《抽樣量化》課件

1、抽樣量化PPT課件抽樣量化PPT課件2引言數(shù)字化3步驟：抽樣、量化和編碼抽樣信號抽樣信號量化信號t011011011100100100100編碼信號4引言抽樣信號抽樣信號量化信號t0110110111001032.6.1 模擬信號的抽樣2.6.1.1、 低通模擬信號的抽樣定理抽樣定理：設(shè)一個連續(xù)模擬信號m(t)中的最高頻率 fH，則以間隔時間為T 1/2fH的周期性沖激脈沖對它抽樣時，m(t)將被這些抽樣值所完全確定?！咀C】設(shè)有一個最高頻率小于fH的信號m(t) 。將這個信號和周期性單位沖激脈沖T(t)相乘，其重復(fù)周期為T，重復(fù)頻率為fs = 1/T。乘積就是抽樣信號，它是一系列間隔為T 秒的

2、強度不等的沖激脈沖。這些沖激脈沖的強度等于相應(yīng)時刻上信號的抽樣值?，F(xiàn)用ms(t) = m(kT)表示此抽樣信號序列。故有用波形圖示出如下：52.6.1 模擬信號的抽樣4(a)m(t)(e)ms(t)(c)T(t)0-3T-2T-TT2T3T6(a)m(t)(e)ms(t)(c)T(t)0-3T-25令M(f)、(f)和Ms(f)分別表示m(t)、T(t)和ms(t)的頻譜。按照頻率卷積定理，m(t)T(t)的傅里葉變換等于M(f)和(f)的卷積。因此，ms(t)的傅里葉變換Ms(f)可以寫為：而(f)是周期性單位沖激脈沖的頻譜，它可以求出等于：式中，將上式代入 Ms(f)的卷積式，得到7令M(

3、f)、(f)和Ms(f)分別表示m(t)、T6上式中的卷積，可以利用卷積公式：進行計算，得到上式表明，由于M(f - nfs)是信號頻譜M(f)在頻率軸上平移了nfs的結(jié)果，所以抽樣信號的頻譜Ms(f)是無數(shù)間隔頻率為fs的原信號頻譜M(f)相疊加而成。 用頻譜圖示出如下：87ffs1/T2/T0-1/T-2/T (f)f-fHfH0fs|Ms(f)|-fHfHf|M(f)|9ffs1/T2/T0-1/T-2/T (f)f-fHf8因為已經(jīng)假設(shè)信號m(t)的最高頻率小于fH，所以若頻率間隔fs 2fH，則Ms(f)中包含的每個原信號頻譜M(f)之間互不重疊，如上圖所示。這樣就能夠從Ms(f)中

4、用一個低通濾波器分離出信號m(t)的頻譜M(f)，也就是能從抽樣信號中恢復(fù)原信號。這里，恢復(fù)原信號的條件是：即抽樣頻率fs應(yīng)不小于fH的兩倍。這一最低抽樣速率2fH稱為奈奎斯特速率。與此相應(yīng)的最小抽樣時間間隔稱為奈奎斯特間隔。10因為已經(jīng)假設(shè)信號m(t)的最高頻率小于fH，所以若頻率9恢復(fù)原信號的方法：從上圖可以看出，當(dāng)fs 2fH時，用一個截止頻率為fH的理想低通濾波器就能夠從抽樣信號中分離出原信號。從時域中看，當(dāng)用抽樣脈沖序列沖激此理想低通濾波器時，濾波器的輸出就是一系列沖激響應(yīng)之和，如下圖所示。這些沖激響應(yīng)之和就構(gòu)成了原信號。理想濾波器是不能實現(xiàn)的。實用濾波器的截止邊緣不可能做到如此陡峭

5、。所以，實用的抽樣頻率fs必須比2fH 大一些。例如，典型電話信號的最高頻率通常限制在3400 Hz，而抽樣頻率通常采用8000 Hz。t11恢復(fù)原信號的方法：從上圖可以看出，當(dāng)fs 2fH時102.6.1.2 帶通模擬信號的抽樣定理設(shè)帶通模擬信號的頻帶限制在fL和fH之間，如圖所示。即其頻譜最低頻率大于fL，最高頻率小于fH，信號帶寬B = fH fL?？梢宰C明，此帶通模擬信號所需最小抽樣頻率fs等于式中，B 信號帶寬； n 商(fH / B)的整數(shù)部分，n =1，2，； k 商(fH / B)的小數(shù)部分，0 k 1。按照上式畫出的fs和fL關(guān)系曲線示于下圖： fHf0fL-fL-fH122

6、.6.1.2 帶通模擬信號的抽樣定理fHf0fL-fL11由于原信號頻譜的最低頻率fL和最高頻率fH之差永遠等于信號帶寬B，所以當(dāng)0 fL B時，有B fH 2B。這時n = 1，而上式變成了fs = 2B(1 + k)。故當(dāng)k從0變到1時，fs從2B變到4B，即圖中左邊第一段曲線。當(dāng)fLB時，fH2B，這時n = 2。故當(dāng)k0時，上式變成了fs = 2B，即fs從4B跳回2B。當(dāng)B fL 2B時，有2B fH 0.183時，應(yīng)按A律對數(shù)曲線段的公式計算x值。此時，由下式可以推出x的表示式：按照上式可以求出在此曲線段中對應(yīng)各轉(zhuǎn)折點縱坐標(biāo)y的橫坐標(biāo)值。當(dāng)用A = 87.6代入上式時，計算結(jié)果見下

7、表 4342從表中看出，13折線法和A = 87.6時的A律壓縮法十分接近。I 876543210y =1-i/801/82/83/84/85/86/87/81A律的x值01/1281/60.61/30.61/15.41/7.791/3.931/1.98113折線法的x=1/2i01/1281/641/321/161/81/41/21折線段號12345678折線斜率161684211/21/444從表中看出，13折線法和A = 87.6時的A律壓縮法十43在下圖中給出了15折線的圖形。45在下圖中給出了15折線的圖形。44均勻量化和均勻量化比較 若用13折線法中的（第一和第二段）最小量化間隔作

8、為均勻量化時的量化間隔，則13折線法中第一至第八段包含的均勻量化間隔數(shù)分別為16、16、32、64、128、256、512、1024，共有2048個均勻量化間隔，而非均勻量化時只有128個量化間隔。因此，在保證小信號的量化間隔相等的條件下，均勻量化需要11比特編碼，而非均勻量化只要7比特就夠了。 46均勻量化和均勻量化比較 452.6.3脈沖編碼調(diào)制2.6.3.1脈沖編碼調(diào)制（PCM）的基本原理把從模擬信號抽樣、量化，直到變換成為二進制符號的基本過程，稱為脈沖編碼調(diào)制，簡稱脈碼調(diào)制。例：在下圖中，模擬信號的抽樣值為3.15，3.96，5.00，6.38，6.80和6.42。若按照“四舍五入”的

9、原則量化為整數(shù)值，則抽樣值量化后變?yōu)?，4，5，6，7和6。在按照二進制數(shù)編碼后，量化值(quantized value)就變成二進制符號：011、100、101、110、111和110。472.6.3脈沖編碼調(diào)制46抽樣值3.153.965.006.386.806.42量化值345676編碼后011100101110111110例：在下圖中，模擬信號的抽樣值為3.15，3.96，5.00，6.38，6.80和6.42。若按照“四舍五入”的原則量化為整數(shù)值，則抽樣值量化后變?yōu)?，4，5，6，7和6。在按照二進制數(shù)編碼后，量化值就變成二進制符號：011、100、101、110、111和110。3

10、45676011 100 101 110 111 1106.803.153.965.006.386.4248抽樣值3.153.965.006.386.806.42量47PCM系統(tǒng)的原理方框圖 圖9-17 PCM原理方框圖(b) 譯碼器模擬信號輸 出PCM信號輸 入解 碼低通濾波(a) 編碼器模擬信號輸 入PCM信號輸 出抽樣保持量 化編 碼沖激脈沖49PCM系統(tǒng)的原理方框圖 圖9-17 PCM原理方框圖(482.6.3.2 自然二進制碼和折疊二進制碼在上表中給出的是自然二進制碼。電話信號還常用另外一種編碼 折疊二進制碼。現(xiàn)以4位碼為例，列于下表中： 量化值序號量化電壓極性自然二進制碼折疊二進制

11、碼15141312111098正極性111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100076543210負(fù)極性0111011001010100001100100001000000000001001000110100010101100111502.6.3.2 自然二進制碼和折疊二進制碼量化值序號量化49折疊碼的優(yōu)點因為電話信號是交流信號，故在此表中將16個雙極性量化值分成兩部分。第0至第7個量化值對應(yīng)于負(fù)極性電壓；第8至第15個量化值對應(yīng)于正極性電壓。顯然，對于自然二進制碼，這兩部分之間沒有什么對應(yīng)聯(lián)系。但是，對于折疊二

12、進制碼，除了其最高位符號相反外，其上下兩部分還呈現(xiàn)映像關(guān)系，或稱折疊關(guān)系。這種碼用最高位表示電壓的極性正負(fù)，而用其他位來表示電壓的絕對值。這就是說，在用最高位表示極性后，雙極性電壓可以采用單極性編碼方法處理，從而使編碼電路和編碼過程大為簡化。51折疊碼的優(yōu)點50碼位排列方法在13折線法中采用的折疊碼有8位。其中第一位c1表示量化值的極性正負(fù)。后面的7位分為段落碼和段內(nèi)碼兩部分，用于表示量化值的絕對值。其中第2至4位(c2 c3 c4)是段落碼，共計3位，可以表示8種斜率的段落；其他4位(c5 c8)為段內(nèi)碼，可以表示每一段落內(nèi)的16種量化電平。段內(nèi)碼代表的16個量化電平是均勻劃分的。所以，這7

13、位碼總共能表示27 128種量化值。在下面的表中給出了段落碼和段內(nèi)碼的編碼規(guī)則。52碼位排列方法51段落碼編碼規(guī)則段落序號段落碼c2 c3 c4段落范圍（量化單位）81 1 11024204871 1 0512102461 0 125651251 0 012825640 1 16412830 1 0326420 0 1163210 0 001653段落碼編碼規(guī)則段落序號段落碼段落范圍81 1 1102452段內(nèi)碼編碼規(guī)則：量化間隔段內(nèi)碼c5 c6 c7 c8151 1 1 1141 1 1 0141 1 0 1121 1 0 0111 0 1 1101 0 1 091 0 0 181 0 0

14、070 1 1 160 1 1 050 1 0 140 1 0 030 0 1 120 0 1 010 0 0 100 0 0 054段內(nèi)碼編碼規(guī)則：量化間隔段內(nèi)碼151 1 1 1141 53在上述編碼方法中，雖然段內(nèi)碼是按量化間隔均勻編碼的，但是因為各個段落的斜率不等，長度不等，故不同段落的量化間隔是不同的。其中第1和2段最短，斜率最大，其橫坐標(biāo)x的歸一化動態(tài)范圍只有1/128。再將其等分為16小段后，每一小段的動態(tài)范圍只有(1/128) (1/16) = 1/2048。這就是最小量化間隔,后面將此最小量化間隔(1/2048)稱為1個量化單位。第8段最長，其橫坐標(biāo)x的動態(tài)范圍為1/2。將其

15、16等分后，每段長度為1/32。假若采用均勻量化而仍希望對于小電壓保持有同樣的動態(tài)范圍1/2048，則需要用11位的碼組才行?，F(xiàn)在采用非均勻量化，只需要7位就夠了。 典型電話信號的抽樣頻率是8000 Hz。故在采用這類非均勻量化編碼器時，典型的數(shù)字電話傳輸比特率為64 kb/s。55在上述編碼方法中，雖然段內(nèi)碼是按量化間隔均勻編碼的，但是54【例】設(shè)輸入電話信號抽樣值的歸一化動態(tài)范圍在-1至+1之間，將此動態(tài)范圍劃分為4096個量化單位，即將1/2048作為1個量化單位。當(dāng)輸入抽樣值為+1270個量化單位時，試用將其按照13折線A律特性編碼?！窘狻吭O(shè)編出的8位碼組用c1 c2 c3 c4 c5

16、 c6 c7 c8表示，則：1) 確定極性碼c1：因為輸入抽樣值+1270為正極性，所以c1 = 1。2) 確定段落碼c2 c3 c4：由段落碼編碼規(guī)則表可見，c2值決定于信號抽樣值大于還是小于128，即此時的權(quán)值電流Iw128?，F(xiàn)在輸入抽樣值等于1270，故c21。在確定c21后，c3決定于信號抽樣值大于還是小于512，即此時的權(quán)值電流Iw512。因此判定c31。 56【例】設(shè)輸入電話信號抽樣值的歸一化動態(tài)范圍在-1至+1之55同理，在c2 c311的條件下，決定c4的權(quán)值電流Iw1024。將其和抽樣值1270比較后，得到c41。這樣，就求出了c2 c3 c4111，并且得知抽樣值位于第8段

17、落內(nèi)。57同理，在c2 c311的條件下，決定c4的權(quán)值電流I563) 確定段內(nèi)碼c5 c6 c7 c8：段內(nèi)碼是按量化間隔均勻編碼的，每一段落均被均勻地劃分為16個量化間隔。但是，因為各個段落的斜率和長度不等，故不同段落的量化間隔是不同的。對于第8段落，其量化間隔示于下圖中。由編碼規(guī)則表可見，決定c5等于“1”還是等于“0”的權(quán)值電流值在量化間隔7和8之間，即有Iw = 1536?，F(xiàn)在信號抽樣值Is = 1270，所以c5=0。同理，決定c6值的權(quán)值電流值在量化間隔3和4之間，故Iw = 1280，因此仍有Is Iw，所以c7=1。最后，決定c8值的權(quán)值電流Iw = 1216，仍有Is Iw

18、，所以c8=1。抽樣值12701024153620481152128001234567891011121314151216583) 確定段內(nèi)碼c5 c6 c7 c8：段內(nèi)碼是按量化57這樣編碼得到的8位碼組為c1 c2 c3 c4 c5 c6 c7 c8 11110011，它表示的量化值應(yīng)該在第8段落的第3間隔中間，即等于(1280-1216)/2 = 1248（量化單位）。將此量化值和信號抽樣值相比，得知量化誤差等于1270 1248 = 22（量化單位）。順便指出，除極性碼外，若用自然二進制碼表示此折疊二進制碼所代表的量化值（1248），則需要11位二進制數(shù)（10011100000）。59

19、這樣編碼得到的8位碼組為c1 c2 c3 c4 c5 58第一步，符號位例：設(shè)輸入信號幅度：X1250，試將其按照A律13折線編成8位碼，計算編譯碼輸出及量化誤差。M1=1第二步，求段落碼因為1024X=12502048，處于第8段。第三步，求段內(nèi)碼解: （1）求8位編碼輸出 M1 M2M3M4 M5M6M7M8所以，段落碼：M2M3M4=11160第一步，符號位例：設(shè)輸入信號幅度：X1250，試將其按59實際量化誤差：所以，編碼器輸出 M1 M2M3M4 M5M6M7M8 =1 111 0011（2）求譯碼輸出得到段內(nèi)碼為： M5M6M7M8 =0011 對數(shù)PCM與線性PCM變換 61實際

20、量化誤差：所以，編碼器輸出（2）求譯碼輸出得到段內(nèi)碼602.6.4 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）2.6.4.1 預(yù)測編碼簡介預(yù)測編碼的目的：降低編碼的比特率預(yù)測編碼原理：在預(yù)測編碼中，先根據(jù)前幾個抽樣值計算出一個預(yù)測值，再取當(dāng)前抽樣值和預(yù)測值之差。將此差值編碼并傳輸。此差值稱為預(yù)測誤差。由于抽樣值及其預(yù)測值之間有較強的相關(guān)性，即抽樣值和其預(yù)測值非常接近，使此預(yù)測誤差的可能取值范圍，比抽樣值的變化范圍小。所以，可以少用編碼比特來對預(yù)測誤差編碼，從而降低其比特率。此預(yù)測誤差的變化范圍較小，它包含的冗余度也小。這就是說，利用減小冗余度的辦法，降低了編碼比特率。622.6.4 差分脈沖編碼調(diào)制（DPC

21、M）61線性預(yù)測原理：若利用前面的幾個抽樣值的線性組合來預(yù)測當(dāng)前的抽樣值，則稱為線性預(yù)測。若僅用前面的1個抽樣值預(yù)測當(dāng)前的抽樣值，則就是將要討論的DPCM。 線性預(yù)測編碼原理方框圖假定量化器的量化誤差為零，即ek = rk，則由此圖可見：上式表示mk*就等于mk。所以，可以把mk*看作是帶有量化誤差的抽樣信號mk。(b) 譯碼器譯碼預(yù)測mk*rk(a) 編碼器預(yù)測量化編碼抽樣mkmk*m(t)mkekrk63線性預(yù)測原理：(b) 譯碼器譯碼預(yù)測mk*rk(a)62預(yù)測器的輸出和輸入關(guān)系由下列線性方程式?jīng)Q定：式中p 預(yù)測階數(shù)， ai 預(yù)測系數(shù)。上式表明，預(yù)測值mk 是前面p個帶有量化誤差的抽樣信

22、號值的加權(quán)和。由方框圖可見，編碼器中預(yù)測器輸入端和相加器的連接電路和譯碼器中的完全一樣。故當(dāng)無傳輸誤碼時，即當(dāng)編碼器的輸出就是譯碼器的輸入時，這兩個相加器的輸入信號相同，即rk = rk。所以，此時譯碼器的輸出信號mk* 和編碼器中相加器輸出信號mk*相同，即等于帶有量化誤差的信號抽樣值mk。64預(yù)測器的輸出和輸入關(guān)系由下列線性方程式?jīng)Q定：632.6.4.2差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)的原理及性能DPCM原理在DPCM中，只將前1個抽樣值當(dāng)作預(yù)測值，再取當(dāng)前抽樣值和預(yù)測值之差進行編碼并傳輸。這相當(dāng)于在下式中，p = 1，a1 = 1，故sk = sk-1*。這時，上圖中的預(yù)測器就簡化成為一個延

23、遲電路，其延遲時間為1個抽樣間隔時間Ts。在下圖中畫出了DPCM系統(tǒng)的原理方框圖。 652.6.4.2差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)的原理及性能64為了改善DPCM體制的性能，將自適應(yīng)技術(shù)引入量化和預(yù)測過程，得出自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制(ADPCM ) 體制。它能大大提高信號量噪比和動態(tài)范圍。 (b) 譯碼器譯碼延遲Ts延遲量化編碼抽樣Ts(a) 編碼器66(b) 譯碼器譯碼延遲Ts延遲量化編碼抽樣Ts(a) 652.6.5 增量調(diào)制2.6.5.1 增量調(diào)制原理增量調(diào)制(M)可以看成是一種最簡單的DPCM。當(dāng)DPCM系統(tǒng)中量化器的量化電平數(shù)取為2時，DPCM系統(tǒng)就成為增量調(diào)制系統(tǒng)。 672.6.5 增

24、量調(diào)制66方框圖編碼器：預(yù)測誤差ek = mk mk 被量化成兩個電平 + 和 。 值稱為量化臺階。這就是說，量化器輸出信號rk只取兩個值+ 或 。因此，rk可以用一個二進制符號表示。例如，用“1”表示“+”，及用“0”表示“- ”。 mk*延 遲抽 樣二電平量化m(t)mkekrkmk68方框圖mk*延 遲抽 樣二電平量化m(t)mkek67譯碼器：譯碼器由“延遲相加電路”組成，它和編碼器中的相同。所以當(dāng)無傳輸誤碼時，mk* = mk*。延 遲rkmk*69譯碼器：延 遲rkmk*68實用方案：在實用中，為了簡單起見，通常用一個積分器來代替上述“延遲相加電路”，并將抽樣器放到相加器后面，與量

25、化器合并為抽樣判決器。圖中編碼器輸入信號為m(t)，它與預(yù)測信號m (t)值相減，得到預(yù)測誤差e(t)。預(yù)測誤差e(t)被周期為Ts的抽樣沖激序列T(t)抽樣。若抽樣值為負(fù)值，則判決輸出電壓+（用“1”代表）；若抽樣值為正值，則判決輸出電壓-（用“0”代表）。 T(t)(a) 編碼器(b)譯碼器積分器抽樣 判決m(t)e(t)d(t)m(t)積 分d(t)低通70實用方案：在實用中，為了簡單起見，通常用一個積分器來代替69波形圖在解調(diào)器中，積分器只要每收到一個“1”碼元就使其輸出升高，每收到一個“0”碼元就使其輸出降低，這樣就可以恢復(fù)出圖中的階梯形電壓。這個階梯電壓通過低通濾波器平滑后，就得到

26、十分接近編碼器原輸入的模擬信號。輸出二進制波形Ts71波形圖輸出二進制波形Ts702.6.5.2 增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲量化噪聲產(chǎn)生的原因由于編譯碼時用階梯波形去近似表示模擬信號波形，由階梯本身的電壓突跳產(chǎn)生失真。這是增量調(diào)制的基本量化噪聲，又稱一般量化噪聲。它伴隨著信號永遠存在，即只要有信號，就有這種噪聲。信號變化過快引起失真；這種失真稱為過載量化噪聲。它發(fā)生在輸入信號斜率的絕對值過大時。 (a) 基本量化噪聲e(t)(b) 過載量化噪聲e(t)722.6.5.2 增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲(a) 基本量化71最大跟蹤斜率設(shè)抽樣周期為Ts，抽樣頻率為fs = 1 / Ts，量化臺階為，則一個

27、階梯臺階的斜率k 為：它是譯碼器的最大跟蹤斜率。當(dāng)輸入信號斜率超過這個最大值時，將發(fā)生過載量化噪聲。為了避免發(fā)生過載量化噪聲，必須使和fs的乘積足夠大，使信號的斜率不超過這個值。另一方面，值直接和基本量化噪聲的大小有關(guān)，若取值太大，勢必增大基本量化噪聲。所以，用增大fs的辦法增大乘積fs，才能保證基本量化噪聲和過載量化噪聲兩者都不超過要求。實際中增量調(diào)制采用的抽樣頻率fs值比PCM和DPCM的抽樣頻率值都大很多；對于語音信號而言，增量調(diào)制采用的抽樣頻率在幾十千赫到百余千赫。73最大跟蹤斜率722.6.6 時分復(fù)用和復(fù)接 2.6.6.1 基本概念時分多路復(fù)用原理 mi(t)低通1低通2低通N信道

28、低通1低通2低通N同步旋轉(zhuǎn)開關(guān)m1(t)m2 (t)m2(t)m1(t)mN (t)mN(t)742.6.6 時分復(fù)用和復(fù)接mi(t)低通1低通2低通N信73例如，若語音信號用8 kHz的速率抽樣，則旋轉(zhuǎn)開關(guān)應(yīng)每秒旋轉(zhuǎn)8000周。設(shè)旋轉(zhuǎn)周期為Ts秒，共有N 路信號，則每路信號在每周中占用Ts/N 秒的時間。此旋轉(zhuǎn)開關(guān)采集到的信號如下圖所示。每路信號實際上是PAM調(diào)制的信號。 75例如，若語音信號用8 kHz的速率抽樣，則旋轉(zhuǎn)開關(guān)應(yīng)每74m1(t)m2(t)1幀T/NT+T/N2T+T/N3T+T/N時隙1旋轉(zhuǎn)開關(guān)采集到的信號信號m1(t)的采樣信號m2(t)的采樣76m1(t)m2(t)1幀T

29、/NT+T/N2T+T/N3T75在接收端，若開關(guān)同步地旋轉(zhuǎn)，則對應(yīng)各路的低通濾波器輸入端能得到相應(yīng)路的PAM信號。上述時分復(fù)用基本原理中的機械旋轉(zhuǎn)開關(guān)，在實際電路中是用抽樣脈沖取代的。因此，各路抽樣脈沖的頻率必須嚴(yán)格相同，而且相位也需要有確定的關(guān)系，使各路抽樣脈沖保持等間隔的距離。在一個多路復(fù)用設(shè)備中使各路抽樣脈沖嚴(yán)格保持這種關(guān)系并不難，因為可以由同一時鐘提供各路抽樣脈沖。時分復(fù)用的主要優(yōu)點：便于實現(xiàn)數(shù)字通信、易于制造、適于采用集成電路實現(xiàn)、生產(chǎn)成本較低。 模擬脈沖調(diào)制目前幾乎不再用于傳輸。抽樣信號一般都在量化編碼后以數(shù)字信號的形式傳輸。故上述僅是時分復(fù)用的基本原理。77在接收端，若開關(guān)同步

30、地旋轉(zhuǎn)，則對應(yīng)各路的低通濾波器輸入76復(fù)接和分接復(fù)接：將低次群合并成高次群的過程。在通信網(wǎng)中往往有多次復(fù)用，由若干鏈路來的多路時分復(fù)用信號，再次復(fù)用，構(gòu)成高次群。各鏈路信號來自不同地點，其時鐘（頻率和相位）之間存在誤差。所以在低次群合成高次群時，需要將各路輸入信號的時鐘調(diào)整統(tǒng)一。 分接：將高次群分解為低次群的過程稱為分接。目前大容量鏈路的復(fù)接幾乎都是TDM信號的復(fù)接。 標(biāo)準(zhǔn)：關(guān)于復(fù)用和復(fù)接， ITU對于TDM多路電話通信系統(tǒng)，制定了兩種準(zhǔn)同步數(shù)字體系(PDH)和兩種同步數(shù)字體系(SDH)標(biāo)準(zhǔn)的建議。78復(fù)接和分接77 2.6.2.2 準(zhǔn)同步數(shù)字體系(PDH)ITU提出的兩個建議：E體系 我國大

31、陸、歐洲及國際間連接采用T體系 北美、日本和其他少數(shù)國家和地區(qū)采用， 79 2.6.2.2 準(zhǔn)同步數(shù)字體系(PDH)78層次比特率（Mb/s）路數(shù)（每路64kb/s）E體系E - 12.04830E - 28.448120E - 334.368480E - 4139.2641920E 5565.1487680T體系T 11.54424T - 26.31296T - 332.064（日本）48044.736（北美）672T 497.728（日本）1440274.176（北美）4032T5397.200（日本）5760560.160（北美）806480層次比特率（Mb/s）路數(shù)（每路64kb/s）

32、EE - 79E體系的結(jié)構(gòu)圖 130(30路 64 kb/s)一次群 2.048 Mb/s復(fù)用設(shè)備14路2.048 Mb/s二次群 8.448 Mb/s二次復(fù)用4復(fù)用設(shè)備三次群 34.368 Mb/s三次復(fù)用復(fù)用設(shè)備144路8.448 Mb/s五次復(fù)用復(fù)用設(shè)備五次群 565.148 Mb/s4路139.264 Mb/s四次群 139.264 Mb/s復(fù)用設(shè)備144路34.368 Mb/s四次復(fù)用81E體系的結(jié)構(gòu)圖 130(30路 64 kb/s)一80E體系的速率：基本層(E-1)：30路PCM數(shù)字電話信號，每路PCM信號的比特率為64 kb/s。由于需要加入群同步碼元和信令碼元等額外開銷(o

33、verhead)，所以實際占用32路PCM信號的比特率。故其輸出總比特率為2.048 Mb/s，此輸出稱為一次群信號。E-2層：4個一次群信號進行二次復(fù)用，得到二次群信號，其比特率為8.448 Mb/s。E-3層：按照同樣的方法再次復(fù)用，得到比特率為34.368 Mb/s的三次群信號E-4層：比特率為139.264 Mb/s。由此可見，相鄰層次群之間路數(shù)成4倍關(guān)系，但是比特率之間不是嚴(yán)格的4倍關(guān)系。 82E體系的速率：81TS16信令偶幀TS0*1A11111幀同步碼奇幀TS0*0011011話路(CH1 CH15)話路(CH16 CH30)125s16幀1復(fù)幀16幀32個時隙F0F1F2F3

34、F4F5F6F7F8F9F10F11F12F13F14F158 bit CH30(1 bit = 488.3ns)8 bit(1 bit = 488.3ns)保留TS10TS12TS14TS16TS18TS9TS11TS13TS15TS17TS4TS6TS2TS0TS8TS5TS7TS3TS1TS20TS22TS28TS26TS24TS30TS19TS21TS23TS29TS27TS25TS31E體系的一次群結(jié)構(gòu)83TS16偶幀TS0*1A11111幀同步碼奇幀TS0*0821幀：由于1路PCM電話信號的抽樣頻率為8000 Hz，抽樣周期為125 s，即1幀的時間。時隙(TS)：將1幀分為32

35、個時隙，每個時隙容納8比特。在32個時隙中，30個時隙傳輸30路語音信號，另外2個時隙可以傳輸信令和同步碼。其中時隙TS0和TS16規(guī)定用于傳輸幀同步碼和信令等信息；其他30個時隙，即TS1TS15和TS17TS31，用于傳輸30路語音抽樣值的8比特碼組。時隙TS0的功能：在偶數(shù)幀和奇數(shù)幀不同。規(guī)定在偶數(shù)幀的時隙TS0發(fā)送一次幀同步碼。幀同步碼含7比特，為“0011011”，規(guī)定占用時隙TS0的后7位。時隙TS0的第1位“*”供國際通信用；若不是國際鏈路，則它也可以給國內(nèi)通信用。TS0的奇數(shù)幀留作告警(alarm)等其他用途。在奇數(shù)幀中，TS0第1位“*”的用途和偶數(shù)幀的相同；第2位的“1”用

36、以區(qū)別偶數(shù)幀的“0”，輔助表明其后不是幀同步碼；第3位“A”用于遠端告警，“A”在正常狀態(tài)時為“0”，在告警狀態(tài)時為“1”；第48位保留作維護、性能監(jiān)測等其他用途，在沒有其他用途時，在跨國鏈路上應(yīng)該全為“1” 。841幀：由于1路PCM電話信號的抽樣頻率為8000 Hz，83時隙TS16的功能：可以用于傳輸信令，但是當(dāng)無需用于傳輸信令時，它也可以像其他30路一樣用于傳輸語音。信令是電話網(wǎng)中傳輸?shù)母鞣N控制和業(yè)務(wù)信息，例如電話機上由鍵盤發(fā)出的電話號碼信息等。在電話網(wǎng)中傳輸信令的方法有兩種。一種稱為共路信令(CCS)，另一種稱為隨路信令(CAS)。共路信令是將各路信令通過一個獨立的信令網(wǎng)絡(luò)集中傳輸；

37、隨路信令則是將各路信令放在傳輸各路信息的信道中和各路信息一起傳輸。在此建議中為隨路信令作了具體規(guī)定。采用隨路信令時，需將16個幀組成一個復(fù)幀，時隙TS16依次分配給各路使用。如圖中第一行所示。85時隙TS16的功能：可以用于傳輸信令，但是當(dāng)無需用于傳輸842.6.6.3 同步數(shù)字體系(SDH)SDH基本概念SDH是針對更高速率的傳輸系統(tǒng)制定出的全球統(tǒng)一的標(biāo)準(zhǔn)。整個網(wǎng)絡(luò)中各設(shè)備的時鐘來自同一個極精確的時間標(biāo)準(zhǔn)（例如銫原子鐘），沒有準(zhǔn)同步系統(tǒng)中各設(shè)備定時存在誤差的問題。在SDH中，信息是以“同步傳送模塊(STM)”的信息結(jié)構(gòu)傳送的。一個同步傳送模塊主要由信息有效負(fù)荷和段開銷(SOH)組成塊狀幀結(jié)構(gòu)

38、，其重復(fù)周期為125s。按照模塊的大小和傳輸速率不同，SDH分為若干等級。 862.6.6.3 同步數(shù)字體系(SDH)85SDH的速率等級目前SDH制定了4級標(biāo)準(zhǔn)，其容量（路數(shù)）每級翻為4倍，而且速率也是4倍的關(guān)系，在各級間沒有額外開銷。STM-1：是基本模塊，包含一個管理單元群(AUG)和段開銷(SOH)。 STM-N：包含N 個AUG和相應(yīng)的SOH。 等級比特率(Mb/s)STM-1 155.52STM-4 622.08STM-162488.32STM-649953.2887SDH的速率等級等級比特率(Mb/s)STM-1 186PDH體系和SDH體系之間的關(guān)系通常將若干路PDH接入STM-1內(nèi)，即在155.52Mb/s處接口。這時，PDH信號的速率都必須低于155.52Mb/s，并將速率調(diào)整到155.52上。例如，可以將63路E-1，或3路E-3，或1路E-4，接入STM-1中。對于T體系也可以作類似的處理。這樣，在SDH體系中，各地區(qū)的PDH體制就得到了統(tǒng)一。 88PDH體系和SDH體系之間的關(guān)系87PDH和SDH