全橋移相控制

1、全橋移相控制技術(shù)的重大進(jìn)步LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全橋零電壓開關(guān)ZVS)能做高效 率轉(zhuǎn)換的全部控制功能。自適應(yīng)方式的ZVS電路延遲功能將開啟信號提供給每 個MOSFET以克服各個元件的偏差，手動設(shè)置延遲的方式，可使二次側(cè)同步整 流的驅(qū)動信號直接做到開啟延遲。LTC3722-1/-2的特色還在于調(diào)節(jié)同步整流時序，以便達(dá)到最佳效率。UVLO調(diào)節(jié)輸入電壓加上后，使系統(tǒng)有精確的開啟及關(guān)斷電壓。LTC3722-1為 峰值電流型控制方式，可準(zhǔn)確調(diào)節(jié)斜率補償及前沿削隱。LTC3722-2采用電壓 型控制并具備電壓前饋功能。此外，兩款I(lǐng)C還有極低的起動電流及工作電流。都有完整的保護(hù)功能

2、， 并采用24Pin的表面貼裝式外型結(jié)構(gòu)。各引腳功能說明如下：3722-1/-2)SYN.(1Pin 振蕩器的同步輸入及輸出功能端.同步輸入的閾值為1.9V。同 時與CMOS及TTL邏輯兼容，此端接一支5.1K電阻到地。DPRG.(2Pin對不履行ZVS傳輸延遲時進(jìn)行調(diào)節(jié)，接一電阻到VREF以便 設(shè)置輸出端A.B.C.D的最大開啟延遲，其正常電壓為2V。RAMP.(NA/Pin2對LTC3722-2輸入到相位調(diào)制比較器，RAMP上的電壓 內(nèi)部電平移到650mV。CS(3Pin對LTC3722-1，逐個電流脈沖過流限制比較器輸入，斜率補償電 路的輸出，通常為300mV閾值，超過650mV時動作。

3、COMP(Pin4 誤差放大器的輸出，倒相輸入進(jìn)到相位調(diào)制器。RLEB(Pin5/NA前沿消隱的定時電阻，用一個10K到100K電阻調(diào)節(jié)可以 從40ns到310ns的電流檢測信號的前沿消隱。推薦采用一個1%電阻， LTC3722-2則有固定消隱時間，大約80ns。FB(6pin誤差放大器反相輸入端，這里為LTC3722的反饋電壓輸入，通常 為 1.204V.SS(7Pin軟起動重啟延遲)電路的定時電容，從SS到GND接一支電 容，給一斜波LTC3722-1)或一占空比。LTC3722-2)，在過載條件下，SS 放電到地，然后重新起動。NC(8Pin空腳，接到 GND。PDLY(9Pin被動臂的

4、延遲電路輸入，PDLY通過一分壓器接到橋的左腿， 自適應(yīng)ZVS型)而在固定ZVS型，在PDLY上有02.5V之間的電壓，給被 動腿調(diào)節(jié)固定的ZVS延遲時間。SBUS.(10Pin線路電壓檢測輸入，SBUS接到主直流電壓反饋，采用一分 壓器，用于自適應(yīng)ZVS控制，電壓分壓器設(shè)計成產(chǎn)生1.5V于SBUS上，如果 SBUS接到Vref，則LTC3722-1/-2成為固定ZVS延遲型。ADLY(11Pin主動臂的延遲電路輸入，ADLY通過一分壓器接到右腿，(自 適應(yīng)ZVS型。而在固定ZVS型，在ADLY上有02.5V之間的電壓，調(diào)節(jié)固 定的ZVS延遲時間給主動腿的傳輸。UVLO.(12Pin調(diào)節(jié)系統(tǒng)開

5、啟及關(guān)斷的輸入電壓值，正常情況UVLO的閾 值為5V。UVLO接到主DC輸入系統(tǒng)，通過一分壓器執(zhí)行。當(dāng)UVLO的閾值超 出時，LTC3722的軟啟動開始，一個10uA電流去調(diào)節(jié)系統(tǒng)的滯留電壓量，系 統(tǒng)的工作窗口的水平可以用改變電阻分壓器來調(diào)節(jié)。SPRG(13Pin接電阻到GND，來設(shè)置關(guān)斷延遲時間給同步整流的驅(qū)動輸 出，正常工作時其電壓約為2V。VREF-(14Pin5V基準(zhǔn)輸出，VREF可供出18mA電流給外電路，VREF 要1uf 電容做旁路耦合。OUTF.(15Pin與 OUTB及OUTC 一起給出50mA同步整流驅(qū)動。OUTE(16Pin與OUTA及OUTD 一起給出50mA同步整流驅(qū)

6、動。OUTD(17Pin給橋路主動腿低邊)50mA驅(qū)動信號。Vcc(18Pin電路供電電壓輸入，其為10.25V的并聯(lián)式穩(wěn)壓器。在Vcc電壓 達(dá)到足夠高時，Vcc并聯(lián)穩(wěn)壓器導(dǎo)出電流，欠壓比較器閾值即超出，一旦Vcc 并聯(lián)穩(wěn)壓器開啟，Vcc即能降到6V以上的維持工作。OUTC(19Pin給橋路主動臂高邊)供50mA驅(qū)動。OUTB(20Pin給橋路從動腿低邊)供50mA驅(qū)動。OUTA(21Pin給橋路從動臂高邊)供50mA驅(qū)動。PGND(22PinLTC3722的功率地要接瓷介電容作旁路。GND(23PinLTC3722的控制電路公共端，也要接旁路電容。CT(24Pin振蕩器的定時電容，要選用低E

7、SR的瓷介電容。LTC3722的內(nèi)部等效電路如圖1所示。圖1 LTC3722的內(nèi)部等效電路工作過程描述：相移全橋PWM方式.傳統(tǒng)的全橋開關(guān)電源拓?fù)?，最常用于大功率隔離式或脫線電源。雖然它需 要多加兩個開關(guān)元件。但其能輸出更大功率，又有較高的效率，且變壓器體積 比單端方式的都小。開關(guān)還有較小的電壓及電流應(yīng)力。全橋變換器還提供固有 的變壓器磁芯自動復(fù)位及平衡。因而可有最大占空比，進(jìn)一步提高效率，而軟 開關(guān)的全橋，可進(jìn)一步改善性能提高效率。其開關(guān)波形如下面圖3。這種零電 壓開關(guān)(ZVS技術(shù)展示出寄生元件在做成軟開關(guān)模式中所產(chǎn)生的作用。LTC3722-1/-2控制的相移式PWM控制器，提供了更強的功能

8、，以便簡化 設(shè)計，達(dá)到ZVS軟開關(guān)的目的，主要特色有：(1真實的自適應(yīng)及準(zhǔn)確的ZVS方式，達(dá)到更高的效率和更高的占空比利 用能力，減小或消除外部的調(diào)整。(2固定ZVS能力。增強了對二次側(cè)控制，簡化了外部電路。(3內(nèi)部產(chǎn)生驅(qū)動信號以調(diào)整二次側(cè)的倍流同步整流。(4調(diào)節(jié)前沿消隱，防止不穩(wěn)定狀態(tài)，減少外部CS的濾波元件。(5可調(diào)斜率補償，消除外部膠合電路。(6實現(xiàn)最佳的電流型控制，減小起動過沖，使系統(tǒng)從故障中迅速恢復(fù)。(7可方便調(diào)整系統(tǒng)的UVLO，達(dá)到準(zhǔn)確的起動電壓。結(jié)果，LTC3722使ZVS的電路拓?fù)溆辛烁鼜V泛的應(yīng)用，包括了在低壓及中 小功率場合的各種應(yīng)用。LTC3722控制器在IC外部用功率開關(guān)

9、組成全橋結(jié)構(gòu)，功率變壓器的初級 繞組接在橋的兩個開關(guān)結(jié)點上。在每個振蕩周期，由功率開關(guān)使其分別接到輸 入電源的VIN和地，LTC3722反復(fù)地以振蕩器頻率的1/2控制開關(guān)，每次驅(qū)動占 空比都少于50%，其交叉交越時間由LTC3722相位調(diào)制，外部的開關(guān)A和C 需要高邊驅(qū)動電路，低邊的驅(qū)動給B和D，以及驅(qū)動二次側(cè)的E和F以邊界隔 離，數(shù)據(jù)表中給出驅(qū)動元件的詳細(xì)數(shù)據(jù)。變壓器的二次側(cè)電壓由變壓器匝比給 出，很象BUCK變換器，由二次方波整流濾波后得到穩(wěn)定的直流電壓。開關(guān)傳輸相移式全橋可以用下面四個工作狀態(tài)來描述，關(guān)鍵是要了解ZVS狀態(tài)怎樣 出現(xiàn)，要用細(xì)節(jié)描述。變壓器的每一個全周期都有兩個清晰的周期傳

10、遞功率到 二次側(cè)輸出，及兩個自由回轉(zhuǎn)期，外部橋的兩邊都有不同的工作特性。這對于 設(shè)計在寬負(fù)載范圍內(nèi)都達(dá)到ZVS傳輸十分重要。橋的左腿若作為被動腿，此時 右腿可認(rèn)做主動腿。下面描述為何會有這些現(xiàn)象出現(xiàn)。狀態(tài)1Powerpulse1).傳輸功率如圖2所示，狀態(tài)1開始，MA，MD及MF導(dǎo)通，而MB，MC及ME關(guān) 斷。在MA，MD導(dǎo)通時，整個輸入電壓加到變壓器初級繞組。二次電壓V1n/N 加到電感L01左邊。且電流逐漸加大，在此周期內(nèi)初級電流大約等于輸出電感 電流除以匝比，加上磁化電流。在此狀態(tài)結(jié)束時，MD關(guān)斷，ME導(dǎo)通。FFEEWPEEL INTERSFRI眼腫與U SECCfJLlARr SORT

11、EDPASSF.ETRAHSdIOH圖2 LTC3722的ZVS工作狀態(tài)狀態(tài)2 1/2*2*Coss*V1N2。最壞情況出現(xiàn)在負(fù)載電流為零時，這個條件通常很容易滿足，在傳輸期間磁化電流基本恒定。因為磁 化電感有正壓加到其上，經(jīng)歷從低到高的期間。因為腿由此電流源為主動驅(qū) 動，因此稱為主動或線性驅(qū)動。當(dāng)主動腿上的電壓達(dá)到V1N時，MOSFET MC在ZVS狀態(tài)下導(dǎo)通，初級電 流現(xiàn)在流過兩支高邊的MOSFET （MA和MC。變壓器二次繞組在此時段內(nèi)短 路。ME及MF也導(dǎo)通，如正向電流流過Lol和Lo2 一樣長。變壓器初級電感 也在短路狀態(tài)，MA和MF在狀態(tài)2結(jié)束時關(guān)斷。狀態(tài)3被動過渡階段）MA在振蕩

12、周期結(jié)束時關(guān)斷，在此時，在MA/MB結(jié)點上的電壓逐漸下降 到GND。驅(qū)動變壓器的能量限于初級的漏感，加上串入的諧振電感，其通過電 流為Imeg+Iout/2N），磁化及輸出電感沒有貢獻(xiàn)任何能量，因為其已經(jīng)短路， 有效地減少了可能出現(xiàn)的能量。這就是主動及被動傳輸?shù)闹饕獏^(qū)別。如果儲存 在漏感及磁化電感中的能量大于電容能量，過渡階段會成功地完成。在此階段增 加的反轉(zhuǎn)電壓加到漏感及磁化電感，協(xié)助整個初級電流衰減。電感能量于是諧 振傳至電容元件。因此，被動或諧振期間，假設(shè)此階段有足夠的電感能量供給 橋路腿到地。所需時間大約為t*（LC/2i/2。當(dāng)從動腿上的電壓接近地電平時， MOSFET MB受令在Z

13、VS狀態(tài)下導(dǎo)通，在漏感及外串電感中的電流連續(xù)增加， 但輸出電感電流極性反轉(zhuǎn)，改換了方向。二次繞組正向偏置，新的功率脈沖開 始過來。電流反轉(zhuǎn)所需時間減小了最大占空比的效應(yīng)。必須要考慮到變壓器的 匝比。如果ZVS需要在整個加載范圍，就需串入一個小電感放在初級被動腿回 路中。因為漏感通常沒有足夠的能量去保證ZVS在整個負(fù)載范圍實現(xiàn)。狀態(tài)4傳輸功率2）在第二次功率傳輸期間。在初級繞組中功率傳輸1的電流為正方向的話， 則初級電流由折算到電感的輸出電流及初級磁化電感電流組成。在狀態(tài)4結(jié)束 時，MOS MC關(guān)斷，又一個過渡過程開始，與狀態(tài)2極為相似，但是方向相 反。圖3 LTC3722的工作波形圖零電壓開關(guān)

14、ZVS）因需要無損開關(guān)傳輸能量，特別希望全橋MOSFET在ON狀態(tài)時源漏電壓 為0,延遲開啟結(jié)果會導(dǎo)致低效率。它們會流過體二極管。為此造成開啟時為 硬開關(guān)狀態(tài)。為此要防止開啟時的硬開關(guān)增加噪聲及功耗。LTC3722的自適應(yīng)延遲電路LTC3722控制IC監(jiān)視輸入電壓及兩橋臂結(jié)點處的電壓，當(dāng)所希望的零電 壓條件達(dá)到時，即給出開關(guān)命令，這種直接檢測技術(shù)提供了最佳的開啟延遲時 間，而不管輸入電壓的高低，也不管負(fù)載的大小，也不問元件的偏差，直接檢 測技術(shù)需要簡單的分壓器檢測網(wǎng)絡(luò)來執(zhí)行。如果沒有足夠的能量完整地交換使 橋腿達(dá)到ZVS條件，LTC3722就自動地越過直接檢測并強制過渡，越過或不執(zhí) 行的延遲時

15、間由Dprg到VREF加一電阻來調(diào)節(jié)。自適應(yīng)模式LTC3722接成自適應(yīng)模式的延遲檢測時采用監(jiān)測三個點，即ADLY， PDLY和SBUS，ADLY及PDLY檢測主動及被動延遲腿的電壓，特別是如圖4 示出的分壓點。圖4自適應(yīng)延遲模式PDLY及ADLY的閾值電壓對上升及下降過程由總線電壓SBUS設(shè)置，此 電壓的緩沖用于內(nèi)部直接檢測電路的閾值。在正常Vin之下總線電壓設(shè)在1.5V, 由從VIN到地的兩支分壓電阻給出，使其正比于V1n+。LTC3722直接檢測電路 用了這個特性完成外接功率MOSFET的零電壓開關(guān)，這只與輸入電壓有關(guān)。ADLY和PDLY也通過兩個分壓器接至主動腰及從動腰處，低端電阻選為

16、 1KQ。上電阻由所需的正傳輸觸發(fā)閾值給出。為設(shè)置ADLY及PDLY的分壓電阻，首先決定MOSFET開啟時的源漏電 壓，有限的延遲出現(xiàn)在LTC3722控制器輸出的過渡期間的間隔時間，功率 MOSFET的開啟因為MOSFET的開啟延遲及外驅(qū)動電路延遲造成。理想狀態(tài)， 我們讓功率MOSFET開啟在零電壓跨過的間隔內(nèi)完成。用設(shè)置ADLY及PDLY 合適的閾值電壓使其跨過MOSFET電壓為幾伏時，這樣LTC3722就能對抗零 電壓vDs和外驅(qū)動信號延遲來達(dá)到ZVS。對抗總量可以剪裁成適應(yīng)任何應(yīng)用狀 態(tài)的上取樣電阻。LTC3722直接檢測電路源自低到高電平過渡時出現(xiàn)的PDLY 及ADLY的輸出電流，這就

17、提供了一個滯環(huán)，并給ADLY及PDLY提供一個噪 聲免除電路。在ADLY及LDLY上設(shè)置高低閾值，要接近相同的低高閾值水 平。因此，要使高邊及低邊MOSFET的VDs開關(guān)結(jié)點都理想化，而與Vin大小無關(guān)。實例：VIN=48V(36V72V1，設(shè)置 SBUS。1.5V 為希望值，在 SBUS,Vin=48V，電流 100uA。R1 = 1.5W100uA=15k.R2 = (48V-1.5V)/100pA = 465k.選一個小電容1nf)與R1并聯(lián)以旁路噪聲。2，設(shè)置上部ADLY及PDLY，對應(yīng)7V為希望值.R3，R4=1K，設(shè)為 1.5ma，R5，R6=26.3K。固定延遲型LTC3722提

18、供一種柔性方案通過SBUS去禁止直接檢測延遲的電路，并使 固定的ZVS延遲能實施，固定的ZVS延遲正比于通過在PDLY及ADLY上的 分壓器上的電壓如圖5示。自適應(yīng)延遲時間的調(diào)整LTC3722的控制包括的一個特色即調(diào)節(jié)在橋路開關(guān)開啟命令之前的最大延 遲時間。這個功能在沒有足夠能量傳輸給橋腿時就將會運行，以使其到正電源 軌線，因此要旁路自適應(yīng)延遲電路，延遲時間可以用一外電阻接到DPRG和 VREF之間來設(shè)置，見圖6。正常狀況其電壓為2V，外電阻調(diào)節(jié)流入DPRG的 電流。延遲可以調(diào)節(jié)大約35ns到300ns，其取決于所加的電阻值。如果DPRG 在開路狀況，則延遲時間大約為400ns，延遲總量還可以

19、接外部電流源來調(diào) 制。此電流流入DPRG端，必須小心限制此電流饋入DPRG最大為350uA，或小 于此值。*ref圖5固定延遲模式圖6延遲時間輸出電路給LTC3722供電LTC3722使用一個集成的VCC并聯(lián)式穩(wěn)壓器供電，它有兩個作用，一是限 制加到vcc的電壓，象發(fā)信號一樣好，芯片的偏置電壓足夠令開關(guān)開始工作， 典型在10.2V時開啟，工作電流加大后降到42V時UVLO起作用，關(guān)斷起動后 由變壓器輔助繞組再經(jīng)穩(wěn)壓供電，Vcc的并聯(lián)式供電能力從145uA25mA。 UVLO的起動及關(guān)斷閾直接從內(nèi)部調(diào)整并供給外部。此外，LTC3722還有非常 低的起動電流145uA)起動電阻功耗很小，可用1/4

20、W1/8W電阻。Rstartcmax) = Vin(min)- 10.7V/250pA加上一個小的安全區(qū)，所選標(biāo)準(zhǔn)值如下：DC/DC.Off/Line36V72V100K85V270VAC 430KPFCpRE390V1.4M.Vcc要用0.1u1uf的旁路電容去耦，以使IC有快速處理瞬態(tài)電流的能力， 用于輸出的高速驅(qū)動。此外還應(yīng)加一鉭電解電容以給出充足的電量，電容值按 下式求出。Choldup = Qcc + IdriveJdelay-SV調(diào)節(jié)偏置電源到7V這樣低時，可如圖7電路供電。_=SffiFM圖7 Vcc供電電路圖8系統(tǒng)UVLO的設(shè)置調(diào)整欠壓鎖定LTC3722還提供欠壓鎖定控制，以令

21、輸入電源滿足變換器的要求，并將其 加到Vcc的UVLO功能處，如先前所述。輸入電壓加到UVLO處，在UVLO 處有一個比較器，比較從輸入DC的分壓器來的電壓和IC內(nèi)5V基準(zhǔn)電壓。當(dāng) 5V超出UVLO上的電壓，則SS端被釋放，重新啟動，輸出開關(guān)開始工作。同 時10uA電流流出UVLO進(jìn)入電壓分壓器結(jié)點。此UVLO的窗口比較器閾值即 由10uA，Rtop給出，見圖6。系統(tǒng)的UVLO閾值為 5Vx（RTOP+RBOttom/RBottom如果加到UVLO的電壓大于5V,則先前的Vcc的 UVLO電路激活，然后內(nèi)部UVLO邏輯將防止輸出開關(guān)動作，直到隨后的三個 條件被滿足，（1Vcc UVLO可工作了

22、。2）Vref穩(wěn)定了。3）UVLO端大于 5V。UVLO還可以用來作DC/DC變換器輸出的ON/OFF控制。將一個漏極開 路的MOSFET接到UVLO，如圖8所示，即完成此功能。脫線偏置電源發(fā)生器如果穩(wěn)定的偏置源沒能提供Vcc電壓給LTC3722并供給電路，則必須作一 件事。因為所需功率很小，大約僅有1W。且調(diào)整也并不臨界，用一個簡單的 開環(huán)方法就可以容易解決。一種方法即是從主功率變壓器加一輔助繞組，或由 LC濾波器處取一方波作成后穩(wěn)壓器供電圖9a）。此方法的的優(yōu)點在于可保持 分散穩(wěn)壓調(diào)整，不隨其它因素變化，它不需要完全安全的隔離，與變壓器）。 另一種不同的方法是加一繞組在輸出電感用峰值檢測并

23、濾波見圖9b）。此繞 組極性設(shè)計成產(chǎn)生正壓方波，此技術(shù)的優(yōu)點在于不需獨立的濾波電感并從穩(wěn)壓 的輸出處得來，很好控制。一個缺點是此繞組需要安全地隔離，另一個缺點是 要較大的濾波電容。在剛起動時沒有此電壓產(chǎn)生，此外輸出短路時也沒有電壓 供應(yīng)。圖9a輔助繞組偏置源圖9b輸出電感偏置源設(shè)定LTC3722的振蕩器LTC3722有一個高精度的振蕩器電路，以產(chǎn)生開關(guān)頻率，斜波補償，外同 步也只有少量外接元件。LTC3722的振蕩電路產(chǎn)生2.2V峰值的斜波于C7端。 在SYNC端有窄脈沖，它可用來同步其它的PWM芯片，典型的最大占空比為 98.5%。此時頻率為300KHz。在1MHz時為96%，補償斜波電流直

24、接從振蕩 器斜波源出送到CS端。所希望的斜波總量可選擇單一的外接電阻即可給出，在CT端接一電容到 地，定下開關(guān)頻率。CT斜波放電電流內(nèi)部設(shè)定在高值10mA)，貢獻(xiàn)給 SYNC I/O時很容易實現(xiàn)同步功能。LTC3722還有設(shè)置與其它PWM互相同步 (即被同步或同步其它。設(shè)計程序1,選擇CT,以決定IC的工作頻率，開關(guān)頻率的選擇必須考慮磁芯功率，輸 出功率大小，細(xì)節(jié)見變壓器設(shè)計部分。通常提高開關(guān)頻率會降低最大輸出功 率，因為最大占空比的限制會牽設(shè)到變壓器磁芯復(fù)位及ZVS狀態(tài)，記住輸出頻 率是振蕩器的1/2。CT = 1/(13.4k-fosc)例如：fosc=330KHzCT = 1/(13.4

25、k f0SC) = 226pF選一支誤差為5%的多層NPO電容或X7R瓷電容。2，LTC3722是否要同步其它PWM或被其它PWM同步。3,斜率補償要用峰值電流型控制模式，此為了防止電流環(huán)的次諧波振蕩 通常系統(tǒng)的占空比在超過50%，連續(xù)電流型變換時，會出現(xiàn)電流環(huán)不穩(wěn)定的現(xiàn) 象。電流信號的任何擾動都會被PWM調(diào)制器放大，并產(chǎn)生不穩(wěn)定狀態(tài)，一些 共同的表現(xiàn)形式包括交叉脈沖的不一致及脈寬的抖動。有幸的是，這可以用加 一個校正電流信號斜率的方法來校正，或從電流的公共信號加上一個相同的斜 率。在理論上，倍流輸出方式可以不需要斜率補償，因為輸出電感的占空比僅 有50%。當(dāng)然，在瞬態(tài)條件下，會瞬間導(dǎo)致高的占

26、空比，因此造成可能的不穩(wěn) 定工作，所需的斜率補償量，很容易由LTC3722加一外接電阻調(diào)整。LTC3722 產(chǎn)生一個電流，令其正比于CT上的瞬時電壓(33uA/V。于是在CT峰值處，此 電流大約為82.5uA。它從CS端流出，將一支電阻接在CS和外部電流檢測電阻 合在一起即給出斜率補償總量。此電阻值取決于幾個因素，包括最小的VIN，Vout，開關(guān)頻率，電流檢測電阻值，輸出電感值，用設(shè)計公式給出的設(shè)計程序 如下：例：VIN=36V72V Vout=3.3V. Iout=40A. L=2.2uH變壓器匝比，N=V1N(min. DMAX/Vout=3RCS=0.025Q.Fsw=300KHz 即變

27、壓器 f=150KHzRslope=Vo R瀏2 L 82.5pA, N) = 3.3V 0.025/ (2 2.2iiA*100k* 82.5 3)選擇下面標(biāo)準(zhǔn)值，計算Islope的偏差，RCS，N和L。斜率補償電路見圖 10。CURRENT SENSE WAVEFORM圖10斜率補償電路電流檢測及過流保護(hù)電流檢測除了給電流型控制環(huán)提供反饋外，還從過載條件的設(shè)定提供過流 保護(hù)。LTC3722可用電阻檢測，也可用電流互感器檢測，兩者兼容。內(nèi)部接到 LTC3722的CS端，其內(nèi)的兩個比較器提供逐個脈沖過流關(guān)斷功能見圖11)。圖11電流檢測及故障電路細(xì)節(jié)逐個脈沖比較器有300mV的閾值，如果超出3

28、00mV，則PWM周期即終 止，過流比較器設(shè)在大約2倍高的脈沖水平。如果電流信號超出此水平，則 PWM周期也終止，CS電容迅速放電，并重新開始軟起動周期。如果過流條件 持續(xù)，則LTC3722終止PWM的工作，并等待軟起動電容重新充電到大約4V， 軟起動電容由內(nèi)部12uA電流源充電，如果故障條件在CS達(dá)到4V時沒去掉， 則軟起動電容會再次放電，并重新開啟新周期。通常工作或基本正常工作時， 逐個脈沖比較器足夠快速動作，以防止打呃現(xiàn)象發(fā)生，在某些情況，例如輸入 電壓偏高，非常低的Rds(on的MOSFET及輸出短路時，或磁飽合時，過流比 較器提供一個平均狀態(tài)的保護(hù)。前沿削隱LTC3722提供一個可調(diào)

29、的前沿消隱以防止電流檢測電路的麻煩的觸動。前 沿消隱減輕了對CS端濾波的要求。極大地改善了對實際過流條件的反應(yīng)速 度，它還容許使用以地為參照的電流檢測電阻或電流互感器的進(jìn)一步簡化的設(shè) 計。用一個10K-100K的電阻從Rleb接到GND。調(diào)節(jié)消隱時間到 40ns320ns。如果不需要，可以接Rleb到Vref以禁止前沿消隱，保持中等的 前沿消隱將設(shè)置出一個小的線性控制范圍給相位調(diào)制電路。電阻方式檢測將一支電阻接到輸入公共端與MB和MD的源極，這是電流檢測的最簡單 的方法。適用全橋電路)這是適應(yīng)中，小功率輸出的一種方法，此檢測電阻如 下選擇：變換器的最大電流系在最低V1n時給出，使用下面公式可計

30、算出 Rcs。對 LTC3722-1Id _ 300mV- (82.5iA*Rslope)CS lP (PEAK)|lp阡AK)=頃MAX) | 赤(max)2Dmin I Vo(1-Dmin)2邛，EFFLmagclk Lqut*1clk-N此處，匝比是Np/Ns。對于 LTC3722-2I _ 300mVcs = |p(pEAK)電流互感器方式檢測這里也可以采用一個電流互感器給LTC3722作檢測，它有多種類型。典型 的為150的匝比，所以檢測電阻值大了N倍，比電阻檢測方式提高，因此其功 耗僅為1/N，當(dāng)然未計及變壓器的損耗。它的缺點在于成本較高，電路較復(fù) 雜，精度低，且有磁復(fù)位及占空比問

31、題。響應(yīng)速度也比較慢，為此只有大功率 時才使用這種方法。電流互感器初級位于檢測電阻的位置，它也可以放在V1n+ 和MA MC的MOSFET的漏極。它位于高邊的優(yōu)點在于可以免除前沿噪聲的十 擾，這是因柵充電電流及折回的整流恢復(fù)電流被極大地消除了。圖12示出典型 的采用電流互感器的檢測電路，在此時Rs是計算出的相應(yīng)阻值，系由匝比做出 的增大，在高占空比時，其復(fù)位變得非常困難，甚至不能復(fù)位，這需要增加變 壓器復(fù)位電壓。為復(fù)位要減小其Volt*Second積，交互繞組的電容及二次側(cè)電感 位于復(fù)位電路可以限制其dv/dt。但這也限制了電流互感器的最大占空比，若試 圖令其工作在此限制之外，則會導(dǎo)致互感器磁

32、芯偏磁甚至飽合，打開電流反饋 環(huán)。通用的方法是限制如下幾點：1)、減小最大占空比，控制好主功率變壓器的匝比。2）、減小開關(guān)頻率。3、使用外部的有源復(fù)位電路。4、使用兩個CS互感器對接。5、選優(yōu)質(zhì)品的電流互感器用于高頻。圖12電流互感器檢測電路相位調(diào)制LTC3722-1）這就是電流命令。另外輸入到相位調(diào)制比較器的是RAMP電壓，即位移電LTC3722-1的相位調(diào)制控制電路由相位調(diào)制比較器和邏輯電路再加上誤差 放大器及軟起動放大器組成見圖13）。綜合在一起，這些元素開發(fā)出所需要 的相位重迭及所需要的保持輸出電壓穩(wěn)定的方法。在隔離式應(yīng)用中，對輸出電 壓的檢測其誤差信號反饋到Comp端，經(jīng)過隔離邊界）

33、通過TL413及光耦組 合，F(xiàn)B端接到地，強制Comp端為高電平，光電三極管的集電極接到Comp 端，則Comp電壓在LTC3722-1內(nèi)部被衰減的Comp電壓提供給相位調(diào)制比較 器，平約650mV。這就是電流環(huán)的反饋。在每個開關(guān)周期中，交替的對角開關(guān) MA-MD，MB-MC）導(dǎo)通，并使電流在輸出電感中增加，此電流由主功率變壓 器按初次級的匝比給出，因為電流檢測電阻接到地端與兩只底部MOSFET的源 極之間，正比于輸出電感電流的電壓由Rsense檢測到Rsense高邊還通常通過一 只小電阻Rslope）接到CS端。TOGGLE F.-F* g：rF1lCLKS0F7-&TART AMPLIFI

34、ERERROR AMPLIFIERPHASE MODULATION OOMPARAIOR0D_CURRENTLIMIT OOMPARAIORPHASE MODULATION LOGICs n圖13相位調(diào)制電路LTC3722-1）當(dāng)CS端電壓超出-650mV或300mV時，重迭導(dǎo)通周期就終止，在正常工 作時，衰減的Comp電壓將在CS點檢測出。300mv的CS閾值會終止工作周 期，若Comp電壓提高，衰減后就會超出300mV閾值，在極端條件下，650mV 閾值達(dá)到CS上時就會重啟軟啟動周期。選擇功率級元件多數(shù)變換器設(shè)計的關(guān)鍵部分都要選擇功率MOSFET，變壓器，電感的整流 濾波電流，出于對效率，

35、瞬態(tài)特性及整個工作的考慮，在相移全橋拓?fù)渲校?下列方法做出選擇。功率變壓器開關(guān)頻率，磁芯材料特性，串聯(lián)電阻，輸入輸出電壓，這一切的結(jié)點都在 變壓器處，對變壓器漏磁電感要給予特殊的注意。為實現(xiàn)ZVS它們在此是重要 的，平板型磁芯是非常適合于這種應(yīng)用的，因為它有極好的這類參數(shù)。匝比對于二次側(cè)倍流整流方案，所需的匝比給出如下：當(dāng)然這密切地取決于磁 芯的選擇：此外，V1N(min=最低輸入電壓。Dmax=最大占空比。輸出電容輸出電容選擇，首先是考慮達(dá)到理想的紋波電壓，動態(tài)響應(yīng)以及穩(wěn)定性。 電容的ESR同輸出電感的紋波電流將決定紋波電壓的峰值，倍流整流結(jié)構(gòu)是個 優(yōu)秀結(jié)構(gòu)，它的紋波電流固有地多衰減一倍。

36、兩個輸出電感要給出電流到輸出 電容處相差180相位，實際上，局布地減小每邊的紋波電流，這種減小是在高 占空比之下和低占空比之下的最優(yōu)化。這意味著倍流整流比傳統(tǒng)電路需要較小 的濾波電容。由最小占空比，最壞情況的Vout紋波按下面公式可以算出。如IPPLE = klPPLEESR =%，ESRLo *2,fswD最小占空比。fsw振蕩器頻率。Lo 電感。ESR 電容的等效串聯(lián)電阻。大電解電容的總需求量通常由系統(tǒng)決定，但有一些相互關(guān)系，即輸出電感 值，開關(guān)頻率，負(fù)載功率，及動態(tài)負(fù)載特性。電解電容要選擇低ESR，低 ESL，小體積及高可靠性的。對體積要求不高，可考慮鋁電解電容。對 100KHz300K

37、Hz工作的DC/DC，對應(yīng)每瓦特的輸出功率可選用2025uf的電 解電容。開關(guān)頻率更高的變換器通常選鉭質(zhì)電容。更高頻率或瞬態(tài)特性要求高 的要選瓷介電容。功率MOSFET全橋電路中功率MOSFET的選擇要考慮BVDs, RDS(ON,留出10%20% 的余量。對于給定電壓，導(dǎo)通的損耗直接正比于RDS(on。因為全橋電路中有 兩個MOSFET導(dǎo)通，所以導(dǎo)通損耗如下式：P = 2*RDS(on* I2 此處 I=Io/2NMOSFET的驅(qū)動損耗，由給其柵極充電所需的功率來支配。此外，開啟損 耗，關(guān)斷損耗也各不同。在高功率水平時，柵驅(qū)動損耗對效率影響很小。ZVS 工作有效地消除了開啟損耗，而關(guān)斷損耗也

38、因為用了外部吸收回路而大大減 小。如果二次側(cè)采用同步整流，同樣會有上述損耗。當(dāng)然保持適應(yīng)bvdss速率 需要大于VIN(max/N，也取決于吸收回路。如果沒有吸收回路，二次電壓會升 得遠(yuǎn)高于上述公式計算值。開關(guān)頻率選擇除非由其它系統(tǒng)強迫，功率變換器的開關(guān)頻率通常設(shè)置在效率允許之下的 盡可能高的水平。高開關(guān)頻率代表著更小的體積、重量，減小了對大電解電容 的需求量，在全橋相移電路中，因為加入了 ZVS開關(guān)，有較高的效率，所以頻 率可以較高，但是又因為有ZVS間隔減小了最大占空比。也就減小了傳輸?shù)淖?大功率，這就意味著兩者之間的制約。表1給出推薦的使用的最高頻率。在表 1中給出對36V/75V工作3

39、.3V/5V輸出時最高開關(guān)頻率和功率的關(guān)系，更高的 開關(guān)頻率可以用。如果輸入電壓范圍限定，輸出電壓較低，或容許較低的效率 的話。表1開關(guān)頻率和輸出功率的關(guān)系600kHz100W450kHz300kHz200kHz1kW150kHz2kW100kHz反饋回路的閉環(huán)設(shè)計對全橋變換器包括，識別功率級和其它系統(tǒng)的極點及零點，在其閉環(huán)反饋 回路中位于何處，如何設(shè)計其補償網(wǎng)絡(luò)。以使其誤差放大器穩(wěn)定工作，使其頻 響曲線成形，確保足夠的相移區(qū)域及瞬態(tài)響應(yīng)。此外，因為寄生元件存在修正 有時是很需要的，補償網(wǎng)絡(luò)的變化取決于負(fù)載電流范圍，所用輸出電容的類型，在 隔離使用時，補償網(wǎng)絡(luò)通常放在二次測集誤差放大器及光耦驅(qū)

40、動為一體，使用 TL431即可，在非隔的系統(tǒng)中，補償網(wǎng)絡(luò)位于LTC3722誤差放大器周圍。在電流型控制中，支配系統(tǒng)的極點取決于負(fù)載阻抗Vo/I o)及輸出電容 1/(2n*Ro*Co，輸出電容的ESR，1/ (2n*ESR*Co處插入零點。極好的線路和 負(fù)載調(diào)整率，在高的環(huán)路增益之下即可獲得，這需要在放大器周圍有一個集成 型的補償器。從對補償元件的需要可以得出此過程，更復(fù)雜的補償網(wǎng)絡(luò)用上則 可以獲得更高的頻帶寬度。第一步：計算最小和最大的輸出極點的位置。Fpi(MIN) = 1 啊 Ro(MAX) , Co)Fpi(MAX)=廿& * Rq(MIN)*Cq)第二步：計算出ESR的零點的位置。丘

41、1 = 1/(2 Resr * Co)第三步：計算反饋的增益分配。RB/(RB+RT或 Vref/VouT。如果是聚合物電解電容在輸出處采用，則ESR零可能用于整個環(huán)路補償， 最佳帶寬可以實現(xiàn)。如果使用鋁電解，則環(huán)路需走出先前的ESR零頻處，使環(huán) 路響應(yīng)變慢。一個線性化的SPICE模型，有助于我們迅速評價各種補償網(wǎng)絡(luò)的 頻率響應(yīng)。聚合物電容 圖14)1/(2n*Cc*R1設(shè)置一個低頻極點，1/(2n*Cc*RF 設(shè)置 低頻零點，零頻將與最壞情況最低輸出極點頻率一致。極點頻率和中點頻率增 益Rf/Ri)將設(shè)置在環(huán)路交越0db具有-1斜率的低于fsw/8的頻率處。使用一個 Bode極點圖形來顯示其

42、頻響，選取一個更高頻極點由CP2和Rf設(shè)置，用來衰減開關(guān)頻率噪聲。鋁電解電容見圖14)，這些補償元件的目標(biāo)是蓋過輸出最小的極點頻 率，用Cc和Rin設(shè)置一個低頻極點，它將跨過在最小F頻率的輸出極點處的整 個環(huán)路。由Cc和Rf在輸出極點F處形成的零點也放在此處。偵 trncoMp_ FflECISIuN ERRORAMP iJJD REFERENCEqhb圖14使用聚合物電容的補償同步整流LTC3722還產(chǎn)生精確的時間信號以控制二次側(cè)的倍流整流方式的同步整流 MOSFET的ON和OFF，艮口 OUTE和OUTF。同步整流用于相移式電路來取代 肖特基二極管。因為MOSFET的RDS(ON水平很低，產(chǎn)生很小的壓降，有效地 改善效率。為此提供給MOSFET的開關(guān)時序要達(dá)到最佳化。一個附加的有效的 與同步整流相關(guān)的是雙向電流能力，這個特性改善了瞬態(tài)響應(yīng)，改善了過沖， 還改善了系統(tǒng)輕載時的ZVS能力。調(diào)整同步整流關(guān)斷時間延遲LTC3722控制器還包括這樣一個特色，即調(diào)整二次測同步整流MOSFET 相對于初級測功率傳遞脈沖的關(guān)斷沿的相對延遲時間。這個特色提供了同步整 流MOSFET的關(guān)斷的最佳時間，從而進(jìn)一步改善效率，在大負(fù)載電流時，延遲 關(guān)斷同步