塊的設計原

4、理，然后根據 WiMax 對于接收前端的技術指標，設計了一個 WiMax 接收機射頻前端電路。接收機的工作頻段為 3.5GHz 到 3.52GHz，帶寬為 20MHz。在接收機設計過程中，首先根據設計要求和各種接收機結構的優(yōu)缺點，選擇數(shù)字中頻超外差式結構，然后進行鏈路模擬，合理分配設計指標，并且設計了接收機各模塊。在系統(tǒng)第一級為了保證系統(tǒng)噪聲系數(shù)，采用了低噪聲放大器對信號進行低噪聲放大；之后加入一級射頻前級放大器保證系統(tǒng)增益要求；為了減少帶外鏡像雜散信號的干擾，設計了鏡像抑制濾波器；中頻部分的有源混頻器和聲表面濾波器完成了信號頻譜的搬移和選頻；設計中頻放大器和可變增益放大器用來滿足接收機的增益

5、控制要求。利用射頻電路仿真軟件 ADS 對所設計電路進行了仿真和優(yōu)化，然后對實物電路進行了調試，從而滿足了系統(tǒng)設計指標。關鍵詞： IEEE 802.16，接收機，低噪聲放大器，鏡像抑制濾波器I ABSTRACTABSTRACTIn the modern information-based era ， peoples requirement about wirelesscommunication become more and more large. Wireless communication system needs awider bandwidth and a higher data tr

6、ansmission rate. So the wireless broadband accesstechnology arises at the historic moment. Worldwide Interoperability for MicrowaveAccess provides people a new kind method of broadband wireless access to the internet.The highest data transmission rate can be up to 75 Mbps and the biggest communicati

7、ondistance can be up to 50 km. In addition, the working frequency of WiMax can bechanged in the band between 2GHz and 11GHz to fit for different environments. InAsia it commonly works in 3.5GHz. Because the advantage on the data transmissionrate and communication distance of WiMax, the requirement o

8、f the RF circuits becomeshigher. So the research on the RF front circuits is meaningful.The main content of this article are as follows: first, it introduces the advantagesand disadvantages of various receivers and design principle of the modules, and thenbased on the requirement of the WiMax to RF

9、front circuit of the receiver, we design theRF front circuit fo the WiMax receiver. The receivers working band is 3.5 GHz to 3.52GHz with 20 MHz bandwidth.In the design process, according to the design requirements and the advantages anddisadvantages of the receiver structure, we choose the digital

10、intermediate frequencyspecialized superheterodyne type structure. Then we make the link simulation anddesign each module. In the first level in order to guarantee the requirement of thesystem noise coefficient, we use a low noise amplifier; Then Add a RF amplifier toguarantee system gain requirement

11、s; In order to reduce the interference of the mirrorfrequency signal, using a anti-mirror filter; In the intermediate frequency part , theactive mixer and SAW complete the moving of the signal spectrum shifting andfrequency selection; Design intermediate frequency amplifier and variable gainamplifie

12、r to meet the requirements of the receiver gain control. Using RF circuitsimulation software ADS, we simulate and optimize the circuits, then debug the realcircuit. Finally it meets the system design index.II ABSTRACTKeywords：IEEE 802.16，Receiver，Low noise amplifier，Anti-mirror filterIII 目錄目 錄第一章 緒論

13、 .11.1選題背景和意義 .11.2 WiMax的發(fā)展歷史和研究現(xiàn)狀 .11.3論文的主要內容和安排 .3第二章 WiMax接收機射頻前端結構設計.42.1現(xiàn)代接收機的原理與結構分析 .42.1.1超外差式接收機 . 42.1.2直接下變頻接收機 . 52.1.3低中頻接收機 . 62.1.4軟件無線電接收機 . 72.1.4.1數(shù)字中頻帶通采樣接收機 . 72.2接收機主要技術指標分析 .82.2.1靈敏度分析 . 82.2.2噪聲系數(shù)分析 . 92.2.3動態(tài)范圍 . 102.2.4三階交調截點 . 112.3 WiMax接收機前端結構選擇 .122.4接收機鏈路預算 .142.4.1中

14、頻的選擇 . 142.4.2各模塊指標及鏈路模擬預算分析 . 142.5本章小結 .17IV 目錄第三章 射頻放大器的設計與實現(xiàn) .183.1射頻放大器的基本原理 .183.1.1放大器的穩(wěn)定性分析 . 183.1.2放大器的增益定義 . 193.1.3放大器的匹配網絡 . 203.2射頻放大器的設計 .223.2.1.低噪聲放大器的設計 . 223.2.1.1低噪聲放大器的指標 . 223.2.2低噪聲放大器的設計仿真 . 233.3射頻前級放大器設計 .273.4本章小結 .29第四章 濾波器的設計與實現(xiàn) .304.1濾波器基本原理 .304.1.1濾波器的類型 . 304.1.2濾波器的

15、主要技術指標 . 304.1.3濾波器的基本原型 . 314.1.4低通濾波器原型結構 . 334.1.5微帶濾波器的實現(xiàn) . 354.2鏡像抑制濾波器設計 .374.2.1濾波器設計指標 . 374.2.2微帶開口環(huán)濾波器基本結構 . 374.2.3鏡像抑制濾波器的仿真設計 . 394.3本章小結 .42第五章 中頻模塊的設計與實現(xiàn) .43V 第一章 緒論第一章 緒論1.1 選題背景和意義近些年來，隨著互聯(lián)網的迅猛發(fā)展和個人通信數(shù)據需求的不斷增長，特別是移動和便攜式通信的發(fā)展，全球無線通信技術正逐漸出現(xiàn)三大趨勢：設備移動化、1接入寬帶化以及IP化 。因為數(shù)據業(yè)務的市場需求越來越大，寬帶網絡的

16、用戶數(shù)量的增長態(tài)勢非常強勁。在眾多寬帶技術中，無線技術特別是移動通信技術變成近些年來通信市場的最大看點，移動通信在往提供高速無線數(shù)據業(yè)務的方向推進，2移動通信設備商也在相應地改善系統(tǒng)結構，不斷提高數(shù)據傳輸速率 。部分傳統(tǒng)的無線寬帶接入技術慢慢開始提供移動通信的支持。移動通信技術與無線寬帶接入3技術之間界線越來越模糊，兩者的融合已經成為無線通信發(fā)展的趨勢 。4在當今社會，通信技術的發(fā)展有著兩個方向：移動寬帶化和寬帶移動化 。兩者的最終目標就是將移動通信和寬帶通信徹底融合起來。第一個方向的演進路線是IEEE 802工作組在推進，從最早的WiFi-802.11，之后的 WiMax-802.16x到現(xiàn)

17、在的IEEE 802.16m；另一方面是ITU和3GPP/3GPP2引領的移動通信寬帶化演進，從51G，2G，3G，3.5G到現(xiàn)在的LTE 。其中，WiMax-802.16e標準是寬帶接入技術移動化演進的重要成果，它能夠滿足人們在固定和移動環(huán)境下的數(shù)據通信要求，提供“語音+視頻+數(shù)據+無線”的服務，其商業(yè)應用前景非常廣闊。1.2 WiMax 的發(fā)展歷史和研究現(xiàn)狀1999 年，美國電氣和電子工程師協(xié)會（IEEE）就成立了 IEEE 802.16 工作組6來負責無線寬帶接入標準的研究工作 。經過 2 年時間，工作組在 2001 年底發(fā)布了第一套版本的 802.16 標準。在之后的 3 年中又陸續(xù)推

18、出了兩個修正版本 802.16a和 802.16c，最終在 2004 年 6 月提出了相對成熟的固定寬帶接入標準 IEEE 802.16d。由于對于無線通信移動化的要求越來越多，工作組在 2005 年 12 月提出了適用于移動數(shù)據寬帶接入的標準 IEEE 802.16e。表 1-1 給出了各版本無線寬帶接入標準的比較。1 電子科技大學碩士學位論文表 1-1IEEE 802.16 IEEE 802.16aIEEE 802.16dIEEE 802.16e標準情況2001 年 12 月 2003 年 1 月發(fā) 2004 年 6 月發(fā) 2005 年 12 月發(fā)發(fā)布布布布應用頻段信道條件雙工方式1066

19、GHz視距211GHz非視距266GHz視距+非視距TDD 和 FDD固定26GHz非視距TDD 和 FDD TDD 和 FDDTDD 和 FDD移動和漫游固 定 / 移 動 固定固定性調制方式QPSK/16QA 256OFDM256OFDM256OFDMM 和 64QAM (BPSK/QPSK/ (BPSK/QPSK/ (BPSK/QPSK/16QAM/64QA 16QAM/64QA 16QAM/64QAM)M)M)128/256/512/1024/2048OFDMA2048OFDMA信道帶寬傳輸速率25/28MHz1.2520MHz1.2520MHz1.2520MHz32134Mbps 在

20、 20MHz 帶寬 在 20MHz 帶寬 在 5MHz 的帶（以 28MHz 上約為 75Mbps 上約為 75Mbps 寬 上 約 為為載波帶寬） 的速率的速率15Mbps 的速率額定校區(qū)半 1。N在一般情況下，接收機系統(tǒng)將會由多個模塊級聯(lián)而成，我們假設每一個模塊噪聲系數(shù)為： F ， F F ，則接收機整體噪聲系數(shù) F 可以由以下公式表示：N1N 2NNNF 1 F 1F 1F F N 2N3NN(2-7)NN1G1G G12G G G12N1其中，G ,G ,G 表示為每一級模塊的額定功率增益。12N從式（2-7）中可以看出，接收機整體噪聲系數(shù)與各級的噪聲系數(shù)和增益相關，但是各級的影響不盡

21、相同，距離輸入端越近的模塊，對總噪聲系數(shù)的貢獻越大，所以，我們在設計接收機時，應考慮將射頻前端的前幾級的噪聲系數(shù)設計得盡可能小，這樣整體噪聲系數(shù)就比較低。2.2.3 動態(tài)范圍動態(tài)范圍（ R ）是指接收機在正常工作狀態(tài)下，輸出信號的不失真情況下，D輸出信號的信號強度的變化范圍。動態(tài)范圍是頻率的函數(shù)，可以用最大輸入功率與接收機靈敏度之比來表示。對于接收機而言，動態(tài)范圍越大越好，一般都用給定帶寬內的最小值來表示。R P/ PI _min P / kTW GF R(S / N)_o_min(2-8)DI _max1dB0BN式（2-8）中，G 是接收機整體增益， P 是接收機 1dB 功率壓縮點處的輸

22、出1dB信號功率。對于接收機而言，一般都采用 P 來表征其動態(tài)范圍。1dB對于一般的線性系統(tǒng)來說，當輸入信號的功率增大到一定值時，系統(tǒng)的增益將不會保持不變，會隨著輸入功率的增大而減小，這時系統(tǒng)被稱為進入了壓縮或者飽和狀態(tài)。1dB 功率壓縮點是指當系統(tǒng)輸入功率增大到使得系統(tǒng)進入壓縮狀態(tài)，系統(tǒng)輸出功率比理論輸出功率下降 1dB 時，對應的系統(tǒng)輸出信號功率 P 稱為輸出out10 第二章 WiMax 接收機射頻前端結構設計1dB 功率壓縮點，此時的輸入信號功率 P 被稱為輸入 1dB 功率壓縮點。系統(tǒng)存在in1dB 功率壓縮點的原因是在大信號放大狀態(tài)時，系統(tǒng)處于非線性導致的。在接收機各級模塊均處于非

23、壓縮飽和狀態(tài)的情況下，最后一級電路的飽和輸出功率決定了整個接收機的 P 。一般情況下，各級模塊的飽和輸出功率比輸出1dB1dB12功率壓縮點 P 高約6dB 。1dB2.2.4 三階交調截點對于一個非線性系統(tǒng)而言，輸入兩個信號時，輸出將會產生很多頻率分量，而這些頻率分量對原有有用信號會產生干擾，導致輸出信號出現(xiàn)失真，被稱為互調失真。三階交調截點是用來表征器件或者接收機整體線性度的一個重要技術指標18。假設兩個輸入信號 A cos 2 f ， A cos2 f ，當其增大至系統(tǒng)進入飽和非線2112性狀態(tài)后，輸出就會產生互調分量。令系統(tǒng)傳輸函數(shù)為：K P K P K P K P23n(2-9)12

24、3n把兩個輸入信號代入式（2-9）可以得到輸出信號的表達式的前幾項為：K A cos2f A cos(2f ) K A cos2f A cos(2f )23(2-10)2112231122將式（2-10）展開可以得到二階頻率互調分量 f f ，以及三階頻率互調分量122 f f 和 f 2 f 。1212在設計接收機過程中，通過合理設計預選濾波器，可以得到極高的二階互調頻率點的抑制度，而高階交調分量由于 K (n 3) 的顯著減小而可以忽略不計，因n此通常二階互調和高階互調在設計中可以不予討論。工程應用中通常利用三階交調截點對三階互調分量進行估算。從理論上來說，當三階互調分量功率很小時，輸入信

25、號功率每增加1dB，三階交調分量功率則會隨之增加3dB。根據這一理論，可以近似地得到三階交調截點，如圖2-6所示。圖中斜率為1:1的實線表示兩個同幅度信號的輸入/輸出關系，斜率為3:1的虛線則表示輸入功率與三階互調分量輸出功率的關系。不難從圖2-6中得到：y Q3x (Q G)3 3(2-11)將 x P, y P 代入式（2-11）可以得到：i311 電子科技大學碩士學位論文P 3P 2Q 3G (dB)(2-12)3i3利用式（2-12）便可對三階互調分量進行估算。另外在接收機設計中還經常利用此式對接收機的雙信號無雜散動態(tài)范圍（SFDR）進行估算。圖 2-6 三階交調截點而在系統(tǒng)設計中，設

26、計的關鍵在于在滿足增益要求的前提下使噪聲系數(shù)最小以及三階交調截點最高。在接收機中，其總增益為：G G G G ,或G G G G (dB)(2-13)12n12n式中，G ,G ,G 為接收機各級模塊的增益。12n接收機整體三階交調截點為：GQ 3(2-14)G1 G GG G GnQ3.n1212Q3.1Q3.2式中Q ,Q ,Q 為每一級子電路的三階交調截點。3.13.23.n由式（2-14）可以看出，系統(tǒng)整體三階交調截點主要由最后一級模塊決定。2.3 WiMax 接收機前端結構選擇上兩節(jié)中闡述了幾種不同接收機結構的優(yōu)缺點，根據元件的制作難度、可獲得的元件、以及對直接升降頻結構、超外差結構

27、和數(shù)字中頻接收機的缺點做取舍后，采用數(shù)字中頻超外差式（即數(shù)字中頻帶通采樣接收機）作為3.5GHzWiMax接收機的結構，接收機結構如圖2-7所示。12 第二章 WiMax 接收機射頻前端結構設計圖 2-7 WiMax 接收機系統(tǒng)框圖從框圖中可以看出接收機主要包括天線、預選濾波器、射頻開關、低噪聲放大器、射頻濾波器（鏡像抑制）、混頻器、中頻濾波器、中頻放大器、自動增益控制模塊等組成。論文主要設計了一部分模塊，包括：低噪聲放大器（LNA）、射頻前級放大器、鏡像抑制濾波器、有源混頻器、中頻濾波器、中頻放大器以及可變增益放大器。射頻信號由天線進入預選濾波器，預選濾波器濾除接收機通帶外的干擾信號，在接收

28、狀態(tài)時，射頻開關導通，信號進入低噪聲放大器，射頻濾波器對鏡像信號進行進一步的抑制，混頻器將射頻信號下變頻至中頻，中頻濾波器濾除混頻過程中產生的各種交調信號，中頻放大器和AGC模塊將中頻信號放大并保持輸出信號功率穩(wěn)定，由高速ADC采樣并由數(shù)字信號處理模塊處理得到最終的基帶信號。在整個接收機結構中，作為接收機的第一級預選濾波器作為接收機的第一級，需要有較高的帶外抑制及較小的插入損耗，來保證接收機的整體噪聲系數(shù)較小。同樣發(fā)射機的最后一級，還需要能承受很大的功率，一般會在20瓦左右。WiMax通信標準采用OFDM調制信號要求信號得有良好的保真度，所以也要求預選濾波器有較好的信號群延時和幅度平坦度。一般

29、來說，通常會采用同軸腔體濾波器來作為接收機的預選濾波器。對于通信設備而言，接收機和發(fā)射機通常會一個雙工器連接起來，使得設備具有接收和發(fā)射功能，在收發(fā)結構中，射頻開關起著切換收發(fā)功能的作用，實現(xiàn)雙工工作方式。在設備處于發(fā)射狀態(tài)時，接收機射頻開關處于截止狀態(tài)，射頻開關需要承受來自反射端的反射能量，所以射頻開關也需要具有較大的功率容限。由于成本、實驗條件等一些原因，本論文并未設計以上兩個模塊。13 電子科技大學碩士學位論文2.4 接收機鏈路預算射頻系統(tǒng)的設計，首先要確定系統(tǒng)的頻率范圍和功率范圍，用來進行整個電路的鏈路模擬預算，從而確定各模塊所需的參數(shù)指標，通常需要注意的指標有中頻的選擇，頻帶選擇性、

30、交調特性（1dB功率壓縮點、三階交調截點）、接收靈敏度、增益、噪聲系數(shù)等。本論文是以802.16e標準來進行設計的。由于本文未設計所有接收機模塊，需要將系統(tǒng)指標進行修正。系統(tǒng)的主要指標為：1、工作頻段：3500MHz3520MHz 帶寬20MHz2、噪聲系數(shù)：60dB增益控制范圍：40dB4、最大接收信號功率：-25dBm5、輸出三階交調分量：15dB低噪聲放大器ATF55143回波損耗：-10dB噪聲系數(shù)：18dB射頻前級放大器鏡像濾波器RFMD SBB5089回波損耗：-12dB通帶：34503550MHz微帶開口環(huán)型帶通濾波器通帶插損：2dB帶內紋波：0.1dB帶內回波損耗：30dB混頻

31、器射頻頻率：4003800MHz中頻頻率：10MHz600MHzLT5557本振頻率：3804200MHz中心頻率：480MHz中頻濾波器中頻放大器聲表面波帶通濾波器帶寬：20MHz工作頻段 470-490MHz增益：19dBRFMD SBB5089回波損耗：35dB可變增益放大器（VGA）ALM-80110增益：15dBOIP3：35dBm使用通信鏈路模擬軟件來進行鏈路預算，計算出這個接收機的系統(tǒng)指標。當輸入功率分別為-66dBm 時和-21dBm 時，鏈路預算結果如圖 2-8。15 電子科技大學碩士學位論文(a)(b)圖 2-8 WiMax 接收機系統(tǒng)鏈路預算接收機最后的輸出功率即可變增益

32、放大器的輸出功率，在模擬中暫時設定為0dBm，由圖2-8可以看出，接收機最大增益為65.9dB，最小增益為20.9dB，VGA的動態(tài)范圍為45dB，所以輸入信號的功率不能超過-21dBm，滿足前級的1dB增益壓縮點的指標。鏈路模擬出的情況為系統(tǒng)在最大和最小增益下的系統(tǒng)指標，在實際16 第二章 WiMax 接收機射頻前端結構設計設計時應避免使出現(xiàn)極限情況，因為可變增益放大器在邊界情況時會出現(xiàn)不穩(wěn)定，從而導致輸出功率出現(xiàn)大偏差。兩圖也給出了噪聲系數(shù)的邊界值。因此系統(tǒng)設計的預期指標為：1.24dB NF 3.94dB 20.9dBGain 65.9dB 5.71dBmOIP339.67dBm以上指標

33、滿足給出的WiMax系統(tǒng)指標。下面將對接收機各模塊進行較詳細地設計。2.5 本章小結本章主要討論了幾種現(xiàn)代接收機的基本結構和優(yōu)缺點，根據WiMax的設計要求，選定了數(shù)字中頻超外差式作為本文設計所用結構，并進行了鏈路預算和指標分配。17 電子科技大學碩士學位論文第三章 射頻放大器的設計與實現(xiàn)3.1 射頻放大器的基本原理射頻放大器在無線通信系統(tǒng)中占據著非常重要的位置，是接收機射頻前端的核心模塊。射頻放大器位于接收機的前端，主要是將天線接收進來的微弱有用信號進行低失真的放大19。隨著現(xiàn)代無線通信標準對接收機的噪聲系數(shù)、接收靈敏度等指標的要求越來越高，射頻放大器的設計難度也變得越來越大。圖 3-1 為

34、射頻放大器的基本框圖。主要由射頻輸入源、射頻放大器、輸入輸出匹配網絡和負載五部分構成。其中 P 為射頻放大器的入射功率，P 為射頻放大器incL輸出功率。一般而言，我們用 表征入射端源反射系數(shù)， 表征負載端反射系數(shù)，SL 表征晶體管輸入端反射系數(shù)， 表征晶體管輸出端的反射系數(shù)。inoutPLPinc輸入匹配網絡輸出匹配網絡射頻源放大器負載sLinout圖 3-1 單級射頻放大器基本框圖3.1.1 放大器的穩(wěn)定性分析設計射頻放大器的第一要務是保證放大器在其工作頻段上能穩(wěn)定地工作，而不能出現(xiàn)振蕩。容易得知，當射頻放大器的輸入阻抗或者輸出阻抗實部為負。即呈現(xiàn)負阻特性時，輸入反射系數(shù) 1或輸出反射系數(shù)

35、 1，放大器電路就會inout發(fā)生振蕩。由式（3-1）和（3-2）可知，由于 和 依賴于入射源和負載匹配網inout絡。放大器的穩(wěn)定性與 和 有關。SLS S S 12 21L(3-1)(3-2)in111 S22LS S S 12 21Sout221 S 11S18 第三章 射頻放大器的設計與實現(xiàn)因此，可定義兩類穩(wěn)定性：（1）絕對穩(wěn)定：無論射頻放大器接什么樣的源阻抗和無源負載阻抗，均有 1和 1。inout（2）條件穩(wěn)定：不是所有的源阻抗和無源負載阻抗，均可使射頻放大器的 1和 1。inout因為輸入/輸出端的匹配網絡特性隨頻率而變化，射頻放大器的穩(wěn)定性也隨著頻率而變化。因此，射頻放大器可能

36、只在某些個頻段內穩(wěn)定，而在帶外會出現(xiàn)振蕩。在設計射頻放大器時，應當特別留意這種情況。絕對穩(wěn)定條件還可以用穩(wěn)定因子 K 來表征， K 的表達式及其表示的穩(wěn)定條件如下：1 S112 S22 2 2K (3-3)(3-4)2 S S1221 S S S S11 2212 21射頻放大器能夠絕對穩(wěn)定的充要條件是：K 1 S112 S22 2 21(3-5)(3-6)2S S2112 S S S S 111 2212 21我們能夠從上面的一系列式子中看出，放大器的穩(wěn)定性完全由射頻放大器匹配網絡的 S 參數(shù)決定。而放大器網絡的 S 越大，整個網絡也就越不容易穩(wěn)定。尤21其是對于一個單純的晶體管而言，工作頻

37、率越低增益也就越高。所以這也是為什么低頻自激振蕩是我們在設計中需要重點考慮的因素。3.1.2 放大器的增益定義1. 功率轉換增益功率轉換增益G 定量地表征了放大器對信號的放大特性20。它定義為負載吸T收功率和信號源資用功率之比，可用如下表達式表示：19 電子科技大學碩士學位論文 S 2 ) S212(1 )2LPLPA (1G T(3-7)1 21 S222LSin在實際工程應用中，很多放大器晶體管的 S 很小，為了方便計算，通常忽略12放大器反饋效應影響（即令 S 0 ）。此時的功率增益被定義為單向化功率增益12G ，由于 S 0 ，則 S ，并且式可改寫為：TU12in11(1 2 ) S

38、212(1 )2LG TUS(3-8)1 S11 2 1 S L 2S222. 資用功率增益和工作功率增益不同的匹配條件下，功率轉換增益有不同的名稱。比如，在輸出端口共軛匹配（ *out）條件下，這個特殊的功率轉換增益被稱為資用功率增益GA 20，定L義為：S21 2 (1 2) PL,maxSG GA(3-9)T *L out1 S11 2 (1 out 2)SPA此外，在輸入匹配（ *in）條件下，定義負載吸收功率與放大器輸入功率S之比為工作功率增益GP 20：S21 2 (1 L 2PLPin)G P(3-10)1 S22 2 (1 2 )L L從上式可以看出，工作功率增益G 只由輸出端

39、匹配網絡和晶體管自身的 S 參P數(shù)決定，與輸入匹配網絡無關。3.1.3 放大器的匹配網絡放大器的輸入輸出匹配網絡主要是用在信號源與放大器輸入端、放大器輸出端與負載之間，使得信號在整個傳輸過程中盡可能地減少反射。在設計射頻放大器時，不僅要考慮放大器的穩(wěn)定性和增益，還要關注噪聲系數(shù)，特別是在接收機應用中設計，噪聲系數(shù)顯得更為重要。然而，就放大器而言，放大器的增益和噪聲系數(shù)是不能同時兼顧的，在設計中必須在它們之間做一個折中，在保證噪聲系數(shù)的前提下，達到最大增益的設計要求。下面介紹一下兩種匹配方法。1. 最小噪聲系數(shù)匹配20 第三章 射頻放大器的設計與實現(xiàn)在設計接收機中應用的低噪聲放大器時，噪聲系數(shù)是

40、最優(yōu)先考慮的指標。最佳噪聲匹配指的是對放大器前端進行匹配，使得整個放大器的噪聲系數(shù)最小。對于一個二端口放大器而言，總存在著唯一的一個最佳源阻抗 ，得到放大opt21 器的一個最小的噪聲系數(shù) 。 則是由晶體管結構和工作狀態(tài)決定的，在其工作opt點和頻段選定后，其噪聲系數(shù)可以表示為：24R NF NFmin nSopt(3-11)(1 S22)1 opt式中，R 為晶體管的等效噪聲電阻，NF 為晶體管在最佳噪聲匹配情況下的噪聲nmin系數(shù)。令 N opt 2 / (1 ) (NF NF ) 122/ (4R ) ，對式（3-11）繼續(xù)nSSminopt推導，可以得到：opt1(1 N) (1 N)

41、2 sN(N 1 opt)(3-12)式（3-12）被稱為等噪聲系數(shù)圓的方程，其圓心和半徑分別為：optN 1C F(3-13)(3-14)N(N 1 opt 2rF N 1利用等噪聲系數(shù)圓可以很容易得到放大器的最佳噪聲匹配，在設計中使用很方便，也很形象。2. 最大增益匹配在實際放大器設計中，由于放大器的 S 不能忽略不計，所以不能采用單向化12設計法來進行增益匹配。通常采用雙共軛匹配法做放大器的最大增益匹配，即滿足以下兩式時，放大器獲得最大增益21： *S(3-15)(3-16)in L*out21 電子科技大學碩士學位論文將式（3-1）、（3-2）、（3-15）和（3-16）代入式（3-8

42、），整理可得：GMAX S21 (K K21)(3-17)S12式中的 K 由式（3-3）和（3-4）中已經給出。當 K 1 時，即放大器處于不穩(wěn)定狀態(tài)，GMAX 中根號下為負，最大增益無意義，符合實際物理意義。由上述兩種匹配來看，當設計時滿足了最小噪聲系數(shù)匹配后，我們就無法做到最大增益匹配（ *S），如何在兩者之間如何折中，需要根據實際情況inopt來設計。3.2 射頻放大器的設計3.2.1.低噪聲放大器的設計低噪聲放大器作為接收機鏈路中第一級有源模塊，是整個無線接收機的核心部件，作用是將從天線傳來的有用信號在進行放大，使得后級模塊能夠檢測并處理有用信號，與此同時，還要保證有用信號的信噪比不

43、能變大，所以低噪聲放大的最核心的指標就是噪聲系數(shù)。噪聲系數(shù)由很多因素決定，例如直流偏置、輸入阻抗匹配等等，所以需要在考慮綜合情況下，選擇最優(yōu)化的方案。3.2.1.1 低噪聲放大器的指標本文中低噪聲放大器的放大芯片選用安高華公司的ATF55143芯片，芯片參數(shù)由圖3-2所示?？梢钥闯觯酒鲆骐S著直流工作點變高而增大，但是噪聲系數(shù)確也隨之變大。出于希望得到較小噪聲系數(shù)的考慮，將低噪聲放大器的增益指標稍作下降，以保證整個接收機的噪聲系數(shù)不會惡化。同時作為放大器件，增益也是很重要的指標之一，綜合考慮，給出了噪聲放大器的關鍵指標如表3-1所示：表3-1 低噪聲放大器模塊設計指標所用芯片噪聲系數(shù)增益輸出

44、 3 階交調截點24dBm工作頻段工作電壓ATF55143小于 1dB 大于 15dB3.5GHz-3.52GHz+5V22 第三章 射頻放大器的設計與實現(xiàn)圖 3-2 低噪聲放大器模塊指標3.2.2 低噪聲放大器的設計仿真本文中運用安捷倫公司的ADS2009射頻仿真軟件對接收機各模塊進行仿真設計。根據低噪聲放大器的設計指標和芯片datasheet上給的各項參數(shù)，綜合考慮噪聲系數(shù)和增益的要求，最終選定了晶體管的工作點：Vds=3V，Ids=35mA。在安高華公司官方網站上下載晶體管ATF55143的ADS仿真模型，導入ADS中搭建電路進行仿真設計。圖 3-3 所示的是 LNA 的初始原理圖。其中

45、，所用 PCB 板材為 RO4350B（鋪銅厚度 T=0.035mm，板材厚度 H=0.762mm，介電常數(shù) =3.48，正切損耗角TanD =0.003），仿真過程中所用電容電感元件都是村田公司的，也需加載其公司的ADS 元件模型庫。所有信號通路的微帶走線都是在 3.5GHz 時特征阻抗為 50ohm。晶體管偏置網絡可以由軟件中的輔助計算工具得到，考慮到元件的可購買性，對所有偏置用電阻均取整，仿真得到晶體管工作點為：Vds=2.95V，Ids=34.6mA。圖 3-3 低噪聲放大器初始仿真原理圖23 電子科技大學碩士學位論文在原理圖中加入隔直和扼流元件后對晶體管進行參數(shù)仿真，并添加噪聲圓和增

46、益圓控件，得到晶體管的輸入阻抗和穩(wěn)定系數(shù)K，可以看到晶體管在設計頻段是無條件穩(wěn)定的，考慮到是實際情況，兩個源級都需接地，添加接地過孔元件，然后得到初始的輸入阻抗。在噪聲系數(shù)圓和增益圓上可以看見，在無匹配網絡時，晶體管最小噪聲系數(shù)可以達到0.51，最大增益可以達到17.8dB。在圖3-4中可以看出，最小噪聲系數(shù)處的增益比最大增益小了約1dB左右，出于優(yōu)先考慮噪聲系數(shù)的需要，我們決定對輸入端進行噪聲匹配。圖 3-4 輸入端噪聲圓圖和增益圓圖在原理圖中添加Smith原圖匹配控件后，對輸入端進行阻抗匹配，如圖3-5所示。本文選用L型微帶線進行匹配，將輸入阻抗匹配到50歐姆后，將匹配網絡連入電路，然后進

47、行微調后，仿真可得圖3-6，可以看出低噪聲放大器的噪聲系數(shù)現(xiàn)在為0.515。圖 3-5 輸入端阻抗匹配24 第三章 射頻放大器的設計與實現(xiàn)圖 3-6 阻抗匹配后的輸入端噪聲圓圖和增益圓圖同理，將輸入端匹配完成以后，在原理圖中加入阻抗控件，仿真得出低噪聲放大器的輸出阻抗為58.048-j*4.037，繼續(xù)用Smith原圖控件進行輸出匹配，將輸出阻抗匹配到50ohm，同樣得到微帶線匹配網絡，連入電路后進行微調，考慮到實際元件焊接情況添加以下鏈接控件和微帶漸變線，最終原理圖如圖3-7所示，R1、R2、R4構成晶體管偏置網絡，電源輸入端加入了三個旁路電感濾除交流干擾，輸入輸出端加入兩個隔直電容和扼流電

48、感，滿足直流和交流回路的相互隔絕。圖 3-7 輸入輸出阻抗匹配后的原理圖仿真得出低噪聲放大器的S參數(shù)值如圖3-8所示，綜合考慮輸入輸出的駐波比，平衡S11和S22，最后微調匹配網絡得到的參數(shù)為，噪聲系數(shù)為0.784，S11：-21.600dB，S21：16.591dB，S12:-20.047dB，S22：-18.378dB。所得參數(shù)基本滿足低噪聲放大器的設計指標。25 電子科技大學碩士學位論文圖 3-8 最終電路原理圖的仿真參數(shù)圖由原理圖生成 PCB 加工版圖如圖 3-9 所示。LNA 實物圖如圖 3-10 所示。圖 3-9 低噪聲放大器的版圖圖 3-10 低噪聲放大器的實物圖26 第三章 射

49、頻放大器的設計與實現(xiàn)3.3 射頻前級放大器設計在低噪聲放大器后加入一級射頻前級放大器，是因為信號從天線接收下來一般都比較微弱，需要將其放大到一定的功率值才能使得之后的模塊進行信號處理，低噪聲放大器的本身增益不是很高，無法滿足要求，所以加入一級放大器來使得射頻段的增益滿足設計指標。此處，使用RFMD公司的SBB5089芯片，表3-2為芯片的主要參數(shù)。表 3-2 SBB5089 主要參數(shù)主要參數(shù)帶內增益（3500MHz-3520MHz）輸出 1dB 壓縮點三階交調截點指標18.7dB16.9dBm29.4dBm4.8dB噪聲系數(shù)輸入駐波（S11）輸出駐波（S22）反向隔離（S12）工作電壓10.6

50、dB13.5dB24.7dB5V工作電流75mA由于芯片輸入輸出已經匹配到50ohm，電路的結構變得很簡單，只需加上隔直和偏置網絡即可，圖3-11為放大器原理圖，在RFDM公司下載芯片的S2P文件，在ADS軟件中進行仿真可得仿真結果如圖3-12所示。圖 3-11 射頻前端放大器原理圖27 電子科技大學碩士學位論文圖 3-12 射頻前端放大器的仿真參數(shù)圖圖中C1、C2為輸入輸出端的隔直電容；C3、C4、C5為電源輸入端的旁路電容，用于濾除交流干擾；L1為扼流電感；TL1、TL2為兩段50Ohm微帶線，用于連接SMA接頭；放大器除輸入輸出口以外引腳全部接地。圖3-13為放大器的版圖，圖3-14為放

51、大器實物圖。圖 3-13 射頻前端放大器版圖28 第三章 射頻放大器的設計與實現(xiàn)圖 3-14 射頻前端放大器實物圖3.4 本章小結本章主要討論了射頻放大器的基本原理和參數(shù)指標，根據設計要求設計了WiMax接收機前端的低噪聲放大器和射頻前級放大器，并完成了實物電路。29 電子科技大學碩士學位論文第四章 濾波器的設計與實現(xiàn)4.1 濾波器基本原理4.1.1 濾波器的類型在本文的接收機設計中所采用的主要是兩種濾波器：微帶帶通濾波器和聲表面濾波器（SAW）。本節(jié)主要介紹這兩種濾波器。微帶線在頻率較高時，在印制電路板上呈現(xiàn) LC 分布參數(shù)，可以用來代替?zhèn)鹘y(tǒng)LC 元件，因此微帶濾波器在射頻和微波電路中應用非

52、常廣泛。它具有體積小、易制作、成本較低以及易與其他有源器件集成等優(yōu)點，并且根據不同板材和微帶材料可以應用于很寬的頻率范圍（最高可達幾十 GHz）。同時，由于其分布參數(shù)特性隨頻率而改變，微帶濾波器也有缺陷，例如存在寄生通帶、插入損耗較大、Q 值不高等。聲表面波濾波器的工作原理是，其內部集成了一個采用固體壓電材料制成的IDT（叉指換能器）。當濾波器有輸入信號時，由于 IDT 的壓電特性，內部產生機械振動，激起同頻率的聲表面波在內部傳播，機械波在輸出端再次轉換為電信號輸出22。聲表面波濾波器在無線通信系統(tǒng)中也有著大量的應用，尤其是在射頻前端和中頻部分。它具有的特點是：通帶平坦度好（通常在 0.5dB

53、 左右）、帶外抑制度高（邊帶陡度約為 5dB/MHz）、插入損耗較大（一般都有 10dB 左右）、體積較小、23性能可靠等 。目前由于生產加工的工藝提高，已經生產出可以應用于 2GHz 頻率的聲表面濾波器。由于聲表面波濾波器在插入損耗方面相對于其他濾波器要高出不少。所以一般在系統(tǒng)鏈路中，會在聲表面波濾波器后放置一級放大電路進行插損補償。4.1.2 濾波器的主要技術指標濾波器的主要功能是進行頻率選擇，所以其最主要的指標就是對于有用信號的無失真?zhèn)鬏敽蛯庑盘柕囊种贫取Ｔ谠O計濾波器時需要關心的主要參數(shù)有：中心頻率 f ：一般來說， f ( f f ) / 2。其中， f , f 分別為濾波器通帶或

54、001212者阻帶的左右相對下降 3dB 時，對應的邊頻頻率值。30 第四章 濾波器的設計與實現(xiàn)通帶帶寬 BW3dB ：定義 BW3dB 為設計通過的頻譜寬度。相對帶寬ff12BW3dB / f 100%也可以表示濾波器的通帶帶寬。0插入損耗（Insert Loss）：定義為濾波器對輸入信號的損耗，一般以中心頻率的損耗來表征。IL 20log Vout(4-1)Vin帶內波動：定義為通帶內插入損耗在不同頻率時的變化量，也被稱為通帶內平坦度。帶內駐波比（VSWR）：VSWR 是用來衡量濾波器輸入或者輸出端口在通帶內信號匹配情況的重要指標。理想匹配情況下，濾波器的輸入輸出端 VSWR=1；非24理

55、想情況時則大于 1 。在實際設計中，濾波器的帶內駐波比一般要求 1.5dB 以下?；夭〒p耗（Return Loss）：定義為輸入或者輸出端口入射波和反射波的功率之比，一般以分貝為單位。阻帶抑制度 Rf：作為衡量濾波器濾波性能最重要的指標之一，Rf 越高說明濾波器的濾波特性越好。矩形系數(shù) K：同樣可以用來表征濾波器的阻帶抑制度，計算公式為：K BW / BW ，x 一般取 40 或者 60。K 值越高，說明濾波器阻帶越陡峭，xdBxdB3dB帶外抑制越好。寄生通帶：由于采用微帶線代替?zhèn)鹘y(tǒng)器件來構造濾波器，隨著頻率的變化，微帶線的分布參數(shù)特性呈現(xiàn)一定的周期性。因此在設計通帶外，還可能存在著寄生通帶

56、。4.1.3 濾波器的基本原型根據濾波器的衰減特性和頻率的關系，通?？梢允褂脭?shù)學表達式來描述濾波22器的頻率特性。最為常用的濾波器類型有巴特伍茲、切比雪夫和高斯多項式等 。下面簡單介紹一下這三種類型的濾波器基本特性。1. 巴特伍茲型濾波器巴特伍茲型濾波器的插入損耗為：IL 10lg(LF) 10lg(12n)(4-2)31 電子科技大學碩士學位論文式中 為歸一化角頻率， / ， 為濾波器的截止頻率。巴特伍茲型濾波器cc的特點是：結構較簡單，插入損耗小，帶內平坦度好，適用于窄帶場合25。巴特沃茲濾波器的低通幅度頻率響應曲線如圖 4-1 所示。圖 4-1 巴特沃茲型頻響曲線2. 切比雪夫型濾波器切

57、比雪夫型濾波器的插入損耗為：IL 10lg(LF) 10lg(12Tn2()(4-3)(4-4)其中，Tn定義為切比雪夫多項式， 是一常數(shù)。 , cos n*cos11Tn , cosh n*cosh11切比雪夫型濾波器的特點是：結構簡單，通頻帶寬、邊沿陡峭，應用范圍廣25。圖 4-2 是切比雪夫型濾波器的低通幅度頻率響應曲線。圖 4-2 切比雪夫型幅頻響應曲線3. 高斯多項式型濾波器32 第四章 濾波器的設計與實現(xiàn)高斯多項式型濾波器的傳輸函數(shù)為：a02 S21p(4-5)(4-6)nak pkk0式中， p j 為歸一化的復頻率變量，系數(shù) a 可以表示為：k(2N k)!ak 2Nk k!(

58、N k)!高斯多項式型濾波器的特點是結構簡單，群延時特性好，適用于特殊場合25。圖 4-3 示出高斯多項式型濾波器的低通幅度頻率響應曲線。圖 4-3 高斯多項式型低通幅度響應4.1.4 低通濾波器原型結構低通濾波器的原型結構由電容電感組成。通常有兩種結構：T 型和型，如圖 4-4 所示。其中 g 1，兩種結構可以相互轉換。結構中的最后一個元件值 g0n1分兩種情況：當前一個元件為電容時，則 g 表示為負載的電導值；當前一個元件n1為電感時， g 表示為負載的電阻值。n1g2gng0g1g3gn+1gngn+1orn為偶數(shù)n為奇數(shù)（a）型網絡結構33 電子科技大學碩士學位論文g1g3gng0gn

59、gn+1gn+1org2n為偶數(shù)n為奇數(shù)（b）T 型網絡結構圖 4-4 兩種 n 階低通濾波器原型在實際設計濾波器的過程中，都需要通過低通濾波器的原型參數(shù)進行轉換，這里主要介紹兩種低通濾波器原型參數(shù)：巴特伍茲型和切比雪夫型。1. 巴特伍茲低通濾波器原型由式（4-2）可知，當 1時，濾波器的損耗 IL 3dB。其網絡結構中的各元件參數(shù)可以由式（4-7）求得：g 1.0o(2i 1)2ng 2sin(i),當1 i n(4-7)g 1.0n1公式（4-8）給出了此型濾波器的階數(shù)。顯然，其階數(shù)由在 1時的阻S帶最小衰減量 L 決定。Asn log(100.1LAs 1)2logs(4-8)2. 切比

60、雪夫低通濾波器原型同樣，由式（4-3）可得，令歸一化頻率 1，帶內紋波為 L (dB)?？梢酝艫r導出其網絡結構從 g 到 g 的參數(shù)。由公式（4-9）給出。1ng 1.0o2 sin( )2ng1 (4-9)(2i 1)2n(2i 3) sin4sin12ng i,當2 i n2 sin(i 1) 2gi1n1.0，當n為奇數(shù)時g coth2 (n1)，當n為偶數(shù)時434 第四章 濾波器的設計與實現(xiàn)其中： lncoth( LAr )17.37(4-10) sinh( 2n)公式（4-11）給出了此型濾波器在給定的帶內紋波時，濾波器階數(shù)的計算方法。L 為在 1處阻帶最小衰減量。AsS100.1