中頻逆變器的設計與研究

1、中頻逆變器的設計與研究摘 要：航空電源一般都是將直流或交流(38OV/5OHZ)逆變成交流(115V/400HZ) 供雷達、飛機等設備使用。本文講述了完成此任務的最基本的一種方法，即先將工 頻交流電整流成直流電，然后通過PWM逆變，輸岀PWM脈沖波，最后通過LC 濾波電路和隔離變壓器，輸出標準正弦波。本課題所選用的開關元件是當今電力電 子裝置小普遍使用的IGBTo本課題圍繞逆變電源的核心問題展開論述，詳細介紹 了正弦脈寬調制技術(SPWM)的基本原理，輸出電壓波形控制的方法，然后設計了 典型的逆變器主屯路、控制電路、驅動電路、保護屯路和啟動電路，并冃對其中的 緩沖電路，霍爾元件，死區(qū)時間設置電

2、路，全橋拓撲結構等做出了詳盡的說明，另 外對于主電路屮主要器件的選擇也進行了簡要的介紹。最后給岀了本裝置調試過程 屮的重耍波形，并對調試結果進行了分析。Research and the design of the inversionpower source of intermediate frequencyABSTRACT: Aerial power source is to conclude direct current or alternating current inversion to flow normally ( 115 V/400 Hz ), which is used for

3、the equipments such as radar and airplane . This paper has narrated a kind of most basic method of completeing this task. First .rectification of alternating current to direct current, then through PWM inversion, export PWM pulse, strain finally through LC wave circuit and isolation transformer, exp

4、ort standard sine wave The switch element that program chooses is IGBT ,which is used generally in present power electronic installation . This program revolves around the key problem of inversion power source to spread out exposition , has introduced the basic principle of sine pulse wide modulatio

5、n technology ( SPWM ) and the method of export voltage waveform control in detail, then have designed typical inverter main circuit, control circuit and drive circuit and protective circuit with start circuit, and for the buffer circuit in which suddenly Er element, the time installation circuit of

6、dead band, whole bridge make rubbing to rush at structural etc. have made detailed explanation. Have given the important waveform in inverter debug course finally , and analyse for debuging result.Keyword: JLnversion Power source SPWM IGBT protects circuit TOC o 1-5 h z 摘要IABSTRACTII一緒論1 HYPERLINK l

7、 bookmark4 o Current Document 1課題的背景及意義1 HYPERLINK l bookmark6 o Current Document 2全文主耍內容及安排7 HYPERLINK l bookmark8 o Current Document 核心知識介紹8 HYPERLINK l bookmark10 o Current Document 1正弦脈寬調制(SPWM)技術8 HYPERLINK l bookmark14 o Current Document 2 PWM波形控制技術概述11 HYPERLINK l bookmark16 o Current Documen

8、t 逆變器硬件實現及參數設計15 HYPERLINK l bookmark18 o Current Document 1設計目標15 HYPERLINK l bookmark20 o Current Document 2方案論證15 HYPERLINK l bookmark22 o Current Document 3系統(tǒng)主電路的設計15 HYPERLINK l bookmark26 o Current Document 4控制電路的設計22 HYPERLINK l bookmark28 o Current Document 5驅動電路的設計25 HYPERLINK l bookmark30

9、o Current Document 6保護電路的設計28 HYPERLINK l bookmark34 o Current Document 7啟動電路的設計32 HYPERLINK l bookmark36 o Current Document 四試驗結果及分析33 HYPERLINK l bookmark38 o Current Document 五工作總結38 HYPERLINK l bookmark40 o Current Document 致謝39 HYPERLINK l bookmark42 o Current Document 參考文獻401課題的背景及意義隨著控制技術的發(fā)展和

10、對操作性能要求的提高，許多行業(yè)的用電設備都不是直 接使用通用交流電網提供的交流電作為電能源，而是通過各種形式對其進行變換， 從而得到各自所需的電能形式。它們的幅值、頻率、穩(wěn)定度及其變化方式因用電設 備的不同而不盡相同，如通信屯源、不見斷電源（UPS）、醫(yī)用電源、充電器等，它 們所使用的電能都是通過整流和逆變組合屯路對原始電能進行變換后得到的，而在 航空和船舶領域中則廣泛使用400HZ/115V的中頻電源，因此研究小型化、高性能 實用的屮頻逆變電源具有廣泛的應用前景。逆變電源是一種采用開關方式的電能變換裝置，它從交流或直流輸入獲得穩(wěn)壓 穩(wěn)頻的交流輸出。逆變電源技術是一門綜合性的專業(yè)技術，它橫跨電

11、力、電子、微 處理器及口動控制等多種學科領域，是冃前電力電了產業(yè)和科研的研究熱點Z-o 逆變電源廣泛應用于航空、航海、電力、鐵路交通、郵屯通信、醫(yī)療、生產線、實 驗室等諸多領域。本課題研究的是400HZ/115V中頻逆變電源冋。（1）逆變電源發(fā)展概況逆變電源的發(fā)展是和電力電子器件的發(fā)展聯系在一起的，器件的發(fā)展帶動著逆 變電源的發(fā)展。逆變電源出現于電力電子技術飛速發(fā)展的20世紀60年代，到目前 為止它已經歷了三個發(fā)展階段。第一代逆變電源的特點是采用晶閘管（SCR）作為逆變器的開關器件，稱為可 控硅逆變電源。可控硅逆變電源的出現雖然可以取代旋轉型交流機組，但由于SCR 是一種沒有門關斷能力的器件，

12、因此必須增加換流電路來強迫關斷SCR,SCR的換 流電路限制了逆變電源的進一步發(fā)展，主要表現在：電路復雜。由于需要關斷SCR的輔助電路，主電路要增加具有一定尺寸的 電感和電容，輔助脈沖換流的茂萊型逆變器還要增加一沱數冃的晶閘管，整個裝宜 的尺寸大。逆變器的控制電路也很復雜。并耳存在換流失敗等故障，降低了逆變器 的可靠性。主電路的拆卸安裝也很麻煩，增加了發(fā)生故障以后的修復時間。限制了性能的提高。由于SCR在強迫關斷的損耗比較大，因此，SCR的開 關頻率比較低，這使得逆變橋輸出電壓中的低次諧波的頻率不高，為了得到的諧波 含量的輸出電壓，濾波器的尺寸將比較大，影響了逆變電源的動態(tài)性能及對非線性 負載

13、的適應性。由于SCR逆變器的控制電路復雜，逆變電源難于實現數字化。 SCR逆變電源的噪聲大、體積大、效率低、發(fā)熱嚴重。第二代逆變電源的特點是采用自關斷器件作為逆變器的開關器件。U 20世紀 70年代后期，各種口關斷器件模塊相繼實用化，它們包括可關斷晶閘管（GTO）、 電力晶體管（GTR）、功率場效應晶體管（MOSFET）、絕緣柵雙極性晶體管（IGBT） 等。自關斷器件在逆變器中的應用大大提高了逆變電源的性能，逆變器采用口關斷 器件的好處是：簡化了主電路。由于自關斷器件不需耍換流電路，因而主電路得以簡化、 成本降低、可靠性提高。提高了性能。由于自關斷器件的使用，使得開關頻率得以提高，使得逆變 橋

14、輸出電壓中低次諧波的頻率比較高，因而使輸出濾波器的尺寸得以減小，使得逆 變電源的動態(tài)特性及對非線性負載的適應性得以提高。在口關斷器件中IGBT以其 開關頻率高、通態(tài)壓降小、驅動功率小、模塊的電壓電流等級高等優(yōu)點已成為屮小 功率逆變器的首選器件，IGBT逆變電源已成為屮小型逆變電源的主流。第三代逆變電源的特點是采用了實時反饋控制技術，使逆變電源的性能得到提 高。實時反饋技術是針對第二代逆變電源對非線性負載的適應性不強及動態(tài)性不好 的缺點提出來的，它是近十年來發(fā)展起來的新型電源控制技術，目前仍在不斷的完 善和發(fā)展之屮，實時反饋控制技術的采用使逆變電源的性能有了質的飛躍。（2）逆變電源的基本概念圖1

15、1所示為典型的交流輸入、輸出隔離型逆變電源主電路的基本構成。從圖 中可以看出，逆變電源中的能量轉換過程是：輸入的工頻交流電經過整流電路成為 直流電，直流電通過逆變電路變?yōu)榻涣餍盘朠WM波，其基波頻率是逆變電源的輸 出頻率，該信號經輸出變壓器隔離，再經LC濾波器濾成正弦波。這一能量轉換、 傳遞的過程通常表示為AC-DC-ACo直流輸入、輸出隔離型的逆變電源結構與圖1. 1 基本相同，只是不再需耍輸入端的整流電路，能量轉換傳遞的過程可表示為DC-ACo在逆變電源中，逆變器及其控制是逆變電源的核心3。圖1.1 典型的逆變電源主電路逆變電源是i種交流輸出電源，按照輸出電壓的和數分類，逆變電源可以分為

16、單相逆變電源和三相逆變電源。三相逆變電源按照輸出有無中線又可分為三相四線 制逆變電源和三相三線制逆變電源。按照逆變電源的額定輸出功率來分，逆變電源 乂可分為小容量逆變電源（0.5kVAlOkVA）、屮等容量逆變電源（lOkVA5OkVA） 及大容量逆變電源（5ORVA以上）。本課題所研究的逆變電源屈于三和四線制中頻 逆變電源。（3）逆變電源的特點逆變器之所以能得到廣泛應用，是因為它能實現以下功能：其一，變頻，逆變 電源能將市電轉換為用戶所需頻率的交流電；其二，變相，逆變電源能將單相交流 電轉換為三相交流電，也能將三相交流電轉換為單相交流電；其三，逆變電源能將 直流電轉換為交流電；其四，逆變電源

17、能將低質量的市電電壓轉換為高質量的穩(wěn)壓 穩(wěn)頻的交流電壓。另外它還具有許多特點：靈活地調整輸出電壓或者電流的幅值和頻率通過控制回路，可以控制逆變電路的工作頻率和輸出時間比例，從而使輸出電 壓或者電流的頻率和幅值按照人們的意愿或者設備工作的要求來靈活的變化。蓄電池屮的直流電轉換成交流電或者其他形式的直流電這種轉換的用途也很廣泛，如不間斷電源設備在電網停電時，將莆電池中的直 流電逆變成交流電，供計算機等設備使用，不間斷工作，從而不會造成太人損失。 再如程控交換機二次電源是一種DC/DC變換器，它把蓄電池中的（或者一次電源 送來的）直流電變換成其他形式的交流電，它不會因為交流電網停電或者劇烈變換 而影

18、響設備正常運行。明顯地減小用電設備的體積和重量，節(jié)省材料在很多用電設備屮，變壓器和電抗器在很大程度上決定了其體積和重量。如呆 采用開關管來進行變壓變頻，將大大減小設備的體積和重量，同時也節(jié)約了制作變 壓器的銅材和磁性材料。高效節(jié)能高效節(jié)能主要體現在電動機變頻調速代替恒轉炬、電動機制動時的有源逆變代 替功耗電阻、提高功率因數、減小變壓器體積的同時也減小了變壓器的功耗。動態(tài)響應快、控制性能好、電氣性能指標好出于逆變電路的工作頻率高，調節(jié)周期短，使得電源設備的動態(tài)響應或者說動 態(tài)性能很好。具體表現為：對電網波動的適應能力強（源效應好），負載效應好， 啟動沖擊電流小，超調量小，恢復時間快，輸出穩(wěn)定，紋

19、波小等。保護快由于逆變器工作頻率高、控制速度快，對保護信號的反應也快，從而增加了系 統(tǒng)的可靠性。（4）衡量逆變電源性能的指標衡量逆變電源性能高低的主要有：輸出電壓品質；電磁兼容性；效率；噪音。下面主要討論前兩個指標：輸出電壓品質輸岀電壓品質由以下特性來衡量：穩(wěn)壓特性：指穩(wěn)態(tài)輸出電壓有效值的穩(wěn)定度。輸入電壓的變化和負載的變化 是引起輸出電壓變化的兩大因素。-般用電壓穩(wěn)定度來衡量穩(wěn)壓特性穩(wěn)頻特性：指穩(wěn)態(tài)時輸出電壓頻率的穩(wěn)定度。用頻率穩(wěn)定度來衡量。波形特性：指穩(wěn)態(tài)時輸出電壓波形的特性。一般用以下四個指標來評價：總諧波含量：指除去基波分量外各次諧波的方均根電壓與基波電壓有效值之 比；單次諧波含量：指某

20、一次諧波電壓有效值與基波電壓有效值Z比;波峰系數：指電壓峰值與有效值之比；偏離系數：指波形對基波相應點的偏離值與基波峰值Z比。動態(tài)特性：當負載突變或輸入電壓突變時，輸出電壓波動越小，調整時間越 短，說明逆變電源的動態(tài)特性越好。電壓調整特性：指輸出電壓幅度的波動特性。用電壓調整輛的大小來衡量。 電壓調整量是指穩(wěn)態(tài)輸出電壓峰值包絡線的最高電壓與最低電壓之差。相移及不平衡：對于三相逆變電源，對三相輸出的電壓的相位差及幅值Z差 有要求。理想情況下，三相輸出電壓的相位差應互差120,幅值和等。電磁兼容性電磁兼容性又稱EMC (Electromagnetic Compatibility),是指干擾可以在不

21、損害 信息的前提下與有用信號并存。國外曾對EMC的定義提出過各種見解，相互之間 略有差別，其中D.White所提出的定義最為貼切：EMC是指裝置或系統(tǒng)在其設置的 預定場所投入運行時，具有既不受周圍電磁環(huán)境的影響，又不影響周圍環(huán)境，也不 發(fā)生性能惡化和誤動作，而能按設計要求正常工作的能力。對于逆變電源來講，電 磁兼容性是否符合要求要看以下兩個方面：其一，能否不受周I韋I電磁環(huán)境的影響， 在所處的電磁環(huán)境中長期穩(wěn)定可靠的運行；其二，是否不干擾其它設備正常工作。逆變電源的發(fā)展趨勢高性能化高性能是指輸出電壓特性的高性能，它主要體現在以卜幾個方面：穩(wěn)壓性能好?？蛰d及負載時的輸出電壓有效值要穩(wěn)定；波形質量

22、高。不但要求空載時的波形好，帶載時波形也耍好，對非線性負載 的適應性要強；突加突減負載時輸出電壓的瞬態(tài)響應特性好；電壓調制量??；輸出電壓的頻率穩(wěn)定性好；對于三相電源，帶不平衡負載時相電壓失衡小。輸出電壓的高性能是用電設 備對逆變電源的要求，控制方式的改進是逆變電源達到高性能的主要手段。模塊化模塊化意味著用戶可以方便的將小容量的模塊化電源任意組合，構成一個較大 容量的逆變電源。模塊化需耍解決逆變電源Z間的并聯問題，逆變電源的并聯要比 直流電源的并聯復雜，它面臨著負荷分配、換流補償、通斷控制等多方面的問題。小型化在逆變電源屮，決定整個裝置體積和重量的部分是變壓器和LC濾波器，變壓 器可能放在輸入部

23、分，也可能放在輸出部分，起電壓隔離或電壓卩配的作用；LC 濾波器用于消除PWM波中的高次諧波，濾波器的尺寸與PWM波的頻譜特性有關。 要使逆變電源小型化，可以采用的方法有三種：提高開關頻率，使濾波器小型化；采用新的PWM控制方式，優(yōu)化逆變橋輸出PWM波的頻譜，使濾波器小型 化；用高頻變壓器實現電壓的隔離和I兀配，替代輸入或輸出的低頻變壓器，實現 變壓器的小型化。替代的方式有兩種，一種是在直流部分加入高頻DC/DC變換器 來實現電壓的隔離和匹配：一種是采用高頻逆變方式產生高頻PWM波，然后用周 波變流器將高頻電壓轉化為低頻電圧。高輸入功率因數化對于交流輸入的逆變電源，中間環(huán)節(jié)直流電源一般由二極管

24、整流獲得，輸入功 率因數不高。提高整流側的輸入功率因數不僅可大大捉高逆變電源對輸入電能的利 用率，而且可以克服逆變電源對電網產生諧波污染的缺點。數字化數字化是指控制器的數字化，數字化具有參數容易整定、控制器參數不易變化、 可靠性髙、靈活性大、價格便宜、保密性好等優(yōu)點。逆變電源的數字化需要解決數 字控制器易受干擾這一問題。智能化一個智能化的逆變電源除了能夠完成普通電源的所有功能外，還應具有以下功 能：對運行屮的逆變電源進行監(jiān)測，隨時將采樣點的狀態(tài)信息送入計算機進行處 理，一方面獲取電源工作時的有關參數，另一方面監(jiān)視電路中各部分的狀態(tài)，從中 分析電路中各部分工作是否正常；在逆變電源發(fā)生故障時，根據

25、監(jiān)測的結果，進行故障診斷，指出故障的部 位，給出處理方法；自動顯示所監(jiān)測的參數，有異?；虬l(fā)生故障時，可以門動記錄有關異常或故 障的信息；按照技術說明書給出的指標，自動定期的進行自檢，并形成自檢記錄文件；能夠用程序控制逆變電源的啟動和停止，實現無人值守的門動操作；具有信息交換功能，可以隨時向上位機輸入信息，或從上位機獲取信息。2全文主要內容及安排本文主要研究如何將380V/50HZ交流山電轉換成115V/400HZ的穩(wěn)壓穩(wěn)頻交流 電，供雷達或飛機使用，前面已經詳細介紹了逆變電源技術的發(fā)展概況，基本原理, 特點以及發(fā)展前景，在接下來的幾章中，將具體介紹這一逆變電源的設計思路及其 各個部分的電路原理

26、圖。具體主要內容安排如下：木裝置設計的核心原理是正弦脈寬調制技術(SPWM),利用SPWM實現變 壓變頻，具體的工作原理將在第二章做出詳細的介紹；另外，輸出波形控制技術已 經越來越成為當今電力電子裝置研究的熱點，如何才能保證輸出標準的、波形沒有 發(fā)生畸變的正弦波呢，這一問題也會在第二章給出答案。核心技術介紹之后，將會進行系統(tǒng)主屯路的介紹，根據AC-DC-AC的變換規(guī) 律，主屯路的設計包括整流部分和逆變部分兩大塊，由于輸出屯壓的有效值為定值, 因此整流部分可以用一個三相整流橋完成，輸出直流電壓為恒運值。系統(tǒng)的主耍部 分為PWM逆變，在第三章里，文章系統(tǒng)介紹了逆變器的控制電路、驅動電路、保 護電路

27、等，另外，還介紹了保證逆變正常運行的緩沖電路，濾波電路等等。各個部分的電路圖已基木給出，最后進入裝置的運行調試階段，木文給出了 調試過程中的特性波形，并對之進行了分析，而且還針對于調試過程中遇到的問題 進行了討論。二核心知識介紹1正弦脈寬調制（SPWM）技術PWM技術的理論依據是慣性對象脈沖響應的“沖量等效”現象。簡言之，形 狀不同但沖量（幅值對時間的積分，即波形的“面積”）相等的窄脈沖激勵信號丿施 壓于具有慣性的對彖如低通濾波器時，它們所獲得的響應基本相同。因此，可將期 望輸岀的正弦電壓波形假想成曲一組等寬不等幅的片段組合而成，然后用一組沖量 對應相等等幅不等寬（即脈沖寬度調制一一PWM）脈

28、沖將它們依次代替。后者可 以由電子開關的通斷控制實現。頻譜分析表明：PWM脈沖電壓具有與理想正弦電 壓相一致的基波分量，而其最低次諧波的頻率可以提高到PWM調制頻率（即開關頻 率，對應于每基波周期的脈沖個數）附近。因此，開關頻率足夠高時。利用較小的濾 波器就可以將其屮的諧波濾除。此外，只要同比地改變PWM脈沖寬度，還可以平 滑地調節(jié)輸出電壓的基波幅值。依據上述原理，可將任意波形用一系列沖量相同的窄脈沖進行等效。如圖2.1 所示的一正弦波，可將具N等分，將每一等分中的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都 用一個與此面積相等的等幅而不等寬的矩形脈沖的對稱線和相應的止弦等分的中 線重合。顯然，各個矩形波脈寬

29、是不同的，它們的寬度將按正弦規(guī)律變化。這就是 SPWM控制的理論依據，曲此得到的矩形脈沖序列稱為SPWM波形。對上述等效 調寬脈沖，在選定了分數N后，可以借助計算機嚴格的算出各段矩形脈沖寬度，以 作為控制逆變器開關元件通斷的依據。這種由控制線路按一定的規(guī)律控制開關元件 的通斷，從而得到等效于正弦波的一組等幅不等寬的矩形脈沖的方法稱為正弦脈寬 調制（SPWM）。圖2.1正弦脈寬調制實用屮，人們常采用正弦波與三角波相交的方法來確定各段矩形脈沖的寬度。 如圖2. 2(a)所示，三角波是上下寬度按線性變化的對稱波形，如果任何一條光滑的 曲線與其相交，并令該曲線值大于三角波時輸出高電平，小于三角波時輸出

30、低電平, 那我們就能得到一組等幅的、脈沖寬度正比于改函數值的矩形脈沖，如圖2.2(b)所 示。如果使正弦波和三角波相交，則得到一組矩形脈沖，其幅值為冬(直流電壓的2一半)而寬度按正弦規(guī)律變化，我們稱這里的正弦波為調制波，三角波為載波。圖2. 2 正眩脈寬調制正弦脈寬調制(SPWM)按開關工作方式可分為單極性控制和雙極性控制。與單 極性控制相比，雙極性是指載波極性隨時間不斷地正、負的變化而與調制波的變化 無關。雙極性SPWM逆變器同一橋臂上、下管在調制正弦波的半個周期里始終處 于作狐步式的工作狀態(tài)。如圖2. 3(a)所示當A相調制波仏,均時，gl導通，g4關 斷，使負載上得到的相電壓為匕。=+乞

31、。當ura u時，gl關斷而g4導通，則所以A相電壓s=M)是以+冬和-冬幅值作正、負跳的脈沖波形。同理,2 2圖2. 3(c)如0 = /是由g3和g6交替導通得到的,圖2.3(d)的uco = f(t)是由g5和 g2交替導通得到的。出你。和心。和減，可得逆變器輸出的線電壓波二/，如 圖2. 3(e)所示。1 0 1n11 |nn1 II 1111 1UL %rniwioffw圖2. 3 三相雙極性SPWM波形在SPWM中，%、uBO . uco的“1”電平分別驅動三相上橋臂開關導通,而、Ur。、Uc。的“0”電平分別驅動三個下橋臂開通。同時在電壓矢量控制中，設定上 橋臂開關管導通代表電壓

32、開關矢量“1”，而下橋臂開關導通代表電壓開關矢量為“0”。下面設開關電壓矢量為S=(Sa，Sr,Sc),則由圖2.3可以看出六只開關管共有 八種工作方式,它們分別為:S(0,0,0), S(0,0,l), S(0,l,0), S(0,l,l), S(l,0,0), S(l,0,l), S(1丄0), S(l,l,l)o其中的兩個開關電壓矢量S(0,0,0)和S(l,l,l)代表三個上橋臂同 時通和三個下橋臂同時通稱為“零矢量”，PWM逆變器是“零矢量”工作模式時， 這時電動機與直流電源沒有電流回路。從上述可知一個PWM開關周期兀=1/人， 逆變器的開關工作模式是多種多樣的，其屮零矢量工作模式是

33、兩次，即零矢量工作 模式的頻率是PWM開關頻率的兩倍。本文所介紹的逆變器輸出為三相四線制，因此設計屮采用三相正弦脈寬調制， 即用三相對稱的正弦波心、作調制信號與同一個頻率為力的三角波他進行 調制，就可分別獲得三相對稱的正弦脈沖寬度調制的SPWM波形心八u”、心用， 如果用心、uov .去直接控制三相逆變器的六個橋臂，在逆變器的輸出端就可得到與uou. uov.相似的三相PWM波形?？刂菩盘栃?、叫、的幅值變化,就可改變逆變器的輸出電壓，即改變加于電動機的端電壓有效值;改變調制信號吩、 八 知,的工作頻率，進而改變電動機的同步轉速，實現調速的1=1的。2 PWM波形控制技術概述(1)SPWM波形控

34、制技術發(fā)展概況口八十年代以來，波形控制技術一直是PWM逆變器領域的研究熱點，多年的 研究產生了種類繁多的控制方案。以下做個簡要介紹。 PI控制比例一積分(PI)控制是工程上應用最廣的一類控制器，它實施容易、魯棒性強。 但由于空載的PWM逆變器近似于一個臨界振蕩環(huán)節(jié)，積分作用乂增加了相位滯后, 這樣為保證系統(tǒng)穩(wěn)定，對控制比例P必須有所限制，因此PI的快速性雖相對于均 值反饋有了較人的改善，但仍然不很理想，而且系統(tǒng)對非線性負載擾動的抑制效果 也很茅。PI調節(jié)器無法實現對正弦指令的無靜差跟蹤，所以系統(tǒng)的精度不容易滿足 要求。因此，在采用瞬時反饋控制的方法中P1調節(jié)器是不宜采用的。狀態(tài)反饋控制狀態(tài)反饋

35、控制可以任意配置閉環(huán)系統(tǒng)的極點，有利于改善系統(tǒng)的動態(tài)品質。但在建立逆變狀態(tài)模型時很難將負載的動態(tài)特性考慮在內，所以狀態(tài)反饋控制只能 針對空載和假定的負載進行建模。由于狀態(tài)反饋控制對系統(tǒng)模型參數的依賴性很 強，使得系統(tǒng)在參數和負載發(fā)生變化的時候易導致穩(wěn)態(tài)偏差的出現以及動態(tài)特性的 改變。無差拍控制無差拍控制是在控制對象離散數學模型的基礎上，通過施加精確計算的控制量 來使得被調量的偏差在一個采樣周期時間內得到校正。無差拍控制的顯著優(yōu)勢是快 速性，其最大缺點是對精確數學模型的依賴性.也正是由于它的這個缺點，使得無 差拍控制無法在工程上得到廣泛的應用O滑模變結構控制滑模變結構控制不連續(xù)的開關控制辦法來強

36、迫系統(tǒng)的狀態(tài)變量沿著相平面屮 某一滑動模態(tài)軌跡運動?；Ｗ兘Y構控制具有較強的魯棒性，它對系統(tǒng)的參數變化 和外部擾動不敏感。但對于實際的逆變電源系統(tǒng)，很難找到理想的滑模開關平面。覓復控制重復控制是基于內?？刂圃戆l(fā)展起來的一種控制方法。在重復信號發(fā)生器的 作用下，輸出對輸入信號的逐周期累加。當指令波形與反饋波形不一致時，控制量 幅度會逐周期的無限制的增加。若系統(tǒng)是穩(wěn)定的，則可以使得穩(wěn)態(tài)時波形誤差為零, 即反饋波形和指令波形重合，既沒有幅值偏差也沒有相位滯后。重復控制實施容易、 成本低、效果好，是一種較好的控制方案；其缺點是無法實現短于一個基波周波的 動態(tài)響應。模糊控制和神經網絡控制模糊控制和神經

37、網絡控制同屬于智能控制。與傳統(tǒng)控制方式相比智能控制最人 的好處是不依賴控制對象的數學模型。模糊控制可以實現比常規(guī)方法更好的動態(tài)特 性，但控制精度不高，一般和常規(guī)方法相結合應用。神經網絡控制由于其實現技術 的限制，很難在實際屮取得應用。(2)逆變電源進行波形控制的必要性對于SPWM電壓型逆變電源，為了提高性能，在設計中主要考慮以下兒個要點:減小輸出電壓諧波畸變率，特別是在非線性負載條件下，如整流負載。非 線性負載一般定義為在標準正弦電壓下，電流總諧波大于5%的負載。當逆變器接 非線性負載時，畸變電流在逆變器輸出阻抗上產生諧波壓降，從而在逆變器終端產 生電壓畸變。通常，供屯時輸出電壓的總諧波畸變率

38、，在接線性負載時不得高于3%, 接100%整流負載時不得高于8%。典型情況下，輸出電流的波蜂因T(Vreast Factor, 即電流的峰值與有效值之比)為3時，輸出電壓的總諧波畸變 率不得高于5%。提高系統(tǒng)的動態(tài)性能、靜態(tài)穩(wěn)定度，減小系統(tǒng)的動態(tài)響應時間。提咼系統(tǒng)的過載能力及抗沖擊的能力。另外，從逆變電源的容量岀發(fā)，還要考慮：在功率器件成本（包括電流耐量、電壓耐量以及開關器件數量等）一定的 情況下，SPWM的直流電壓利用率越高，則SPWM逆變電源的單機容屋可以做得 越大。對于需要多機并聯運行擴大總容量的電源，其控制電路應能方便的設置均 流電路。上述幾點都涉及到逆變電源的波形控制技術。圍繞波形控

39、制技術，H前研究工 作主要集中在以下兩個方面：高質量正弦波生成技術的研究利用PWM控制降低逆變電源諧波含量是目前最普及的技術，在中小功率逆變電 源屮得到了菲常廣泛的應用。PWM控制原理簡單而月.易于實現，它通過優(yōu)化選擇開 關角抑制輸出波形屮含量較大的低次諧波。并采用輸出濾波器濾除高次潛波，從而 得到高質量的交流正弦輸出波形。高頻全控開關器件開關頻率的提高大大提高了諧 波頻率，使效果良好的輸出高頻濾波器的設計與實現更容易，有力地推動了 PWM術 的發(fā)展。國內外有代表性的PWM正弦波形成技術主要有：采樣PWM（口然、規(guī)則、不 規(guī)則）、優(yōu)化PWM、空間矢量法PWM （磁通法）、諧波注PWM 了、隨機

40、PWM等。由于PWM 一般要求較高開關頻率才能有效降低諧波，因而限制了在大功率逆變 電源屮的應用。由于H前大功率開關器件開關速度有限，即使能采用高頻PWM控制, 功率器件的開關損耗也難以接受。因此，大功率開關電源多采用波形重構技術。所 謂波形重構，就是在主電路上采用幾個逆變器，使它們的輸出屯壓在相位上錯開一 定角度進行疊加，從而獲得接近于正弦波的階梯波形，減小諧波含量。通常，波形 重構的級數越多，諧波含量就越小，而月由于采用多個逆變黠擴容，使單個逆變器 的容量耍求降低，但是主電路相應復雜，也增加了控制難度。以下方法都是基于以下前提：負載為線性；PWM為理想的比例放大環(huán)節(jié)；輸出 濾波器參數恒定。

41、基于該假設的模型稱為理想化模型。在這一前提下，這些方法在 開環(huán)卜均可取得預期的輸出波形，只是在實現、分析等方面的難易程度上有較人差 別。以下PWM技術著重機理研究。實際系統(tǒng)中，山于對輸出波形的靜態(tài)精度（幅值 和相位）和動態(tài)性能（響應速度和收斂速度）有要求，它們必須結合適當的閉環(huán)控制 方能滿足這些要求。閉環(huán)PWM反饋控制技術的研究所有的逆變器的目標是在各種負載條件卜和II舜態(tài)情況F,保證標準的正弦輸岀。因此對實際的逆變電源系統(tǒng)而言，高質量的輸出波形有兩方面的指標要求：穩(wěn)態(tài)精度高，包括THD值小，基波分量相對參考波形在相位和幅度上無靜 差；動態(tài)性能好，即在外界擾動下調節(jié)快，輸出波形變化小。過去，逆

42、變器依 賴于開環(huán)前饋控制產正弦波，同時，用相對較慢的輸出電壓有效值反饋控制幅值。 雖然這種形式的控制器可以保證標準的輸出電壓有效值，但在負載突變時響應極慢 （兒個輸岀周波），且在非線性負載條件下會產生極大的畸變?，F在，各種反饋控制 技術被用來控制輸出電壓瞬時值，而不再是有效值?！八矔r”控制器提供了許多優(yōu) 良的特性，包括快速（次周波）瞬態(tài)響應，低諧波畸變率，優(yōu)良的擾動抑制能力?？偟膩砜?，閉環(huán)PWM可以當作調節(jié)器設計或波形跟蹤問題來處理常規(guī)的PID 調節(jié)器用于恒值調節(jié)（直流量）時，根據內模原理曲于t趨于無窮時時閉環(huán)增益趨于 無窮可以實現靜態(tài)無差跟蹤，通過配置合適的極點?？梢缘玫綕M意的動態(tài)性能。對

43、逆變系統(tǒng)而言，參考信號為屮、低頻正弦波，無論是在線性負載還是非線性負載條 件下均不滿足恒值調節(jié)條件，難以達到較高的性能指標，因此其設計相應要夏朵得 多。所以，八十年代以來研究的焦點主要集中在選擇和設計合適的調節(jié)器方面。三 逆變器硬件實現及參數設計本章詳細的給出了 SPWM控制方式下中頻逆變器的主電路、控制電路、驅動 電路和保護電路的設計和及其參數的選擇。1設計冃標輸入交流電壓：三相三線制380V/50HZ輸出交流電壓：三相四線制115V3%輸出交流頻率:400Hzl%輸出額定電流：29A交流輸出功率：額定lOkVA連續(xù)工作8小時，2分鐘內允許過載50%, 5秒 鐘內允許過載100%負載功率因數

44、：cos0 = O.81.0總諧波畸變率:THD3% （線性負載）,波峰系數在1.41+0.1范圍內 電壓及相位不平衡：不平衡電流達15%時，各相電壓最大偏差為3V。2方案論證本課題采用的是全橋逆變主電路結構及SPWM雙極性硬開關調制方式。下面對方 案進行簡單的分析論證。主電路原理圖如圖3.1所示。輸入380V交流電壓，經過三相不控整流屯路后， 變成幅值約為531V的直流電壓，逆變電路采用全橋結構，輸出電壓再經過LC濾波 和降壓隔離變壓器，最后得到115V的交流電壓。針對木裝置的設計要求，選用IGBT 作為逆變電路的開關器件，緩沖電路采用簡化形式的Jung關斷緩沖電路。對于波形畸變率T1IIX

45、3%的高要求，采用電壓平均值反饋和瞬時值波形反饋相結 合的技術可以達到。3系統(tǒng)主電路的設計木裝置主電路原理圖如圖3.1所示，它主要包括：三相不控整流器，PWM逆變 器、輸出濾波，隔離變壓器等。圖3. 1 主電路原理圖如圖3.1所示，圖屮K和R構成預充電網絡；C1C4為濾波電容，用來抑制直 流電壓的脈動，達到濾波的fl的；霍爾元件（HL）為失控保護電路提供電流取樣信 號；與IGBT并聯的二極管D1D6為續(xù)流二極管；二極管D、電阻R及電容C組成 IGBT的并聯緩沖電路；C”具有隔直作用，另外它與厶一起構成對于基波阻抗為零, 而對于高次諧波阻抗為無窮大的電路，從而阻止高次諧波通過；厶）、C（）為交流

46、濾 波網絡，作用也是慮除輸出電壓中的高次諧波；隔離變壓器原邊接成三角形，副邊 接成星形，達到輸出三相四線制交流電壓的H的，另外變壓器具有降壓作用，使輸 出電壓有效值達到115V。（1）預充電電路原理介紹PWM逆變器輸入電壓，一般都希望是恒定的（除蓄電池作直流電源外），因此整 流后的貯能電容-般都在幾千微法以上，電源合閘時，貯能屯容的充屯電流很大， 有可能危害整流器的整流元件。電源剛剛投入時，穩(wěn)壓電源正在建立的過程中，各種邏輯功能與保護電路都述 處在準備過程當屮。這個時候基極驅動電路的獨立隔離電源在建立的過程當屮，有可能產生附加的驅動信號，使功率開關元件開通，造成逆變器的上下橋臂直通。若 是主電

47、路凹路沒有抑制措施，則直通電流將產生破壞性故障，因為齊種保護功能都 還處在準備階段，無法執(zhí)行。其屮最易受害的是功率開關元件。木裝置采用小型接觸器和電阻元件(如圖3.1所示)來實現主電源的軟起動。 電源合閘時，接觸器K的電源尚未建立，其常開觸點K1斷開，整流橋通過電阻R 給電容C1C4充電，防止上電時電容承受過大的電流沖擊而被損壞。通過一段時間 Z后，當電容充電到足夠電壓值，K1閉合，將電阻R短路，軟起動完畢?；魻栐斫榻B霍爾電流傳感器模塊，乂稱LEM模塊，是利用磁場平衡原理工作的。它的主要 特點是主電路冋路所產生的磁場隨時被一個副邊線圈所產生的磁場進行補償，使霍 爾元件始終處于零磁通的條件

48、下工作。磁平衡時：Np 片=Ns Is (11)其中匚為被檢測電流，Np為導線匝數，仏為LEM模塊內部線圈匝數，人為流 過檢測電阻心的電流。厶能快速反應b的變化，跟隨時間僅為1川。它能檢測交、 直流和脈沖電流，具有與被測電流絕緣、響應速度快等優(yōu)點。本裝置共安裝了四個霍爾元件，其中一個安裝在直流母線上，為失控保護電路 進行電流檢測，另外三個安裝在隔離變壓器輸出端，為過流保護電路進行電流檢測。 過流是比較嚴重的故障，會對元件造成不可挽回的損失，因此一定要保證霍爾元件 的正常工作。逆變電路拓撲結構介紹實現從直流到交流的逆變主電路結構型式主要有三種：半橋式、全橋式及推挽 式。以單相逆變器為例，圖3.

49、2給出了這三種逆變型式的拓撲結構。三種結構各有 優(yōu)缺點：半橋電路的缺點是電壓利用率低，因為在半橋輸出端兩點上屯壓波形幅值僅為 直流母線屯壓值的一半，即Ud/2o但在半橋式屯路屮，可以利用兩個大電容充放屯 之間長短的不同，口動補償不對稱波形的，這是半橋電路特有的一大優(yōu)點。全橋式電路和推挽式電路的電壓利用率是一樣的，均比半橋電路人一倍，這是其最大的優(yōu)點。但是他們存在變壓器直流不平衡問題，這可以通過在控制系統(tǒng)屮采 取措施得到解決。（8）半橋式（b）金橋式圖3. 2逆變器的三種拓撲結構（4）緩沖屯路原理介由于在T作過程中IGBT開關速度快，開關頻率高，關斷過程中1GBT的C、E 兩極有可能會產生危險的

50、過電壓，若它的電壓尖峰超過器件的電壓額定值，將瞬間 燒毀器件，即電壓擊穿。在關斷故障電流的時候，最容易產生電壓擊穿現象，因為 在這種情況下將出現很大的屯流下降率。主電路圖屮與開關管和續(xù)流二極管并聯的 R、D、C組成的電路的主要作用就是消除開關元件狀態(tài)轉換過程中所產生的尖峰電 壓（即開關過電壓），而且可以避免器件的二次擊穿和抑制電磁干擾，同時還將部 分開關損耗轉移到吸收電路里來，從而減輕了開關元件的功率損耗。這樣的電路稱 為關斷吸收緩沖電路（Snubbcr）o本逆變器所選用的為簡化形式的Jung關斷緩沖電路，該緩沖電路在人電流逆變 器屮廣泛使用，其屯路圖如圖3.3所示，在該緩沖電路屮，功率管VT

51、1導通和關斷 過程如下：圖3. 3 緩沖電路-VT1導通進入穩(wěn)態(tài)后，VT1流過負載電流, t/q=O, Uc2 = Ud ；給VT1施加關斷控制信號后，VT1轉入恢復阻斷能力過程。由于電路中寄生 電感的存在，負載電流匚不能突變，VT1集射極電壓升高，0導通，部分負載電流 轉移為G的充電電流，VT1 電流減少。VT1完全恢復阻斷能力，集射極電壓高于Ud, 0正向偏置，由于延時作用未 能導通，G仍過充電而流過負載電流匚，同時導通，直流母線對C?過充電。G和C?仍過充電，q開始續(xù)流，負載電流匚開始由上橋臂向下橋臂換流；2實現完全續(xù)流，2仍然導通，G和C2上過充電能量經R能耗，部分冋饋 到直流母線；G

52、和C?放電完畢，負載電流匚全部流過2。此時進入續(xù)流穩(wěn)態(tài)，UC = UC2 = Ud o當VT1再次導通時，首先VT1與2間進行換流，VT1上電流增大，2上電 流減小，同時還存在兩個電流回路，一個是G、Q和vti構成的g的放電回路； 另一個是直流母線、限流電感厶、VT1、c2和G構成的G放電而C2充電的冋 路，在此工作狀態(tài)F, VT1上會出現最人電流；最后VT1與0間的換流結束，G放電結束，t/q=0, C2過充電的能量經R 部分損耗，部分冋饋到直流母線，這時VT1上流過負載電流匚，C/c,=0, UC2 = Ud.該關斷緩沖電路中功率管VT2的導通即關斷過程如下：VT2導通后進入穩(wěn)態(tài)，VT2流

53、過負載電流匚，Uc、= Uc2 = Ud ；給VT2施加關斷控制信號后，VT2轉入恢復阻斷能力過程。由于電路中寄生 電感的存在，負載電流匚不能突變，VT2集射極電壓升高，Q導通，VT2上電流減 小，部分負載電流轉移為G的放電電流，此放電電流一部分為C?過充電流，另一 部分經R流過，在R上產生損耗，同時向直流母線回饋能量；VT2完全恢復阻斷能力，集射極電壓高于Ud,卩正向偏置，由于延時作用未 能導通，C|放電或反向充電而流過負載電流J , C?仍過充電，R上仍有電流回饋入 直流母線；開始續(xù)流，負載電流匚開始由下橋臂向上橋臂換流。G仍放電或反向充電 而流過部分負載電流匚，G仍過充電，R上仍有電流回

54、饋流入直流母線；0實現完全續(xù)流，6導通，G上反向充得得能量經u、 G構成放電冋 路放掉，C2過充的能量經R部分消耗，部分冋饋到直流母線； G和G放電完畢，負載電流匚全部流過0。從而進入p續(xù)流穩(wěn)態(tài)，此時 U(： =0,Uc2 =Ud；當VT2再次導通時，首先VT2與卩間進行換流，VT2上電流增大，0上屯流 減??；同時0導通，直流母線、限流電感厶s、2、G、2構成的回路對G充電, 最后進入穩(wěn)態(tài)，VT2流過負載電流J, Uc =U(2 =Ud。此種緩沖電路當VT1關斷時阻尼電容為C,VT2關斷時阻尼電容為G和C2串連, 要保證VT1和VT2的關斷能力基本相同，則要求的容量盡量人，一般C?應比G人 1

55、0倍以上。該電路的優(yōu)點是：功率管關斷損耗能轉移到吸收電路上，且可有效地抑 制浪涌電壓，儲能人部分先轉移到C2,然后一人部分回饋到直流母線，G儲 能一小部分消耗在R,緩沖電路能耗相當小，僅為G儲能的C|/(C| + C2)。隔離變圧器變比的選擇由于三相不控整流后的直流母線電壓值為：其中6“為輸入電壓有效值。之后考慮死區(qū)、濾波電感上的壓降和管壓降的影響10%, PWM波的基波電壓有效值為:(3-3)(3-4)U、= 0.9 x 514.8V =463.329由于輸出電壓有效值為115V,因此選取降壓變壓器，其變比為:“2實際選用K=4.主開關器件的選擇設備技術指標中要求逆變器能承受150%額定負載

56、2分鐘，此時變壓器的付方 電流為： TOC o 1-5 h z P = 1OXCOS0 = 10 x0.8 = SkW(3-5);_PsM_ = 26Acf 2t/2cosI2 = J(1.5x，2)2 + = 50.7A(3-7)變壓器原方電流峰值為：Im =2ljK = 7.9A(3-8)考慮IGBT開通時，在二極管反向恢復時間Az = 0.2內，將產生一個上下共通 的尖峰電流，在空心電感L. = 2/H時，產生的電流沖擊為：(3-9)込 514.7x0.2亠5脅02 pH所以開關管的電流峰值為：(3-10)IT =17.9 + 51.47 = 69.37/1另外考慮并聯緩沖引起的附加電流

57、，最后選擇100A的IGBTo4控制電路的設計本裝置控制系統(tǒng)方框圖如圖3. 4所示。圖3. 4 控制方框圖控制電路主要包括基準正弦波發(fā)生器、PI調節(jié)器、SPWM信號產生電路、死區(qū)設 置電路等。下面對每一個部分作詳細的介紹。（1）標準正弦波發(fā)生電路圖3.5標準止弦波發(fā)牛電路電路原理圖如圖35所示。在EPR0M2732屮存放一個周期正弦波數據,Dl(CD4040) 將標準止弦掃描頻率變成地址掃描信號送到EPR0M2732的地址線上，將EPR0M2732 屮存放的數據依次送到D/A轉換器DAC0832,由DAC0832將這些數據轉換成模擬信 號(正弦波)，再經運算放大器LF356處理后變成正負對稱的

58、標準正弦波SINEo正 弦波幅值大小由給定信號Vc決定，給定信號控制系統(tǒng)調節(jié)器的輸出。死區(qū)設置電路設置死區(qū)的原因開關元件的狀態(tài)轉換，不可能在瞬間完成，都要經過元件的開關時間才能完成 狀態(tài)轉換。元件關斷時，要經歷元件的關斷時間Q之后，元件才能進入穩(wěn)態(tài)截止, 完成關斷過程的轉換；元件開通時，也耍經歷元件的開通時間匚，才能完成開關過 程的轉換。PWM逆變器的上、下橋臂開關的工作邏輯，即驅動信號的邏輯關系p咖， 從宏觀上說是互補關系，上橋臂開通時，下橋臂是關斷的。反之，下橋臂開通時， 上橋臂是截止的。很明顯，如果上、下橋臂的驅動信號是這種嚴格的互補倒相關系 的話，那么在上、下橋臂開關狀態(tài)轉換時，就會產

59、生上、下橋臂直通的現象。因此 上下橋臂的驅動信號一定要設置一定死區(qū)時間。圖3. 6 PWM逆變器的上下橋臂及驅動波形如圖3. 6中所示的即為死區(qū)時間。也是就說當VT1關斷后，VT2要經歷則 這樣的一段時間后才導通，從而避免上下橋臂發(fā)生直通現象。死區(qū)時間數值的大小, 與開關元件的開關時間f曲有關，而元件的加與負載的性質有關，與開關元件的工作結溫有關，同時還與柵極隔離放大電路所產生的延遲有關，死區(qū)時間要大于關斷 時間心。死區(qū)電路的設計如圖3. 6所示，正弦波和三角波經過交截電路Z后變成PWM調制波（如圖3. 7a 點所示），之后這一信號通過非門變成嚴榕互補的兩路信號，一路都經由RC積分電 路，變成

60、如圖3. 7c點所示波形，另一路也經由RC積分電路，到達b點時的波形與 c點相反，之后兩路互補信號再經由4538單穩(wěn)觸發(fā)器和三與門，變成為具有一定死 區(qū)時間的驅動信號，如圖3. 7屮4073 （9、10）腳所示。死區(qū)時間由RC積分電路的 時間常數確定。本裝置設置的死區(qū)時間約為5“$。圖3. 8 各點波形PI調節(jié)電路和瞬時波形反饋環(huán)節(jié)如圖39所示，輸岀交流電壓反饋經過全橋整流濾波后，得到直流電壓作為平 均值反饋。進入P1比例積分調節(jié)器，與給定的電壓平均值進行調節(jié)，輸出結果作將逆變器輸出交流電壓反饋與標準正弦波相比較，取其誤差經放人形成誤差正 弦波送至SPWM形成電路去控制并校正逆變器輸出電壓的波