CT-EE8樊昌信《通信原理》(第六版)課件

1、通信原理電子信息工程學(xué)院 郎百和第八章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術(shù)通信原理2引 言單載波調(diào)制：恒定包絡(luò)調(diào)制FSK、PSKOQPSK、/4-QPSK、MSK、GMSK 非恒定包絡(luò)調(diào)制ASKQAM多載波調(diào)制：OFDM3目 錄8.1 偏移四相相移鍵控OQPSK8.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 8.3 最小頻移鍵控MSK8.4 高斯最小頻移鍵控GMSK8.5 正交幅度調(diào)制QAM8.6 正交頻分復(fù)用OFDM48.1 偏移四相相移鍵控OQPSK模擬恒包絡(luò)調(diào)制FM/PM，利用限幅去除干擾（引起的幅度變化）數(shù)字恒包絡(luò)調(diào)制調(diào)制信號(hào)帶寬無限，而實(shí)際的信道帶寬總是受限。QPSK數(shù)字調(diào)制存在的問題I、Q數(shù)據(jù)同時(shí)變化時(shí)，存在

2、相位跳變現(xiàn)象，通過帶限濾波后，引起包絡(luò)起伏及包絡(luò)瞬時(shí)間通過零點(diǎn)。包絡(luò)起伏經(jīng)過非線性器件(HPA, PM/AM效應(yīng))、非線性特性信道會(huì)引起旁瓣增生，導(dǎo)致頻譜擴(kuò)散，增加鄰信道干擾。限制了效率較高的非線性HPA使用。58.1 偏移四相相移鍵控OQPSKQPSK與OQPSK星座變化圖78.1 偏移四相相移鍵控OQPSKOQPSK： Offset QPSK消除QPSK調(diào)制下相位跳變現(xiàn)象OQPSK信號(hào)表示式其中碼型an、bn的取值為+1或-1對(duì)應(yīng)1或0；波形g(t)函數(shù)；A為載波幅度；Tb為輸入二進(jìn)制信息周期， Tb=TS /2。88.1 偏移四相相移鍵控OQPSKQPSK + raised cosine

3、 filter (r=0.5)108.1 偏移四相相移鍵控OQPSKQPSK星座圖不同信噪比118.1 偏移四相相移鍵控OQPSKOQPSK相位變化情況128.1 偏移四相相移鍵控OQPSKOQPSK信號(hào)的波形與QPSK信號(hào)波形比較 a1a3a5a7a2a6a4a8a2a4a1a3a5a7a6a814OQPSK的調(diào)制、解調(diào)原理15目 錄8.1 偏移四相相移鍵控OQPSK8.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 8.3 最小頻移鍵控MSK8.4 高斯最小頻移鍵控GMSK8.5 正交幅度調(diào)制QAM8.6 正交頻分復(fù)用OFDM178.2 /4四相相移鍵控/4QPSK /4四相相移鍵控/4QPSK又記/4

4、DQPSK已調(diào)信號(hào)的信號(hào)點(diǎn)從相互偏移的兩個(gè)QPSK星座圖中交替選取。最大相位跳變是/4或 3 /4。優(yōu)點(diǎn)：相鄰碼元至少有/4相位變化(總有相位變化)，有利于接收端提取碼元同步。相鄰碼元間總有相位改變、最大相移為135，比QPSK的最大相移小。通過頻帶受限的系統(tǒng)傳輸后，包絡(luò)起伏較小。188.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 設(shè)已調(diào)信號(hào)令令前一碼元的兩正交信號(hào)為則當(dāng)前碼元信號(hào)可表示為198.2 /4四相相移鍵控/4QPSK Ik, Qk與k的對(duì)應(yīng)關(guān)系IkQkk11/4-113/4-1-1-3/41-1-/4208.2 /4四相相移鍵控/4QPSK /4QPSK調(diào)制器原理圖218.2 /4四相相移鍵

5、控/4QPSK 全數(shù)字式/4QPSK調(diào)制器原理圖228.2 /4四相相移鍵控/4QPSK /4QPSK非相干差分延遲解調(diào)原理圖248.2 /4四相相移鍵控/4QPSK /4QPSK鑒頻器檢測原理圖258.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 最大相位變化45或135，/4QPSK有比QPSK更小的包絡(luò)波動(dòng)和比GMSK更高的頻譜利用率。功率效率高，能有效地提高頻譜利用率，增大系統(tǒng)容量。在多徑衰落情況下，/4QPSK比OQPSK的性能更好。QPSK和OQPSK只能采用相干解調(diào)， /4-QPSK可以采用相干解調(diào)和非相干解調(diào)。使接收機(jī)實(shí)現(xiàn)大大簡化。/4QPSK用于北美和日本的數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)。 27多

6、進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)編碼方式：abkA方式B方式009013501045112703151018022528多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的產(chǎn)生29多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)碼變換器：輸入ab和輸出cd二進(jìn)制碼元“0” 和“1”與相乘電路輸入電壓關(guān)系：二進(jìn)制碼元“0” “1”二進(jìn)制碼元“1” “1”采用格雷碼的差分編碼邏輯(碼變換器)(1) 當(dāng)(2)當(dāng)只讀存儲(chǔ)器TTakbkckdkdk-1ck-1碼變換器30多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)碼變換器：輸入ab和輸

7、出cd間的16種可能關(guān)系(A方式)當(dāng)前絕對(duì)雙比特碼元與載波相對(duì)相位差前一雙比特相對(duì)碼與載波相位當(dāng)前雙比特相對(duì)碼與載波相位ak bkkck-1 dk-1k-1ck dkk0 000 01 01 10 10901802700 01 01 10 10901802701 090or-2700 01 01 10 10901802701 01 10 10 09018027001 1180or-1800 01 01 10 10901802701 10 10 01 01802700900 1270or-900 01 01 10 10901802700 10 01 01 127009018031多進(jìn)制差分相移鍵

8、控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的相干解調(diào)：極性比較法A方式QDPSK信號(hào)解調(diào)方法bacdA(t)-/4相乘電路相乘電路/4s(t)低通濾波低通濾波抽樣判決抽樣判決并/串變換逆碼變換定時(shí)提取載波提取32多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的相干解調(diào)：極性比較法設(shè)第k個(gè)接收信號(hào)碼元可以表示為 上支路相干載波：下支路相干載波：相乘:上支路：下支路：低通濾波后:上支路：下支路：33多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的相干解調(diào)：極性比較法判決規(guī)則:按照k的取值不同，此電壓可能為正，也可能為負(fù)，故是雙極性電壓。在編碼時(shí)曾經(jīng)規(guī)定：二進(jìn)制碼元“0” “

9、1”二進(jìn)制碼元“1” “1”現(xiàn)在進(jìn)行判決時(shí)，“” 二進(jìn)制碼元“0” “” 二進(jìn)制碼元“1”信號(hào)碼元相位k上支路輸出下支路輸出判決器輸出cd0901802700011011034多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的相干解調(diào)：極性比較法格雷碼的差分編碼邏輯(1) 當(dāng)(2)當(dāng)格雷碼的差分譯碼邏輯(碼逆變換器)(1) 當(dāng)(2)當(dāng)35多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的相干解調(diào)：極性比較法逆碼變換器前一時(shí)刻輸入的一對(duì)碼元當(dāng)前時(shí)刻輸入的一對(duì)碼元當(dāng)前時(shí)刻應(yīng)當(dāng)給出的逆變換后的一對(duì)碼元ck-1dk-1ck dkakbk00001101100011011001001

10、101100011100111001101101100100110001101100110110036多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的相干解調(diào)：差分相干解調(diào)(相位比較法)A(t)-/4相乘電路相乘電路/4s(t)低通濾波低通濾波抽樣判決抽樣判決并/串變換定時(shí)提取延遲T37多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信號(hào)的相干解調(diào)：差分相干解調(diào)(相位比較法)38Perb(dB)多進(jìn)制差分相移鍵控(MDPSK)MDPSK系統(tǒng)的誤碼率性能39目 錄8.1 偏移四相相移鍵控OQPSK8.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 8.3 最小頻移鍵控MSK8.4 高斯最小頻

11、移鍵控GMSK8.5 正交幅度調(diào)制QAM8.6 正交頻分復(fù)用OFDM408.3 最小頻移鍵控MSKMSK(Minimum Frequency Shift Keying)若相位跳變，通過帶限濾波后，引起包絡(luò)起伏及包絡(luò)瞬時(shí)間通過零點(diǎn)。包絡(luò)起伏經(jīng)過非線性器件(HPA, PM/AM效應(yīng))、非線性特性信道會(huì)引起旁瓣增生，導(dǎo)致頻譜擴(kuò)散，增加鄰信道干擾。同時(shí)限制了效率較高的非線性HPA使用。為了滿足在非線性特性的信道中傳輸，并且具有較高頻譜利用率。希望數(shù)字調(diào)制信號(hào)包絡(luò)恒定，信號(hào)相位連續(xù)。MSK稱為最小移頻鍵控，有時(shí)也稱為快速移頻鍵控(FFSK)。所謂“最小”是指這種調(diào)制方式能以最小的調(diào)制指數(shù)(0.5)獲得正

12、交信號(hào)； 而“快速”是指在給定同樣的頻帶內(nèi)，MSK能比2PSK的數(shù)據(jù)傳輸速率更高，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。418.3 最小頻移鍵控MSK最小頻移鍵控（MSK）信號(hào)是一種包絡(luò)恒定、相位連續(xù)、帶寬最小并且嚴(yán)格正交的2FSK信號(hào)。正交2FSK信號(hào)的最小頻率間隔假設(shè)2FSK信號(hào)碼元的表示式為了滿足正交條件，要求428.3 最小頻移鍵控MSK即要求積分結(jié)果假設(shè)1+0 1，上式第1和3項(xiàng)近似等于零，上式簡化：由于1和0是任意常數(shù)，故必須同時(shí)有為了同時(shí)滿足這兩個(gè)要求，應(yīng)當(dāng)令即要求對(duì)非相干接收，當(dāng)取m = 1時(shí)是最小頻率間隔1 / Ts。438.3 最小頻移鍵控MSK假設(shè)初始相位1和0是任意的

13、，它在接收端無法預(yù)知，所以采用非相干檢波法接收。對(duì)于相干接收，則要求初始相位是確定的，可令1 - 0 = 0。則簡化：僅要求滿足對(duì)于相干接收，保證正交的2FSK信號(hào)的最小頻率間隔1 / 2Ts。448.3 最小頻移鍵控MSK最小頻移鍵控（MSK）信號(hào)的表示式：令則 附加相位函數(shù) 第k個(gè)輸入碼元 第k個(gè)碼元的相位常數(shù)，在時(shí)間 中保持不變，其作用是保證在t=kTs時(shí)刻信號(hào)相位連續(xù)。458.3 最小頻移鍵控MSK令則MSK信號(hào)的兩個(gè)頻率分別為f1 和f0的差等于1 / (2Ts)。已經(jīng)證明，這是2FSK信號(hào)的最小頻率間隔。468.3 最小頻移鍵控MSK中心頻率fc應(yīng)選為所以，MSK信號(hào)在每一碼元周期

14、內(nèi)必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍。表示為MSK信號(hào)的兩個(gè)頻率分別為頻率間隔為MSK信號(hào)的調(diào)制指數(shù)為478.3 最小頻移鍵控MSK當(dāng)取N=1, m=0 時(shí)，MSK信號(hào)的時(shí)間波形488.3 最小頻移鍵控MSKMSK信號(hào)的相位連續(xù)性為保證MSK信號(hào)相位在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻是連續(xù)的。由當(dāng)t=kTs，要求可以得到相位約束條件若初始參考值反映了MSK信號(hào)前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系。498.3 最小頻移鍵控MSK附加相位函數(shù)的波形圖508.3 最小頻移鍵控MSK附加相位函數(shù)的波形圖51Ts3Ts5Ts9Ts7Ts11Ts0k(t)8.3 最小頻移鍵控MSK1. MSK附加相位的全部可能路徑圖2. 模2運(yùn)算后的附

15、加相位路徑圖Ts3Ts5Ts9T7T11T0k(t)528.3 最小頻移鍵控MSKMSK信號(hào)的特點(diǎn)：MSK信號(hào)是恒定包絡(luò)信號(hào)； 在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻，信號(hào)的相位是連續(xù)的，以載波相位為基準(zhǔn)的信號(hào)相位在一個(gè)碼元期間內(nèi)線性地變化 /2 ； 在一個(gè)碼元期間內(nèi)，信號(hào)應(yīng)包括四分之一載波周期的整數(shù)倍，信號(hào)的頻率偏移等于 1/4Ts ，相應(yīng)的調(diào)制指數(shù)h=0.5。538.3 最小頻移鍵控MSKMSK調(diào)制所以548.3 最小頻移鍵控MSKMSK的調(diào)制而Ik，Qk不可能同時(shí)改變僅當(dāng)ak ak-1，且k為奇數(shù)時(shí)， Ik才可能改變。但是當(dāng)Ik和ak同時(shí)改變時(shí)， Qk不改變；僅當(dāng)ak ak-1，且k為偶數(shù)時(shí)， Ik不改變， Q

16、k才改變。加權(quán)函數(shù)cos(t/2Ts)和sin (t/2Ts)都是正負(fù)符號(hào)不同的半個(gè)正弦波周期。這樣就保證了波形在第k個(gè)碼元的連續(xù)性。558.3 最小頻移鍵控MSKMSK信號(hào)舉例輸入序列akk01 23456789t(-Ts, 0)(0, Ts)(Ts, 2Ts)(2Ts, 3Ts)(3Ts, 4Ts)(4Ts, 5Ts)(5Ts, 6Ts)(6Ts, 7Ts)(7Ts, 8Ts)(8Ts, 9Ts)ak+1+1-1+1-1-1+1+1-1 1bk+1+1-1-1+1-1-1-1+1+1k0000Ik+1+1+1-1-1-1-1-1-1+1Qk+1+1-1-1+1+1-1-1+1+1568.3

17、 最小頻移鍵控MSKMSK信號(hào)波形 MSK信號(hào)波形相當(dāng)于一種特殊的 OQPSK信號(hào)波形， 其正交的兩路碼元 也是偏置的，特殊 之處主要在于其包絡(luò)是正弦形，而不 是矩形。k(mod 2)akQkIkQksin(t/2Ts)Ikcos(t/2Ts)a1a2a3a4a5a6a7a8a90 Ts 2Ts 3Ts 4Ts 5Ts 6Ts 7Ts 8TTs2Ts578.3 最小頻移鍵控MSKMSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)MSK信號(hào)調(diào)制器原理圖串/并變換輸出的支路碼元長度為輸入碼元長度的兩倍。58v0(t)k(t)8.3 最小頻移鍵控MSKMSK信號(hào)的解調(diào)方法 設(shè)1(t) = 0，在t 2T時(shí)，k(t)的相位可能為

18、0或相乘相干載波cos(st + /2)經(jīng)低通濾波器輸出若在此2Ts期間對(duì)上式積分，若積分結(jié)果為正值時(shí)，說明第一個(gè)接收碼元為“1”；若積分結(jié)果為負(fù)值，則說明第1個(gè)接收碼元為“1”。598.3 最小頻移鍵控MSKMSK信號(hào)延遲解調(diào)法方框圖 圖中兩個(gè)積分判決器的積分時(shí)間長度均為2Ts，但是錯(cuò)開時(shí)間Ts。上支路的積分判決器先給出第2i個(gè)碼元輸出;然后下支路給出第(2i+1)個(gè)碼元輸出。載波提取積分判決解調(diào)輸出MSK信號(hào)2iTs, (2i+2)Ts(2i-1)Ts, (2i+1)Ts積分判決608.3 最小頻移鍵控MSKMSK鑒頻器解調(diào)原理圖MSK信號(hào)相干解調(diào)器原理圖618.3 最小頻移鍵控MSKMS

19、K信號(hào)的歸一化功率譜MSK信號(hào)的功率譜密度更為集中，即其旁瓣下降得更快，對(duì)鄰道的干擾也較小。 628.3 最小頻移鍵控MSKMSK相干解調(diào)性能MSK解調(diào)器輸入信號(hào)與噪聲的合成波為經(jīng)過相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kTs時(shí)刻I支路的樣值和在t=(2k+1)Ts時(shí)刻Q支路的樣值分別為在I和Q支路數(shù)據(jù)等概情況下，各支路的誤碼率為638.3 最小頻移鍵控MSK經(jīng)差分譯碼后,系統(tǒng)的總誤比特率把MSK當(dāng)作FSK信號(hào)用相干解調(diào)法在每個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間Ts內(nèi)解調(diào)，其性能將比2PSK信號(hào)的性能差3dB。 MSK使用最佳接收相關(guān)解調(diào)性能平均誤碼率與BPSK/QPSK性能一樣64目 錄8.1 偏移四相相移鍵控OQPS

20、K8.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 8.3 最小頻移鍵控MSK8.4 高斯最小頻移鍵控GMSK8.5 正交幅度調(diào)制QAM8.6 正交頻分復(fù)用OFDM658.4 高斯最小頻移鍵控GMSKGMSK原理（可參考周炯槃）MSK調(diào)制方式的突出優(yōu)點(diǎn)是已調(diào)信號(hào)具有恒定包絡(luò)，且功率譜在主瓣以外衰減較快。但是，在移動(dòng)通信中，對(duì)信號(hào)帶外輻射功率的限制十分嚴(yán)格，一般要求必須衰減70dB以上。MSK信號(hào)的功率譜仍不能滿足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(GMSK) 能滿足移動(dòng)通信環(huán)境下對(duì)鄰道干擾的嚴(yán)格要求，被泛歐數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)(GSM)采用。668.4 高斯最小頻移鍵控GMSKGMSK調(diào)制原理圖MSK調(diào)制是調(diào)制

21、指數(shù)為0.5的二進(jìn)制調(diào)頻，基帶信號(hào)為矩形波形。為了壓縮MSK信號(hào)的功率譜，可在MSK調(diào)制前加入預(yù)調(diào)制濾波器，對(duì)矩形波形進(jìn)行濾波，得到新的基帶波形，使其及其高階導(dǎo)數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。678.4 高斯最小頻移鍵控GMSK高斯型濾波器的傳輸函數(shù)為其中，B為高斯濾波器的3dB帶寬其沖擊響應(yīng)為高斯型特性GMSK信號(hào)的功率譜很難分析計(jì)算，一般用計(jì)算機(jī)仿真的方法得到。BTs為GMSK重要指標(biāo),B為3dB帶寬,Ts為碼元間隔。GMSK信號(hào)頻譜特性的改善是以降低誤比特率性能為代價(jià)的，預(yù)濾波器的帶寬越窄，輸出功率譜就越緊湊，但同時(shí)碼間串?dāng)_（ISI）也越明顯，即BTs值越小，碼間串?dāng)_越大，誤比特率性能

22、也會(huì)變得越差。在實(shí)際應(yīng)用中BTs應(yīng)該折衷選擇。 GSM制的蜂窩網(wǎng)中采用BTs = 0.3。688.4 高斯最小頻移鍵控GMSKGMSK信號(hào)的功率譜GMSK信號(hào)的功率譜很難分析計(jì)算，一般用計(jì)算機(jī)仿真的方法得到。69目 錄8.1 偏移四相相移鍵控OQPSK8.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 8.3 最小頻移鍵控MSK8.4 高斯最小頻移鍵控GMSK8.5 正交幅度調(diào)制QAM8.6 正交頻分復(fù)用OFDM708.5 正交幅度調(diào)制QAMQAM(Quadrature Amplitude Modulation)MQAM調(diào)制原理用兩個(gè)獨(dú)立的基帶數(shù)字信號(hào)對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用已

23、調(diào)信號(hào)在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來實(shí)現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。信號(hào)的一般表示式718.5 正交幅度調(diào)制QAM令則M4時(shí)MQAM通稱為QAM QAM信號(hào)調(diào)制原理圖728.5 正交幅度調(diào)制QAM4QAM的星座圖當(dāng) 取 /4和-/4，(不能取0，否則非正交) 分別取正負(fù)2個(gè)值此QAM信號(hào)就成為QPSK信號(hào)所以，QPSK信號(hào)就是一種最簡單的QAM信號(hào)。738.5 正交幅度調(diào)制QAM16QAM的星座圖 (a) 方型16QAM星座； (b) 星型16QAM星座在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。748.5 正交幅度調(diào)制QAMM=4, 16, 32, , 256時(shí)MQAM信號(hào)的星座圖。

24、758.5 正交幅度調(diào)制QAM已知 ，令A(yù)是固定振幅，cn、dn由輸入數(shù)據(jù)確定。cn、dn決定QAM信號(hào)在信號(hào)空間中的坐標(biāo)點(diǎn)。若信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離為2A，且所有信號(hào)點(diǎn)等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號(hào)功率為對(duì)于方型16QAM，信號(hào)平均功率為對(duì)于星型16QAM，信號(hào)平均功率為 兩者功率相差1.4dB。768.5 正交幅度調(diào)制QAM若已調(diào)信號(hào)的最大幅度為1，則MPSK信號(hào)星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離（相鄰矢量點(diǎn)歐氏距離）為MQAM信號(hào)矩形星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為L為星座圖上信號(hào)點(diǎn)在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。最小距離（歐氏距離）代表了調(diào)制系統(tǒng)的噪聲容限。778.5 正交幅度調(diào)制QAM當(dāng)M=

25、4時(shí)，d4PSK=d4QAM，實(shí)際上，4PSK和4QAM的星座圖相同。當(dāng)M=16時(shí)，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。這表明，16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。按上式計(jì)算， d16QAM超過d16PSK約1.57 dB。但這是在最大功率（振幅）相等的條件下比較的，沒有考慮這兩種體制的平均功率差別。16PSK信號(hào)的平均功率（振幅）就等于其最大功率（振幅）。而16QAM信號(hào)，在等概率出現(xiàn)條件下，可以計(jì)算出其最大功率和平均功率之比等于1.8倍，即2.55 dB。因此，在平均功率相等條件下，16QAM比16PSK信號(hào)的噪聲容限大4.12 dB。788.

26、5 正交幅度調(diào)制QAM16QAM的改進(jìn)： QAM的星座形狀并不是正方形最好，實(shí)際上以邊界越接近圓形越好。下圖中給出了一種改進(jìn)的16QAM方案，其中星座各點(diǎn)的振幅分別等于1、3和5。將其和上圖相比較，不難看出，其星座中各信號(hào)點(diǎn)的最小相位差比上圖大，因此容許較大的相位抖動(dòng)。798.5 正交幅度調(diào)制QAMQAM適用于頻段資源有限的情況。一種用于Modem的傳輸速率為9600 b/s的16QAM方案，其載頻為1650 Hz，濾波器帶寬為2400 Hz，滾降系數(shù)為10。(a) 傳輸頻帶(b) 16QAM星座1011100111101111101010001100110100010000010001100

27、011001001010111A2400808.5 正交幅度調(diào)制QAMMQAM調(diào)制原理16QAM信號(hào)產(chǎn)生方法正交調(diào)幅法：用兩路獨(dú)立的正交4ASK信號(hào)疊加，形成16QAM信號(hào)，如下圖所示。 0101101010111100000t00000t01011010101111818.5 正交幅度調(diào)制QAMMQAM調(diào)制原理16QAM信號(hào)產(chǎn)生方法復(fù)合相移法：它用兩路獨(dú)立的QPSK信號(hào)疊加，形成16QAM信號(hào)，如下圖所示。828.5 正交幅度調(diào)制QAMMQAM解調(diào)原理 16QAM, SNR=10 16QAM, SNR=20 838.5 正交幅度調(diào)制QAMMQAM解調(diào)原理MQAM抗噪聲性能利用多電平信號(hào)誤碼率

28、的分析方法，可得方型QAM848.5 正交幅度調(diào)制QAMM進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線 858.5 正交幅度調(diào)制QAM868.5 正交幅度調(diào)制QAMMQAM信號(hào)是由同相和正交支路的 進(jìn)制的ASK信號(hào)疊加而成，所以它的功率譜是兩支路信號(hào)功率譜的疊加。M=L2MQAM信號(hào)的信息頻帶利用率為MQAM實(shí)現(xiàn)了兩路數(shù)字信息在同一帶寬內(nèi)的并行傳輸QAM應(yīng)用大中容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)、衛(wèi)星通信系統(tǒng)、移動(dòng)通信微蜂窩和微微蜂窩等領(lǐng)域。878.5 正交幅度調(diào)制QAMMQAM的調(diào)制解調(diào)88目 錄8.1 偏移四相相移鍵控OQPSK8.2 /4四相相移鍵控/4QPSK 8.3 最小頻移鍵控MSK8.4 高斯最小頻移鍵控GMS

29、K8.5 正交幅度調(diào)制QAM8.6 正交頻分復(fù)用OFDM89引 言單載波調(diào)制：恒定包絡(luò)調(diào)制FSK、PSKOQPSK、/4-QPSK、MSK、GMSK 非恒定包絡(luò)調(diào)制ASKQAM多載波調(diào)制：OFDM908.6 正交頻分復(fù)用OFDM單載波調(diào)制和多載波調(diào)制比較單載波體制：碼元持續(xù)時(shí)間Ts短，但占用帶寬B大；由于信道特性|C(f)|不理想，容易產(chǎn)生碼間串?dāng)_。 多載波體制：將信道分成許多子信道。假設(shè)有10個(gè)子信道，則每個(gè)載波的調(diào)制碼元速率將降低至1/10，每個(gè)子信道的帶寬也隨之減小為1/10。若子信道的帶寬足夠小，則可以認(rèn)為信道特性接近理想信道特性，碼間串?dāng)_可以得到有效的克服。 918.6 正交頻分復(fù)用

30、OFDM單載波調(diào)制和多載波調(diào)制比較fttBBTsNTs單載波調(diào)制多載波調(diào)制f|C(f)|C(f)|ffc(t)t928.6 正交頻分復(fù)用OFDM多載波傳輸系統(tǒng)原理圖多載波調(diào)制技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)：抗多徑干擾和頻率選擇性衰落的能力強(qiáng)。 串/并變換降低了碼元速率，增大了碼元寬度，以削弱多徑干擾對(duì)傳輸系統(tǒng)性能的影響。如果在每一路符號(hào)中插入保護(hù)時(shí)隙大于最大時(shí)延，可以進(jìn)一步消除符號(hào)間干擾（ISI）。 可以采用動(dòng)態(tài)比特分配技術(shù)，即優(yōu)質(zhì)信道多傳輸，較差信道少傳輸，劣質(zhì)信道不傳輸?shù)脑瓌t，可使系統(tǒng)達(dá)到最大比特率。938.6 正交頻分復(fù)用OFDM正交頻分復(fù)用(OFDM) ：一類多載波并行調(diào)制體制OFDM的特點(diǎn)：為了提高頻率

31、利用率和增大傳輸速率，各路子載波的已調(diào)信號(hào)頻譜有部分重疊；各路已調(diào)信號(hào)是嚴(yán)格正交的，以便接收端能完全地分離各路信號(hào)；每路子載波的調(diào)制是多進(jìn)制調(diào)制；每路子載波的調(diào)制制度可以不同，根據(jù)各個(gè)子載波處信道特性的優(yōu)劣不同采用不同的體制。并且可以自適應(yīng)地改變調(diào)制體制以適應(yīng)信道特性的變化。 OFDM的缺點(diǎn)：對(duì)信道產(chǎn)生的頻率偏移和相位噪聲很敏感；信號(hào)峰值功率和平均功率的比值較大，這將會(huì)降低射頻功率放大器的效率。948.6 正交頻分復(fù)用OFDMOFDM的基本原理設(shè)OFDM系統(tǒng)中有N個(gè)子信道，每個(gè)子信道采用的子載波為此OFDM系統(tǒng)系統(tǒng)信號(hào)可以表示或Bk是一個(gè)復(fù)數(shù)，為第k路子信道中的復(fù)輸入數(shù)據(jù)正交條件958.6 正

32、交頻分復(fù)用OFDM積分結(jié)果為得其中m 和n為 整數(shù)；并且k和i可以取任意值。得即要求子載頻滿足 fk = k/2Ts ，式中 k = 整數(shù)；且要求子載頻間隔f = fk fi = n/Ts所以，正交條件為：最小子載頻間隔fmin = 1/Ts968.6 正交頻分復(fù)用OFDM設(shè)在一個(gè)子信道中，子載波的頻率為fk，碼元持續(xù)時(shí)間為Ts，則此碼元的波形和其頻譜密度：ffkfk+1/TsTst978.6 正交頻分復(fù)用OFDMOFDM信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)每個(gè)信號(hào)的頻譜都是為以子載波頻率為中心頻率的sinc函數(shù)。 N路并行碼進(jìn)行子載波調(diào)制。相鄰信號(hào)頻譜之間有1/Ts寬度的重疊。988.6 正交頻分復(fù)用OFDM在接收

33、端很容易利用此正交特性將各路子載波分離開。采用這樣密集的子載頻，并且在子信道間不需要保護(hù)頻帶間隔，因此能夠充分利用頻帶。在子載波受調(diào)制后，若采用的是BPSK、QPSK、4QAM、64QAM等類調(diào)制制度，則其各路頻譜的位置和形狀沒有改變，僅幅度和相位有變化，故仍保持其正交性。各路子載波的調(diào)制制度可以不同，按照各個(gè)子載波所處頻段的信道特性采用不同的調(diào)制制度，并且可以隨信道特性的變化而改變，具有很大的靈活性。998.6 正交頻分復(fù)用OFDM忽略旁瓣的功率，OFDM信號(hào)的頻譜寬度為若每路子載波均采用M 進(jìn)制的調(diào)制。碼元速率 ，信息速率碼元頻帶利用率 ，信息頻帶利用率為當(dāng)N 1時(shí)，s 趨近于1。若用單個(gè)

34、載波的M 進(jìn)制碼元傳輸，為得到相同的傳輸速率，則碼元持續(xù)時(shí)間應(yīng)縮短為(Ts /N)，而占用帶寬等于(2N/Ts)，故頻帶利用率為:結(jié)論：如果使用二進(jìn)制符號(hào)傳輸，與用單個(gè)載波的串行體制相比，OFDM頻帶利用率提高近一倍。1008.6 正交頻分復(fù)用OFDMOFDM的實(shí)現(xiàn)若信號(hào)s(t)的抽樣函數(shù)為s(k)，其中k = 0, 1, 2, , K 1 ，DFTIDFT令OFDM信號(hào)的k0與IDFT式非常相似1018.6 正交頻分復(fù)用OFDM碼元分組各路并行碼元Bi持續(xù)時(shí)間相同，均為一幀時(shí)間Tf = FTs，但是各路碼元Bi包含的比特?cái)?shù)不同。這樣得到的N路并行碼元Bi用來對(duì)于N個(gè)子載波進(jìn)行不同的Mi進(jìn)制調(diào)制。tttB0B1B2B3BN-1