基于ADS的低噪放大器設計

1、xxx研究生射頻電路課程報告基于ADS的低噪放大器設計學生：XXX學號：XXX指導教師：XXX專業(yè)：電子與通信工程XXXXXX二O三年十一月Word資料目錄TOC o 1-5 h z目錄1 HYPERLINK l bookmark2 1引言2 HYPERLINK l bookmark4 低噪聲放大器設計理論2 HYPERLINK l bookmark6 低噪聲放大器設計步驟2 HYPERLINK l bookmark8 本次設計主要性能指標2 HYPERLINK l bookmark10 小結3 HYPERLINK l bookmark12 2低噪聲放大器設計4 HYPERLINK l boo

2、kmark14 2.1晶體管的選擇和下載4 HYPERLINK l bookmark16 2.2直流分析4 HYPERLINK l bookmark18 2.3偏置電路的設計5 HYPERLINK l bookmark20 2.4穩(wěn)定性分析6 HYPERLINK l bookmark24 2.5噪聲系數(shù)圓和輸入匹配8 HYPERLINK l bookmark28 2.6最大增益的輸出匹配12 HYPERLINK l bookmark30 2.7匹配網絡的實現(xiàn)14 HYPERLINK l bookmark32 2.8原理圖仿真15 HYPERLINK l bookmark34 2.9小結161引

3、言1.1低噪聲放大器設計理論低噪聲放大器的設計目標就是在選擇適當?shù)木w管后，通過設計合適的輸入輸出匹配網絡來達到極低的噪聲系數(shù)的同時獲得一定的增益，通常在設計中采用折中的方案來達到設計要求。在LNA的設計中，需要考慮的最重要的幾個因素如下：放大器的穩(wěn)定性：設計射頻放大器時，必須優(yōu)先考慮電路穩(wěn)定性。穩(wěn)定性是指放大器抑制環(huán)境變化維持正常工作特性的能力。在設計中，絕對穩(wěn)定系數(shù)K必須大于1，放大器才能達到絕對穩(wěn)定。放大器的功率增益：對輸入信號進行放大是放大器最重要的任務，因此在放大器的設計中增益指標的完成很是重要，而我們通常所說的增益主要指轉換功率增益G。放大器輸入輸出駐波比：駐波比反映了信源與晶體管

4、及晶體管與負載之間的失配程度，所以設計時要求駐波比要保持在特定指標之下。放大器的噪聲：對放大器來說，噪聲的存在對整個設計有重要影響，在低噪聲的前提下對信號進行放大是對放大器的基本要求。1.2低噪聲放大器設計步驟晶體管的選擇、下載與安裝；直流分析；偏置電路設計；穩(wěn)定性分析；噪聲系數(shù)圓和輸入匹配；匹配網絡的實現(xiàn)；原理圖仿真。1.3本次設計主要性能指標中心頻率fo=5.8GHz；帶寬B=300MHz；增益G=15dB；噪聲系數(shù)Nf小于等于3dB；Zin二Zout=50Q。1.4小結本次對低噪聲放大器的設計，使用Agilent公司的高級設計軟件ADS2009仿真，首先確定了ATF35176晶體管的靜態(tài)

5、工作點，得到晶體管ATF35176在直流偏置情況下的小信號電路的模型，然后設計了一個在中心頻率為5.8GHz滿足指標要求的低噪聲放大器。Word資料2低噪聲放大器設計2.1晶體管的選擇和下載低噪聲放大器的性能取決于有源器件的噪聲特性和匹配網絡的設計。HP公司的ATF35176是一種低噪聲砷化鎵PHEMT器件，在理想的工作點下，在12GHz以下噪聲系數(shù)為0.75dB以下，是一款適用于工作在218GHz的低噪聲放大器,所以本設計選擇了此種晶體管。另外考慮放大器的增益指標，由于ATF35176單級增益可以達到為18dB,而本設計要求增益達到15dB,所以只需要單級電路就可以達到指標。ADS2009自

6、帶的元器件庫里含有ATF35176元器件模型，不需要下載和安裝。2.2直流分析設計第一步是確定晶體管的直流工作點，根據(jù)ATF35176的datasheet設置DC_FET控件的參數(shù)，連接原理圖后進行仿真。從ATF35176的數(shù)據(jù)手冊可以得到噪聲Vds和Ids的關系，從而確定靜態(tài)工作點。在6GHz時，當Vds=3V且Ids=20mA時，此時增益大約為16dB,能滿足設計要求，那么晶體管的直流工作點就設為Vds=3V,ds=20mA。PluBimettirSymbolAbscHiuteMhLxiniMriiDrain-SourceVolt呂勺血Vng+4VGate-SouneeVotagevgs3

7、VDrainhTotalRowerQissipaiton口RFInputPowerFINdBmChan極TemperatureTCmSlofag#TemperatureT3Td-6&to150X圖2.1ATF35176的datasheet圖2.2直流分析原理圖gnCijnsnrversusCirxiesDCpi：iArConsunipbank-eraisBiasMisy-Markerm1IdLpdaltY3JU旳閔OW3.73J0.411VOSPoeimmltlas圖2.3ATF35176的直流特性2.3偏置電路的設計創(chuàng)建一個新的原理圖，在原理圖中放入ATF35176的模型和DA_FETBia

8、s控件，選擇TransistorBiasUtility設置偏置電路的屬性。仿真后有三個偏置電路可以選擇。有兩個網絡里面，晶體管的源極是有電阻的，但通常低噪放大器的設計中，源級只接反饋電感（微帶線），所以選用第一個偏置網絡。選定網絡后，得到了偏置子電路，按照子電路畫出偏置原理圖，其中偏置子電路中一些電阻值不是常規(guī)標稱值，僅是理論計算結果，用相近的常規(guī)標稱值代替。Vdd5尺GrVdc=.flV1FETBkkTceTsrpe-iMFETamAMVdc二4VMT-K=J1.1.354V2195E-002Vg&=Uvig?_WF3.5176Ji992122T-12.5mARl.A.*-4Ohm25mA.

9、VLDC.SRC1剛R3R*21-0hrn-審當航si丁豈jggKTM12.smA圖2.6完成后的偏置電路原理圖2.4穩(wěn)定性分析1進行S參數(shù)的仿真，添加控件Term、StabFact、MaxGain。放大器的直流和交流之間的通路要添加射頻直流電路，它的實質是一個無源低通電路，使直流偏置信號能傳輸?shù)骄w管引腳，而晶體管的射頻信號不能進入直流通路，在這里先用【DC_Feed】直流電感代替。同時，直流偏置信號不能傳到兩端的Term,需加隔直電容，【DC_Block】隔直電容代替。3*t*riS4=*H*iHE7ER&.orsi理EH圖2.7加入理想直流扼流和射頻扼流的原理圖3-scp-esswx%K

10、.p.1LH_4ja&5a1dJ4TM.GHzZJDL-J.-n卩電（TH1LE必眉sm2r!eiJ=5BOOGHZStaU=0Ct1=OS4mlTre3=5.&iOGHZMarini=17.924mWr5.50GHZMacGaini=i0mH(H&q=5.950GHZMaxGalnl=17823圖2.8最大增益和穩(wěn)定系數(shù)曲線仿真結束后，顯示MaxGain1和Stabfact1兩個圖表中觀察，從圖2.8我們可以看出，在5.8GHz時，最大增益為18.042dB，穩(wěn)定系數(shù)為K=0.646,絕對穩(wěn)定系數(shù)Kv1,說明電路不穩(wěn)定。2當電路不穩(wěn)定時，可以采用負反饋電路形式解決問題，提高絕對穩(wěn)定系數(shù)。本次

11、設計中在漏極添加串聯(lián)電感作為負反饋。通過反復調節(jié)反饋電路，也就是串聯(lián)電感的數(shù)值，使其在整個工作頻率范圍內穩(wěn)定。a|ISuEumiK.taai.MmWIuuwr工匸“劉5fc-ErMt：rWLT沖-圖2.9晶體管源級添加負反饋后的原理圖m2rre!ij=5eooGHzsiahF3ci：i=iOdimlfretF50-1OGHZMaai：Gainl=lG.0S7hidrreq=565D3HzMsGaiHl=16.574milreq=5.95OGHzMaiiGain1=151733圖2.10最大增益和穩(wěn)定系數(shù)曲線3接下來把理想的DC_Feed、DC_Block和源極的兩個電感改成實際的器件和微帶線。

12、本設計選用MuRata（日本村田公司）的電感和電容。本設計中電源部分用了扼流電感LGQ18和GRM18，對射頻信號進行阻隔和旁路。然后用給定的電感值算出等效的傳輸線的長度（g118，其中L是電感值即0.3nH,ZQZ是微帶線特征阻抗，得到匸0.58mm）。全部換成真實器件和微帶線后，穩(wěn)定系數(shù)和增益基本達到要求。I2。1圖2.11全部換成真實器件后的原理圖m2Treq=&.aO)GHzmin711圖2.12最大增益和穩(wěn)定系數(shù)曲線minlOmurreq=5.e10GHzrrecF5.&5DGHzTreF5.95QGHZMarini=ii4iokl3XGaln1=1S763r.1ai(Gain1=1

13、5.1212.5噪聲系數(shù)圓和輸入匹配當最大增益和穩(wěn)定系數(shù)達到指標后，接下來就要設計一個適當?shù)妮斎肫ヅ渚W絡來實現(xiàn)最小噪聲系數(shù)。先進行仿真，在數(shù)據(jù)顯示窗口面板，輸入等式：indx=fmd_inclex(SP.freq,inci即(m1)n-LuclrclaDala=ns_eircl0lNFmdn|.lndx+0.0,1,0.2_NFmlnlndx,Sapitlndx阿Indil.51.)GaCird!B=ga_crcle(S|indi;MexGain1indxHD.D*J82;3;51)圖2.13輸入等式m&iT.g：山：1卿它們代表的意思分別是返回值是前面定義的ml的頻率，即5.8GHz;返回噪

14、聲系數(shù)圓；返回增益圓。4ndepjBj4-51舸Win:吐認47和125.1利甲1佔5B4S6-3麗西*町亠2+既斗駅)msrce-pm53=51口rtlHEn口227J47.539nsiTB=D.Q25253rnpedante-ZDpfl-2734-491retpm6*5BdUr：te-C.2Ca/103.532asi-M.M4569mpidant-ZDr0D.B3B*p35E-圖2.14circleDoto和GoCircle的史密斯圓圖查看史密斯圓圖，選擇合適的阻抗值，在設計時，必須在增益和噪聲系數(shù)之間做一個權衡，而低噪放大器，首先要考慮最小噪聲系數(shù)。那么最優(yōu)的輸入端阻抗就定為m5點的阻抗

15、(43.15+j*25.60Q),通過使用DA_SmithChartMatch工具，對電路進行輸入匹配。1-&.036mm厲nD=3.Rra/ghDmm:)bU*L?A_srrimcar(n_reiT：；：*冏NumbBr-GRMIa&C2A220J.MFT-Srr,itlChn_lMntch1Num=1NBChin圖2.14加入DA_SmithChartMatch工具圖2.15設置DA_SmithChartMatch參數(shù)圖2.16設置SmithChartUtility工具的阻抗ECOkhCm-rKitSicWmi,aLLfrjrjJI71021MMawen-0SMTiRulditstireu

16、LIT審JJ.TL-D-IMUhcIeSdMMXlc!1112MS圖2.17SmithChartUtility微帶線匹配rtM1宜烈5.tltl&e=f=pIN-12-Z-50OhmF=172.OF=5.&GHi-PortP2Num2圖2.18匹配子線路ml2Frq=5.&D0GHiimaq(2inl3J.7a51CCjj如1I1I1IIIII1I1I1I1I!心sb52E4&J0SO02fl*flb-99mern&q=5BOOGHzr&前耳nTF505即req.GHLz圖2.19匹配后輸入阻抗1719fneqF5SDDGHzdBPi1)=15233m7FfecFSSDOGHzdBp(1.1-

17、11902tr*q,GHz_二二匸污Qps4B5USJ&4E.6OD&2C.4&TEC,GHz圖2.20Tuning后仿真結果1234斑53dJB.4:BE-B冋煙GH2rrecFNFm圖2.21Tuning后仿真結果22.6最大增益的輸出匹配輸出端的匹配需要此時晶體管的輸出端阻抗，插入Zin控件，查看輸出阻抗的實部和虛部，得到輸出阻抗為28.109-j*12.593Q,為了達到最大增益，輸出匹配要50Q匹配到Zin的共軛。通過使用DA_SmithChartMatch工具，對電路進行輸出匹配。圖2.22輸出阻抗的曲線圖2.23設置SmithChartUtility工具的參數(shù)圖2.24設置Smi

18、thChartUtility工具的輸出阻抗圖2.25SmithChartUtility微帶線匹配-Port-P1Num=1TLINTL1Z=5D0hmIE=15.49F=58GHzTJTLINTL2，P2_JZ-50Ohm-Num=2丁=別.1.4圖2.26匹配子線路5(2U一-旨RPF,m3I、亠.、ftA1n=15J11fl!=1as1flp12fl14S1rsq.G膽4衛(wèi)525.45.46.6ERrtBq.GHZm7f-Etf5.&D0GH11+圖2.27Tuning后仿真結果3rreqGHj圖2.28Tuning后仿真結果42.7匹配網絡的實現(xiàn)理想微帶線，其參數(shù)只有特性阻抗、電長度和頻率，需要換算成實際的標明物理長度的微帶線，使用ADS自帶的工具LineCalc,所有微帶線的特征阻抗都是50Q。電長度（degrees）特征阻抗（ohm）物理長度（mm）TH581.437505.9912TH659.2375011.678TH775.224506.1036TH