第7章-頻率調(diào)制與解調(diào)-高頻電路基礎(chǔ)課件-高頻電路原理與分析

第7章頻率調(diào)制與解調(diào)7.1調(diào)頻信號(hào)分析7.2調(diào)頻器與調(diào)頻方法7.3調(diào)頻電路7.4鑒頻器與鑒頻方法7.5鑒頻電路7.6調(diào)頻收發(fā)信機(jī)及特殊電路7.7調(diào)頻多重廣播思考題與習(xí)題第7章頻率調(diào)制與解調(diào)7.1調(diào)頻信號(hào)分析7.1調(diào)頻信號(hào)分析7.1.1調(diào)頻信號(hào)的參數(shù)與波形設(shè)調(diào)制信號(hào)為單一頻率信號(hào)uΩ(t)=UΩcosΩt，未調(diào)載波電壓為uC=UCcosωct，則根據(jù)頻率調(diào)制的定義，調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率為ω(t)=ωc+Δω(t)=ωc+kfuΩ(t)=ωc+ΔωmcosΩt(7-1)它是在ωc的基礎(chǔ)上，增加了與uΩ(t)成正比的頻率偏移。式中kf為比例常數(shù)。調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)相位φ(t)是瞬時(shí)角頻率ω(t)對(duì)時(shí)間的積分，即

(7-2)7.1調(diào)頻信號(hào)分析式中，

為信號(hào)的起始角頻率。為了分析方便，不妨設(shè)

，則式(7-2)變?yōu)?7-3)式中，為調(diào)頻指數(shù)。FM波的表示式為(7-4)在調(diào)頻波表示式中，有兩個(gè)重要參數(shù):Δωm和mf，下面分別予以討論。式中，為信號(hào)的起始角頻率。為了分析方便，不妨設(shè)，Δωm是相對(duì)于載頻的最大角頻偏(峰值角頻偏)，與之對(duì)應(yīng)的Δfm=Δωm/2π稱為最大頻偏。在頻率調(diào)制方式中，Δωm是衡量信號(hào)頻率受調(diào)制程度的重要參數(shù)，也是衡量調(diào)頻信號(hào)質(zhì)量的重要指標(biāo)。比如常用的調(diào)頻廣播，其最大頻偏定為75kHz，就是一個(gè)重要的指標(biāo)。由式(7-1)可見(jiàn)，Δωm=kfUΩ，Δωm與UΩ成正比，Δωm也表示受調(diào)制信號(hào)控制的程度;kf是比例常數(shù)，表示UΩ對(duì)最大角頻偏的控制能力，它是單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的頻偏值，是產(chǎn)生FM信號(hào)電路的一個(gè)參數(shù)（由調(diào)制電路決定），也稱為調(diào)頻靈敏度。圖7-1是頻率調(diào)制過(guò)程中調(diào)制信號(hào)、調(diào)頻信號(hào)及相應(yīng)的瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)相位波形。由圖7-1(c)可看出，瞬時(shí)頻率變化范圍為fc－Δfm～fc+Δfm，最大變化值為2Δfm。Δωm是相對(duì)于載頻的最大角頻偏(峰值角頻偏)，與之對(duì)應(yīng)的圖7-1調(diào)頻波波形圖7-1調(diào)頻波波形

mf=Δωm/Ω=Δfm/F稱為調(diào)頻波的調(diào)頻指數(shù)，是一個(gè)無(wú)因次量。由公式(7-4)可知，它是調(diào)頻波與未調(diào)載波的最大相位差Δφm，如圖7-1(e)所示。mf與UΩ成正比（因此也稱為調(diào)制深度），與Ω成反比。圖7-2表示了Δfm、mf與調(diào)制頻率F的關(guān)系。mf=Δωm/Ω=Δfm/F稱為調(diào)頻波的調(diào)頻指數(shù)，是一個(gè)圖7-2調(diào)頻波Δfm、mf與F的關(guān)系圖7-2調(diào)頻波Δfm、mf與F的關(guān)系調(diào)頻波的波形如圖7-1(d)，當(dāng)uΩ最大時(shí)，ω(t)也最高，波形密集,當(dāng)uΩ為負(fù)峰時(shí)，頻率最低，波形最疏。因此調(diào)頻波是波形疏密變化的等幅波?？傊?，調(diào)頻是將消息寄載在頻率上而不是在幅度上。也可以說(shuō)在調(diào)頻信號(hào)中消息是蘊(yùn)藏于單位時(shí)間內(nèi)波形數(shù)目或者說(shuō)零交叉點(diǎn)數(shù)目中。由于各種干擾作用主要表現(xiàn)在振幅上，而在調(diào)頻系統(tǒng)中，可以通過(guò)限幅器來(lái)消除這種干擾。因此FM波抗干擾能力較強(qiáng)。調(diào)頻波的波形如圖7-1(d)，當(dāng)uΩ最大時(shí)，ω(t)也最7.1.2調(diào)頻波的頻譜一般說(shuō)來(lái)，受同一調(diào)制信號(hào)調(diào)變的調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)，它們的頻譜結(jié)構(gòu)是不同的。但在調(diào)制信號(hào)為單音信號(hào)時(shí)，它們的頻譜結(jié)構(gòu)類似?？紤]到對(duì)它們的分析方法相同，這里只分析調(diào)頻信號(hào)的頻譜。1．調(diào)頻波的展開(kāi)式因?yàn)槭?7-4)中的

是周期為2π/Ω的周期性時(shí)間函數(shù)，可以將它展開(kāi)為傅氏級(jí)數(shù)，其基波角頻率為Ω，即(7-5)7.1.2調(diào)頻波的頻譜式中Jn(mf)是宗數(shù)為mf的n階第一類貝塞爾函數(shù)，它可以用無(wú)窮級(jí)數(shù)進(jìn)行計(jì)算:(7-6)它隨mf變化的曲線如圖7-3所示，并具有以下特性:Jn(mf)=J－n(mf)，n為偶數(shù)Jn(mf)=－J－n(mf)，n為奇數(shù)式中Jn(mf)是宗數(shù)為mf的n階第一類貝塞爾函數(shù)，它可以用因而，調(diào)頻波的級(jí)數(shù)展開(kāi)式為(7-7)在圖7-3的第一類貝塞爾函數(shù)曲線中，除了J0(mf)外，在mf=0的其它各階函數(shù)值都為零。這意味著，當(dāng)沒(méi)有角度調(diào)制時(shí)，除了載波外，不含有其它頻率分量。所有貝塞爾函數(shù)都是正負(fù)交替變化的非周期函數(shù)，在mf的某些值上，函數(shù)值為零。與此對(duì)應(yīng)，在某些確定的Δφm值，對(duì)應(yīng)的頻率分量為零。因而，調(diào)頻波的級(jí)數(shù)展開(kāi)式為圖7-3第一類貝塞爾函數(shù)曲線圖7-3第一類貝塞爾函數(shù)曲線2．調(diào)頻波的頻譜結(jié)構(gòu)和特點(diǎn)將上式進(jìn)一步展開(kāi)，有(7-8)由上式可知，單一頻率調(diào)頻波是由許多頻率分量組成的，而不是像振幅調(diào)制那樣，單一低頻調(diào)制時(shí)只產(chǎn)生兩個(gè)邊頻(AM、DSB)或一個(gè)邊頻(SSB)。因此調(diào)頻和調(diào)相屬于非線性調(diào)制。2．調(diào)頻波的頻譜結(jié)構(gòu)和特點(diǎn)式(7-8)表明，調(diào)頻波是由載波ωc與無(wú)數(shù)邊頻ωc±nΩ組成的，這些邊頻對(duì)稱地分布在載頻兩邊，其幅度取決于調(diào)制指數(shù)mf。由前述調(diào)頻指數(shù)的定義知，mf=Δωm/Ω=Δfm/F，它既取決于調(diào)頻的頻偏Δfm(它與調(diào)制電壓UΩ成正比)，又取決于調(diào)制頻率F。圖7-4是不同mf時(shí)調(diào)頻信號(hào)的振幅譜，它分別對(duì)應(yīng)于兩種情況。圖7-4(a)是改變?chǔ)m而保持F不變時(shí)的頻譜。圖7-4(b)是保持Δfm不變而改變F時(shí)的頻譜。對(duì)比圖(a)與(b)，當(dāng)mf相同時(shí)，其頻譜的包絡(luò)形狀是相同的。由圖7-3的函數(shù)曲線可以看出，當(dāng)mf一定時(shí)，并不是n越大，Jn(mf)值越小，因此一般說(shuō)來(lái)，并不是邊頻次數(shù)越高，±nΩ分量幅度越小，這從圖7-4上可以證實(shí)。式(7-8)表明，調(diào)頻波是由載波ωc與無(wú)數(shù)邊頻ωc±nΩ組成只是在mf較小(mf約小于1)時(shí)，邊頻分量隨n增大而減小。對(duì)于mf大于1的情況，有些邊頻分量幅度會(huì)增大，只有更遠(yuǎn)的邊頻幅度才又減小，這是由貝塞爾函數(shù)總的衰減趨勢(shì)決定的。圖上將幅度很小的高次邊頻忽略了。圖7-4(a)中，mf是靠增加頻偏Δfm實(shí)現(xiàn)的，因此可以看出，隨著Δfm增大，調(diào)頻波中有影響的邊頻分量數(shù)目要增多，頻譜要展寬。而在圖7-4(b)中，它是靠減小調(diào)制頻率而加大mf。雖然有影響的邊頻分量數(shù)目也增加，但頻譜并不展寬。了解這一頻譜結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，對(duì)確定調(diào)頻信號(hào)的帶寬是很有用的。只是在mf較小(mf約小于1)時(shí)，邊頻分量隨n增大而減小。對(duì)圖7-4單頻調(diào)制時(shí)FM波的振幅譜(a)Ω為常數(shù);(b)Δωm為常數(shù)圖7-4單頻調(diào)制時(shí)FM波的振幅譜由式(7-8)還可知，對(duì)于n為偶數(shù)的邊頻分量，邊頻的符號(hào)相同，若將這一對(duì)邊頻相加，則其合成波為一雙邊帶(DSB)信號(hào)，其高頻相位與載波相同。若用矢量表示，偶次邊頻將沿載波方向變化，如圖7-5(a)所示。對(duì)于n為奇數(shù)的邊頻分量，邊頻的符號(hào)相反，相加后其合成矢量與載波方向垂直，如圖7-5(b)所示。對(duì)照?qǐng)D7-5(a)、(b)可發(fā)現(xiàn),調(diào)頻信號(hào)的調(diào)角作用是由這些奇次邊頻完成的，而它們所引起的附加幅度變化，由偶次邊頻的調(diào)幅作用來(lái)補(bǔ)償，從而得到幅度不變的合成矢量。由式(7-8)還可知，對(duì)于n為偶數(shù)的邊頻分量，邊頻的符號(hào)圖7-5調(diào)頻信號(hào)的矢量表示圖7-5調(diào)頻信號(hào)的矢量表示當(dāng)調(diào)頻波的調(diào)制指數(shù)mf較小時(shí),由圖7-3可知,|J1(mf)|>>|J2(mf)|、|J3(mf)|、……，此時(shí)可以認(rèn)為調(diào)頻波只由載波ωc和ωc±Ω的邊頻構(gòu)成。這種調(diào)頻波通常稱為窄帶調(diào)頻(NBFM)，其振幅譜與一般AM波完全相同。但是應(yīng)該注意到一個(gè)原則區(qū)別，就是此邊頻的合成矢量與載波垂直，正如圖7-5(b)那樣。這種調(diào)制也稱為正交調(diào)制。由于其頻譜與調(diào)制信號(hào)頻譜有線性關(guān)系(即調(diào)制過(guò)程是頻譜的線性搬移)，故也是一種線性調(diào)制。窄帶調(diào)頻對(duì)應(yīng)的調(diào)制指數(shù)mf一般為0.5以下(也有定為0.3以下)。以mf=0.5為例，第二邊頻分量幅度只有第一邊頻的約1/8，其它分量就更小，允許忽略。從另一角度看，只保留第一邊頻對(duì)時(shí)，引起的寄生振幅調(diào)制也較小，約為10%。當(dāng)調(diào)頻波的調(diào)制指數(shù)mf較小時(shí),由圖7-3可知,|J1(m7.1.3調(diào)頻波的信號(hào)帶寬調(diào)頻波的另一個(gè)重要指標(biāo)是信號(hào)的頻帶寬度。從原理上說(shuō)，信號(hào)帶寬應(yīng)包括信號(hào)的所有頻率分量。由于調(diào)頻波有無(wú)窮多分量，這樣定義的帶寬顯然是無(wú)意義的，應(yīng)根據(jù)調(diào)頻信號(hào)的特點(diǎn)和實(shí)際應(yīng)用來(lái)規(guī)定它的帶寬。從實(shí)際應(yīng)用出發(fā)，調(diào)頻信號(hào)的帶寬是將大于一定幅度的頻率分量包括在內(nèi)。這樣就可以使頻帶內(nèi)集中了信號(hào)的絕大部分功率，也不致因忽略其它分量而帶來(lái)可察覺(jué)的失真。通常采用的準(zhǔn)則是，信號(hào)的頻帶寬度應(yīng)包括幅度大于未調(diào)載波1%以上的邊頻分量，即|Jn(mf)|≥0.01在某些要求不高的場(chǎng)合，此標(biāo)準(zhǔn)也可以定為5%或者10%。7.1.3調(diào)頻波的信號(hào)帶寬對(duì)于不同的mf值，有用邊頻的數(shù)目(2n)可查貝塞爾函數(shù)表或曲線得到。滿足|Jn(mf)|≥0.01的n/mf與mf的關(guān)系曲線如圖7-6所示。由圖可見(jiàn)，當(dāng)mf很大時(shí)，n/mf趨近于1。因此當(dāng)mf>>1時(shí)，應(yīng)將n=mf的邊頻包括在頻帶內(nèi)，此時(shí)帶寬為Bs=2nF=2mfF=2Δfm(7-9)當(dāng)mf很小時(shí)，如mf<0.5，為窄頻帶調(diào)頻，此時(shí)Bs=2F(7-10)對(duì)于一般情況，帶寬為Bs=2(mf+1)F=2(Δfm+F)(7-11)式(7-11)就是廣泛應(yīng)用的調(diào)頻波的帶寬公式，又稱卡森(Carson)公式。它對(duì)應(yīng)于最高邊頻分量幅度大于未調(diào)載波的10%和調(diào)頻信號(hào)功率的98%左右。此式在mf>>1和mf＜1(如mf＜0.3)的兩種極端情況下，可化為式(7-9)和式(7-10)。對(duì)于不同的mf值，有用邊頻的數(shù)目(2n)可查貝塞爾函數(shù)表圖7-6|Jn(mf)|≥0.01時(shí)的n/mf曲線圖7-6|Jn(mf)|≥0.01時(shí)的n/mf曲線更準(zhǔn)確的調(diào)頻波帶寬計(jì)算公式為(7-12)由公式(7-9)、(7-10)可看出FM信號(hào)頻譜的特點(diǎn)。當(dāng)mf為小于1的窄頻帶調(diào)頻時(shí)，帶寬由第一對(duì)邊頻分量決定，Bs只隨F變化，而與Δfm無(wú)關(guān)。當(dāng)mf>>1時(shí)，帶寬Bs只與頻偏Δfm成比例，而與調(diào)制頻率F無(wú)關(guān)。這一點(diǎn)的物理解釋是，mf>>1意味著F比Δfm小得多，瞬時(shí)頻率變化的速度(由F決定)很慢。這時(shí)最大、最小瞬時(shí)頻率差，即信號(hào)瞬時(shí)頻率變化的范圍就是信號(hào)帶寬。從這一解釋出發(fā)，對(duì)于任何調(diào)制信號(hào)波形，只要峰值頻偏Δfm比調(diào)制頻率的最高頻率大得多，其信號(hào)帶寬都可以認(rèn)為是Bs=2Δfm。因此，頻率調(diào)制是一種恒定帶寬的調(diào)制。更準(zhǔn)確的調(diào)頻波帶寬計(jì)算公式為以上主要討論單一調(diào)制頻率調(diào)頻時(shí)的頻譜與帶寬。當(dāng)調(diào)制信號(hào)不是單一頻率時(shí)，由于調(diào)頻是非線性過(guò)程，其頻譜要復(fù)雜得多。比如有F1、F2兩個(gè)調(diào)制頻率，則根據(jù)式(7-7)可寫(xiě)出可見(jiàn)，F(xiàn)M信號(hào)中不但有ωc，ωc±nΩ1，ωc±kΩ2分量,還會(huì)有ωc±nΩ1±kΩ2的組合分量。根據(jù)分析和經(jīng)驗(yàn)，當(dāng)多頻調(diào)制信號(hào)調(diào)頻時(shí)，仍可以用式(7-11)來(lái)計(jì)算FM信號(hào)帶寬。其中Δfm應(yīng)該用峰值頻偏，F(xiàn)和mf用最大調(diào)制頻率Fmax和對(duì)應(yīng)的mf。以上主要討論單一調(diào)制頻率調(diào)頻時(shí)的頻譜與帶寬。當(dāng)調(diào)制信號(hào)不通常調(diào)頻廣播中規(guī)定的峰值頻偏Δfm為75kHz，最高調(diào)制頻率F為15kHz，故mf=5，由式(7-11)可計(jì)算出此FM信號(hào)的頻帶寬度為180kHz。綜上所述，除了窄帶調(diào)頻外，當(dāng)調(diào)制頻率F相同時(shí)，調(diào)頻信號(hào)的帶寬比振幅調(diào)制(AM、DSB、SSB)要大得多。由于信號(hào)頻帶寬，通常FM只用于超短波及頻率更高的波段。通常調(diào)頻廣播中規(guī)定的峰值頻偏Δfm為75kHz，最高調(diào)7.1.4調(diào)頻波的功率調(diào)頻信號(hào)uFM(t)在電阻RL上消耗的平均功率為(7-13)由于余弦項(xiàng)的正交性，總和的均方值等于各項(xiàng)均方值的總和，由式(7-7)可得(7-14)根據(jù)貝塞爾函數(shù)，具有特性，因此有(7-15)7.1.4調(diào)頻波的功率此結(jié)果表明，調(diào)頻波的平均功率與未調(diào)載波平均功率相等。當(dāng)mf由零增加時(shí)，已調(diào)制的載頻功率下降，而分散給其它邊頻分量。也就是說(shuō)調(diào)制的過(guò)程只是進(jìn)行功率的重新分配，而總功率不變。調(diào)頻器可以理解為一個(gè)功率分配器，它將載波功率分配給每個(gè)邊頻分量，而分配的原則與調(diào)頻指數(shù)mf有關(guān)。從Jn(mf)曲線可看出，適當(dāng)選擇mf值，可使任一特定頻率分量(包括載頻及任意邊頻)達(dá)到所要求的那樣小。例如mf=2.405時(shí)，J0(mf)=0，在這種情況下，所有功率都在邊頻中。此結(jié)果表明，調(diào)頻波的平均功率與未調(diào)載波平均功率相等。當(dāng)mf由7.1.5調(diào)頻波與調(diào)相波的比較1．調(diào)相波調(diào)相波是其瞬時(shí)相位以未調(diào)載波相位φc為中心按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化的等幅高頻振蕩。如uΩ(t)=UΩcosΩt,并令φ0=0，則其瞬時(shí)相位為(7-16)從而得到調(diào)相信號(hào)為uPM(t)=UCcos(ωct+mpcosΩt)(7-17)式中Δφm=kpUΩ=mp為最大相偏，mp稱為調(diào)相指數(shù)。對(duì)于一確定電路，Δφm∝UΩ，Δφ(t)的曲線見(jiàn)圖7-7(c),它與調(diào)制信號(hào)形狀相同。kp=Δφm/UΩ為調(diào)相靈敏度，它表示單位調(diào)制電壓所引起的相位偏移值。7.1.5調(diào)頻波與調(diào)相波的比較圖7-7調(diào)相波波形圖7-7調(diào)相波波形調(diào)相波的瞬時(shí)頻率為(7-18)式中Δωm=mpΩ=kpUΩΩ，為調(diào)相波的最大頻偏。它不僅與調(diào)制信號(hào)的幅度成正比，而且還與調(diào)制頻率成正比(這一點(diǎn)與FM不同)，其示意圖見(jiàn)圖7-8。調(diào)制頻率愈高，頻偏也愈大。若規(guī)定Δωm值，那么就需限制調(diào)制頻率。調(diào)相波的φ(t)、Δω(t)及ω(t)的曲線見(jiàn)圖7-7。根據(jù)瞬時(shí)頻率的變化可畫(huà)出PM波波形，如圖7-7(f)所示,也是等幅疏密波。它與圖7-1中的FM波相比只是延遲了一段時(shí)間。如不知道原調(diào)制信號(hào)，則在單頻調(diào)制的情況下無(wú)法從波形上分辨是FM波還是PM波。調(diào)相波的瞬時(shí)頻率為圖7-8調(diào)相波Δfm、mp與F的關(guān)系圖7-8調(diào)相波Δfm、mp與F的關(guān)系由于頻率與相位之間存在著微分與積分的關(guān)系，所以FM與PM之間是可以互相轉(zhuǎn)化的。如果先對(duì)調(diào)制信號(hào)積分，然后再進(jìn)行調(diào)相，就可以實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，如圖7-9(a)所示。如果先對(duì)調(diào)制信號(hào)微分，然后用微分結(jié)果去進(jìn)行調(diào)頻，得出的已調(diào)波為調(diào)相波，如圖7-9(b)所示。至于PM波的頻譜及帶寬，其分析方法與FM相同。調(diào)相信號(hào)帶寬為Bs=2(mp+1)F(7-19)由于mp與F無(wú)關(guān)，所以Bs正比于F。調(diào)制頻率變化時(shí)，Bs隨之變化。如果按最高調(diào)制頻率Fmax值設(shè)計(jì)信道，則在調(diào)制頻率低時(shí)有很大余量，系統(tǒng)頻帶利用不充分。因此在模擬通信中調(diào)相方式用的很少。由于頻率與相位之間存在著微分與積分的關(guān)系，所以FM與PM圖7-9調(diào)頻與調(diào)相的關(guān)系圖7-9調(diào)頻與調(diào)相的關(guān)系2．調(diào)頻波與調(diào)相波的比較調(diào)頻波與調(diào)相波的比較見(jiàn)表7-1。2．調(diào)頻波與調(diào)相波的比較第7章-頻率調(diào)制與解調(diào)--高頻電路基礎(chǔ)課件-高頻電路原理與分析在本節(jié)結(jié)束前，要強(qiáng)調(diào)幾點(diǎn):(1)角度調(diào)制是非線性調(diào)制,在單頻調(diào)制時(shí)會(huì)出現(xiàn)(ωc±nΩ)分量，在多頻調(diào)制時(shí)還會(huì)出現(xiàn)交叉調(diào)制(ωc±nΩ1±kΩ2+…)分量。(2)調(diào)頻的頻譜結(jié)構(gòu)與mf密切相關(guān)。mf大，頻帶寬。但通常mf大，調(diào)頻的抗干擾能力也強(qiáng)，因此，mf值的選擇要從通信質(zhì)量和帶寬限制兩方面考慮。對(duì)于高質(zhì)量通信(如調(diào)頻廣播、電視伴音)，由于信號(hào)強(qiáng)，主要考慮質(zhì)量，采用寬帶調(diào)頻，mf值選得大。對(duì)于一般通信，要考慮接收微弱信號(hào)，帶寬窄些，噪聲影響小，常選用mf較小的調(diào)頻方式。(3)與AM制相比，角調(diào)方式的設(shè)備利用率高，因其平均功率與最大功率一樣。調(diào)頻制抗干擾性能好，因?yàn)樗梢岳孟薹魅サ艏纳{(diào)幅，同時(shí)，由干擾引起的頻偏Δfn通常遠(yuǎn)小于Δfm。在本節(jié)結(jié)束前，要強(qiáng)調(diào)幾點(diǎn):7.2調(diào)頻器與調(diào)頻方法7.2.1調(diào)頻器實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的電路或部件稱為調(diào)頻器或調(diào)頻電路。從這個(gè)意義上講，調(diào)頻器只包含一個(gè)調(diào)制器。但根據(jù)調(diào)頻的含義，從廣泛的意義上講，調(diào)頻器還應(yīng)包括高頻振蕩器。一個(gè)完整的調(diào)頻電路的構(gòu)成與調(diào)頻方法有關(guān)。調(diào)頻器的調(diào)制特性稱為調(diào)頻特性。所謂調(diào)頻，就是輸出已調(diào)信號(hào)的頻率(或頻偏)隨輸入信號(hào)規(guī)律變化。因此，調(diào)頻特性可以用f(t)或Δf(t)與UΩ之間的關(guān)系曲線表示，稱為調(diào)頻特性曲線，如圖7-10所示。7.2調(diào)頻器與調(diào)頻方法圖7-10調(diào)頻特性曲線圖7-10調(diào)頻特性曲線對(duì)于圖7-10的調(diào)頻特性的要求如下:(1)調(diào)制特性線性要好。圖7-10曲線的線性度要高，線性范圍要大(Δfm要大)，以保證Δf(t)與uΩ之間在較寬范圍內(nèi)呈線性關(guān)系。(2)調(diào)制靈敏度要高。調(diào)制特性曲線在原點(diǎn)處的斜率就是調(diào)頻靈敏度kf。kf越大，同樣的uΩ值產(chǎn)生的Δfm越大。(3)載波性能要好。調(diào)頻的瞬時(shí)頻率就是以載頻fc為中心而變化的，因此，為了防止產(chǎn)生較大的失真，載波頻率fc要穩(wěn)定。此外，載波振蕩的幅度要保持恒定，寄生調(diào)幅要小。對(duì)于圖7-10的調(diào)頻特性的要求如下:7.2.2調(diào)頻方法調(diào)頻波產(chǎn)生的方法主要有兩種:一種是直接調(diào)頻法，另一種是間接調(diào)頻法。1．直接調(diào)頻法這種方法一般是用調(diào)制電壓直接控制振蕩器的振蕩頻率，使振蕩頻率f(t)按調(diào)制電壓的規(guī)律變化。若被控制的是LC振蕩器，則只需控制振蕩回路的某個(gè)元件(L或C)，使其參數(shù)隨調(diào)制電壓變化，就可達(dá)到直接調(diào)頻的目的。若被控制的是張弛振蕩器，由于張弛振蕩器的振蕩頻率取決于電路中的充電或放電速度，因此，可以用調(diào)制信號(hào)去控制(通過(guò)受控恒流源)電容的充電或放電電流，從而控制張弛振蕩器的重復(fù)頻率。對(duì)張弛振蕩器調(diào)頻，產(chǎn)生的是非正弦波調(diào)頻信號(hào)，如三角波調(diào)頻信號(hào)、方波調(diào)頻信號(hào)等。7.2.2調(diào)頻方法有各種不同的方法使LC振蕩回路的電容或電感隨輸入信號(hào)而變化，如駐極體話筒或電容式話筒。常用的方法是采用變?nèi)荻O管，還可以采用電抗管調(diào)制器(在變?nèi)荻O管問(wèn)世之前應(yīng)用很廣泛，現(xiàn)在很少使用)等。用變?nèi)荻O管實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻，由于電路簡(jiǎn)單、性能良好，已成為目前最廣泛采用的調(diào)頻電路之一。在直接調(diào)頻法中，振蕩器與調(diào)制器合二為一。這種方法的主要優(yōu)點(diǎn)是在實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻的要求下，可以獲得較大的頻偏，其主要缺點(diǎn)是頻率穩(wěn)定度差，在許多場(chǎng)合須對(duì)載頻采取穩(wěn)頻措施或者對(duì)晶體振蕩器進(jìn)行直接調(diào)頻。有各種不同的方法使LC振蕩回路的電容或電感隨輸入信號(hào)而變2．間接調(diào)頻法這種方法是先將調(diào)制信號(hào)積分，然后對(duì)載波進(jìn)行調(diào)相，如圖7-9(a)所示。這種方法也稱為阿姆斯特朗(Armstrong)法。間接調(diào)頻時(shí)，調(diào)制器與振蕩器是分開(kāi)的，對(duì)振蕩器影響小，頻率穩(wěn)定度高，但設(shè)備較復(fù)雜。2．間接調(diào)頻法實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵是如何進(jìn)行相位調(diào)制。通常，實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制的方法有如下三種:(1)矢量合成法。這種方法主要針對(duì)的是窄帶的調(diào)頻或調(diào)相信號(hào)。對(duì)于單音調(diào)相信號(hào)當(dāng)mp≤π/12時(shí)，上式近似為uPM≈Ucosωct－UmpcosΩtsinωct(7-20)上式表明，在調(diào)相指數(shù)較小時(shí)，調(diào)相波可由兩個(gè)信號(hào)合成得到。據(jù)此式可以得到一種調(diào)相方法，如圖7-11(b)所示。實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵是如何進(jìn)行相位調(diào)制。通常，實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制圖7-11矢量合成法調(diào)頻圖7-11矢量合成法調(diào)頻窄帶調(diào)頻(NBFM)信號(hào)與AM波的區(qū)別僅在于邊帶信號(hào)與載波的相位關(guān)系。一是正交相加，一是同相相加。因此可以用乘法器(平衡調(diào)制器或差分對(duì))及移相器來(lái)產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號(hào)，如圖7-11(c)所示，圖中虛框內(nèi)的電路為一積分電路。圖7-11(a)為將載波與乘法器產(chǎn)生的雙邊帶信號(hào)相加得出的AM波。(2)可變移相法。可變移相法就是利用調(diào)制信號(hào)控制移相網(wǎng)絡(luò)或諧振回路的電抗或電阻元件來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)相。用這種方法得到的調(diào)相波的最大不失真相移mp受諧振回路或相移網(wǎng)絡(luò)相頻特性非線性的限制，一般都在30°以下。為了增大mp，可以采用級(jí)聯(lián)調(diào)相電路。窄帶調(diào)頻(NBFM)信號(hào)與AM波的區(qū)別僅在于邊帶信號(hào)與載(3)可變延時(shí)法。將載波信號(hào)通過(guò)一可控延時(shí)網(wǎng)絡(luò)，延時(shí)時(shí)間τ受調(diào)制信號(hào)控制，即τ=kduΩ(t)則輸出信號(hào)為u=Ucosωc(t－τ)=Ucos[ωct－kdωcuΩ(t)]由此可知，輸出信號(hào)已變成調(diào)相信號(hào)了。除上述調(diào)頻方法外，還可以用計(jì)算機(jī)模擬調(diào)頻微分方程的方法產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)。3.擴(kuò)大調(diào)頻器線性頻偏的方法最大頻偏Δfm和調(diào)制線性是調(diào)頻器的兩個(gè)相互矛盾的指標(biāo)。如何擴(kuò)展最大線性頻偏是調(diào)頻器設(shè)計(jì)的一個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題。(3)可變延時(shí)法。將載波信號(hào)通過(guò)一可控延時(shí)網(wǎng)絡(luò)，延時(shí)時(shí)對(duì)于直接調(diào)頻電路，調(diào)制特性的非線性隨最大相對(duì)頻偏Δfm/fc的增大而增大。當(dāng)最大相對(duì)頻偏Δfm/fc限定時(shí)，對(duì)于特定的fc，Δfm也就被限定了，其值與調(diào)制頻率的大小無(wú)關(guān)。因此，如果在較高的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，則在相對(duì)頻偏一定的條件下，可以獲得較大的絕對(duì)頻偏。當(dāng)要求絕對(duì)頻偏一定，且載波頻率較低時(shí)，可以在較高的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，然后通過(guò)混頻將載頻降下來(lái)，而頻偏的絕對(duì)數(shù)值保持不變。這種方法較為簡(jiǎn)單。但當(dāng)難以制成高頻調(diào)頻器時(shí)，可以先在較低的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，然后通過(guò)倍頻將所有頻率提高，頻偏也提高了相應(yīng)的倍數(shù)(絕對(duì)頻偏增大了)，最后，通過(guò)混頻將所有頻率降低同一絕對(duì)數(shù)值，使載波頻率達(dá)到規(guī)定值。這種方法產(chǎn)生的寬帶調(diào)頻(WBFM)信號(hào)的相位噪聲隨倍頻值的增加而增加。對(duì)于直接調(diào)頻電路，調(diào)制特性的非線性隨最大相對(duì)頻偏Δfm/采用間接調(diào)頻時(shí)，受到非線性限制的不是相對(duì)頻偏，也不是絕對(duì)頻偏，而是最大相偏。因此，不能指望在較高的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻以擴(kuò)大線性頻偏，而一般采用先在較低的載波頻率上實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，然后再通過(guò)倍頻和混頻的方法得到所需的載波頻率的最大線性頻偏。采用間接調(diào)頻時(shí)，受到非線性限制的不是相對(duì)頻偏，也不是絕對(duì)7.3調(diào)頻電路7.3.1直接調(diào)頻電路1.變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路由于變?nèi)荻O管工作頻率范圍寬，固有損耗小，使用方便，構(gòu)成的調(diào)頻器電路簡(jiǎn)單，因此變?nèi)莨苷{(diào)頻器是一種應(yīng)用非常廣泛的調(diào)頻電路。7.3調(diào)頻電路1)變?nèi)荻O管調(diào)頻原理由第2章的內(nèi)容可知，利用PN結(jié)反向偏置時(shí)，勢(shì)壘電容隨外加反向偏壓變化的機(jī)理，在制作半導(dǎo)體二極管的工藝上進(jìn)行特殊處理，控制摻雜濃度和摻雜分布，可以使二極管的勢(shì)壘電容靈敏地隨反偏電壓變化且呈現(xiàn)較大的變化。這樣制作的變?nèi)荻O管可以看作一壓控電容，在調(diào)頻振蕩器中起著可變電容的作用。其結(jié)電容Cj與在其兩端所加反偏電壓u之間存在著如下關(guān)系:(7-21)1)變?nèi)荻O管調(diào)頻原理式中，C0為變?nèi)荻O管在零偏置時(shí)的結(jié)電容值;uφ為變?nèi)荻O管PN結(jié)的勢(shì)壘電位差(硅管約為0.7V，鍺管約為0.3V);γ為變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化指數(shù)，它決定于PN結(jié)的雜質(zhì)分布規(guī)律。圖7-12(a)為不同指數(shù)γ時(shí)的Cj～u曲線，圖7-12(b)為一實(shí)際變?nèi)莨艿腃j～u曲線。γ=1/3稱為緩變結(jié)，擴(kuò)散型管多屬此種。γ=1/2為突變結(jié)，合金型管屬于此類。超突變結(jié)的γ在1～5之間。式中，C0為變?nèi)荻O管在零偏置時(shí)的結(jié)電容值;uφ為變?nèi)荻O圖7-12變?nèi)莨艿腃j～u曲線圖7-12變?nèi)莨艿腃j～u曲線靜態(tài)工作點(diǎn)為EQ時(shí)，變?nèi)荻O管結(jié)電容為(7-22)設(shè)在變?nèi)荻O管上加的調(diào)制信號(hào)電壓為uΩ(t)=UΩcosΩt，則u=EQ+uΩ(t)=EQ+UΩcosΩt(7-23)靜態(tài)工作點(diǎn)為EQ時(shí)，變?nèi)荻O管結(jié)電容為將式(7-23)代入式(7-21)，得(7-24)式中，m=UΩ/(EQ+uφ)≈UΩ/EQ，稱為電容調(diào)制度，它表示結(jié)電容受調(diào)制信號(hào)調(diào)變的程度，UΩ大，Cj變化大，調(diào)制深。將此變?nèi)莨芙尤胝袷幓芈?，根?jù)uΩ(t)的變化，將會(huì)引起Cj的變化，進(jìn)而引起回路諧振頻率的變化，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)頻。將式(7-23)代入式(7-21)，得2)變?nèi)荻O管直接調(diào)頻性能分析下面按兩種情況進(jìn)行分析，一是以Cj為回路總電容接入回路，一是以Cj作為回路部分電容接入回路。(1)Cj為回路總電容。圖7-13為一變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路,Cj作為回路總電容接入回路。圖7-13(b)是圖7-13(a)振蕩回路的簡(jiǎn)化高頻電路。2)變?nèi)荻O管直接調(diào)頻性能分析圖7-13變?nèi)莨茏鳛榛芈房傠娙萑拷尤牖芈穲D7-13變?nèi)莨茏鳛榛芈房傠娙萑拷尤牖芈酚纱丝芍糇內(nèi)莨苌霞觰Ω(t)，就會(huì)使得Cj隨時(shí)間變化(時(shí)變電容)，如圖7-14(a)所示，此時(shí)振蕩頻率為(7-25)式中，為不加調(diào)制信號(hào)時(shí)的振蕩頻率，它就是振蕩器的中心頻率——未調(diào)載頻。振蕩頻率隨時(shí)間變化的曲線如圖7-14(b)所示。在上式中，若γ=2，則得(7-26)其中，Δω(t)=ωcuΩ(t)/(EQ+uφ)∝uΩ(t)，即頻率與uΩ(t)成正比例。這種調(diào)頻就是線性調(diào)頻，如圖7-14(c)所示。由此可知，若變?nèi)莨苌霞觰Ω(t)，就會(huì)使得Cj隨時(shí)間變化圖7-14變?nèi)莨芫€性調(diào)頻原理圖7-14變?nèi)莨芫€性調(diào)頻原理一般情況下，γ≠2，這時(shí)，式(7-25)可以展開(kāi)成冪級(jí)數(shù)忽略高次項(xiàng)，上式可近似為(7-27)式中，Δωc=γ(γ/2-1)m2ωc/8，是調(diào)制過(guò)程中產(chǎn)生的中心頻率漂移。Δωc與γ和m有關(guān)，當(dāng)變?nèi)莨芤欢ê?，UΩ越大，m越大，Δωc也越大。產(chǎn)生Δωc的原因在于Cj～u曲線不是直線，這使得在一個(gè)調(diào)制信號(hào)周期內(nèi)，電容的平均值不等于靜態(tài)工作點(diǎn)的CQ，如圖7-14(a)所示，從而引起中心頻率的改變。一般情況下，γ≠2，這時(shí)，式(7-25)可以展開(kāi)成冪級(jí)數(shù)Δωm=γmωc/2，為最大角頻偏。Δω2m=γ(γ/2-1)m2ωc/8，為二次諧波最大角頻偏，它也是由于Cj～u曲線的非線性引起的，并將引入非線性失真。二次諧波失真系數(shù)可用下式求出:(7-28)可見(jiàn)，當(dāng)UΩ增大而使m增大時(shí)，將同時(shí)引起Δωm、Δωc及Kf2的增大，因此m不能選得太大。由于非線性失真，γ≠2時(shí)的調(diào)頻特性不是直線，調(diào)制特性曲線彎曲。Δωm=γmωc/2，為最大角頻偏。Δω2m=γ(γ/2調(diào)頻靈敏度可以通過(guò)調(diào)制特性或式(7-27)求出。根據(jù)調(diào)頻靈敏度的定義，有(7-29)上式表明，kf由變?nèi)莨芴匦约办o態(tài)工作點(diǎn)確定。當(dāng)變?nèi)莨芤欢?，中心頻率一定時(shí)，在不影響線性條件下，|EQ|值取小些好。同時(shí)還可由式(7-29)看到，在變?nèi)莨?、EQ及UΩ一定時(shí)，比值Δωm/ωc=mγ/2也一定，即相對(duì)頻偏一定。ωc變大，則Δωm增加。在這種將Cj構(gòu)成回路總電容的應(yīng)用中，CQ直接決定中心頻率。但由于CQ隨溫度、電源電壓的變化而變化，會(huì)直接造成振蕩頻率穩(wěn)定度的下降。因此除非要求寬帶調(diào)頻，一般很少這樣應(yīng)用。調(diào)頻靈敏度可以通過(guò)調(diào)制特性或式(7-27)求出。根據(jù)調(diào)頻(2)Cj作為回路部分電容接入回路。在實(shí)際應(yīng)用中，通常γ≠2，Cj作為回路總電容將會(huì)使調(diào)頻特性出現(xiàn)非線性，輸出信號(hào)的頻率穩(wěn)定度也將下降。因此，通常利用對(duì)變?nèi)荻O管串聯(lián)或并聯(lián)電容的方法來(lái)調(diào)整回路總電容C與電壓u之間的特性。圖7-15表示了變?nèi)莨艽⒉⒙?lián)電容時(shí)的C～u特性。圖中曲線②為原變?nèi)莨艿腃j～u曲線。曲線①為并聯(lián)電容C1時(shí)的情況。并聯(lián)C1后，各點(diǎn)電容量均增加，曲線上移。但在原變?nèi)莨蹸j小的區(qū)域，并聯(lián)電容C1影響較大，電容量相對(duì)變化大;在Cj值大的區(qū)域，并聯(lián)電容C1影響較小。因此造成反向偏壓小的區(qū)域C～u曲線斜率減小得少(變化很小)，而在反偏大的范圍，斜率減小得多。曲線③為變?nèi)莨艽?lián)電容C2時(shí)的情況。串聯(lián)電容使得總電容減小，故曲線下移。當(dāng)Cj較大時(shí)，串聯(lián)電容影響也大，C～u曲線在此范圍與原Cj～u曲線相比變化較大;反之，在Cj小的區(qū)域，C2影響也小，曲線的斜率基本不變。(2)Cj作為回路部分電容接入回路。在實(shí)際應(yīng)用中，通圖7-15Cj與固定電容串、并聯(lián)后的特性圖7-15Cj與固定電容串、并聯(lián)后的特性總之，并聯(lián)電容可較大地調(diào)整Cj值小的區(qū)域內(nèi)的C～u特性，串聯(lián)電容可有效地調(diào)整Cj值大的區(qū)域內(nèi)的C～u特性。如果原變?nèi)莨堞?gt;2，則可以通過(guò)串、并聯(lián)電容的方法，使C～u特性在一定偏壓范圍內(nèi)接近γ=2的特性，從而實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻。變?nèi)莨艽?、并?lián)電容后，總的C～u曲線斜率要下降(見(jiàn)圖7-15),因此頻偏下降?？傊⒙?lián)電容可較大地調(diào)整Cj值小的區(qū)域內(nèi)的C～u特性，圖7-16(a)是某變?nèi)莨苷{(diào)頻器的實(shí)際電路。圖中12μH的電感為高頻扼流圈，對(duì)高頻相當(dāng)于開(kāi)路，1000pF電容為高頻濾波電容。振蕩回路由10pF、15pF、33pF電容、可調(diào)電感及變?nèi)荻O管組成，其交流等效電路如圖(b)所示。由此可以看出，這是一個(gè)電容反饋三點(diǎn)式振蕩器線路。兩個(gè)變?nèi)莨転榉聪虼?lián)組態(tài);直流偏置同時(shí)加至兩管正端，調(diào)制信號(hào)經(jīng)12μH電感(相當(dāng)于短路)加至兩管負(fù)端，所以對(duì)直流及調(diào)制信號(hào)來(lái)說(shuō)，兩個(gè)變?nèi)莨苁遣⒙?lián)的。對(duì)高頻而言，兩個(gè)變?nèi)莨苁谴?lián)的，總變?nèi)莨茈娙?。這樣，加到每個(gè)變?nèi)莨艿母哳l電壓就降低一半，從而可以減弱高頻電壓對(duì)電容的影響;同時(shí)，采用反向串聯(lián)組態(tài)，在高頻信號(hào)的任意半周期內(nèi)，一個(gè)變?nèi)莨艿募纳娙?即前述平均電容)增大，另一個(gè)則減小，二者相互抵消，能減弱寄生調(diào)制。這個(gè)電路與采用單變?nèi)莨軙r(shí)相比較，在Δfm要求相同時(shí)，由于系數(shù)p的加大，m值就可以降低。另外，改變變?nèi)莨芷眉罢{(diào)節(jié)電感L可使該電路的中心頻率在50～100MHz范圍內(nèi)變化。圖7-16(a)是某變?nèi)莨苷{(diào)頻器的實(shí)際電路。圖中12μ圖7-16變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路舉例(a)實(shí)際電路;(b)等效電路圖7-16變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路舉例將圖7-16(b)的振蕩回路簡(jiǎn)化為圖7-17，這就是變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈返那闆r。這樣，回路的總電容為(7-30)振蕩頻率為(7-31)將上式在工作點(diǎn)EQ處展開(kāi)，可得(7-32)將圖7-16(b)的振蕩回路簡(jiǎn)化為圖7-17，這就是變?nèi)輬D7-17部分接入的振蕩回路圖7-17部分接入的振蕩回路式中式中從式(7-32)可以看出，當(dāng)Cj部分接入時(shí)，其最大頻偏為(7-33)它是全接入時(shí)Δfm的1/p。調(diào)頻靈敏度也下降為全接入時(shí)的1/p，這是因?yàn)榇藭r(shí)Cj比全接入時(shí)影響小，Δfm必然下降。C1愈大，C2愈小，即p加大，Cj對(duì)頻率的變化影響就愈小，故C1值要選取適當(dāng)，一般取C1=(10%～30%)Ｃ2。變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈贩绞竭m用于要求頻偏較小的情況。而且由于Cj影響小，CQ隨溫度及電源電壓變化的影響也小，有利于提高中心頻率的穩(wěn)定度。從式(7-32)可以看出，當(dāng)Cj部分接入時(shí)，其最大頻偏為變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈贩绞竭€可減小寄生調(diào)制。實(shí)際上，加在變?nèi)莨苌系碾妷菏荅Q、uΩ(t)及高頻電壓，如圖7-18所示。變?nèi)莨艿碾娙葜祽?yīng)由每個(gè)高頻周期內(nèi)的平均電容來(lái)確定。但由于電容與電壓間的非線性關(guān)系，當(dāng)高頻電壓擺向左方或右方時(shí)，電容的增加與減小并不相同，因而會(huì)造成平均電容增大。而且高頻電壓疊加在uΩ(t)之上，由圖看出每個(gè)高頻周期的平均電容變化不一樣，這樣會(huì)引起頻率不按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化而造成寄生調(diào)制。圖7-19(a)畫(huà)出了在不同偏壓時(shí)電容與高頻電壓U1之間的變化關(guān)系，圖(b)為不同高頻電壓U1時(shí)變?nèi)莨茈娙蓦S偏壓變化的情況。部分接入方式可以減小加在變?nèi)莨苌系母哳l電壓，以減弱因其產(chǎn)生的寄生調(diào)制。變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈贩绞竭€可減小寄生調(diào)制。實(shí)際上，加在變?nèi)輬D7-18加在變?nèi)莨苌系碾妷簣D7-18加在變?nèi)莨苌系碾妷簣D7-19變?nèi)莨艿刃щ娙蓦S高頻電壓振幅和偏壓的變化(a)Ｃj隨U1變化曲線;(b)Cj隨EＱ變化曲線圖7-19變?nèi)莨艿刃щ娙蓦S高頻電壓振幅和偏壓的變化當(dāng)偏壓值較小時(shí)，若變?nèi)莨苌细哳l電壓過(guò)大，還會(huì)使變?nèi)莨苷驅(qū)?。正向?qū)ǖ亩O管會(huì)改變回路阻抗和Q值，引起寄生調(diào)幅，也會(huì)引起中心頻率不穩(wěn)。一般應(yīng)避免在低偏壓區(qū)工作。當(dāng)偏壓值較小時(shí)，若變?nèi)莨苌细哳l電壓過(guò)大，還會(huì)使變?nèi)莨苷?.晶體振蕩器直接調(diào)頻電路變?nèi)荻O管(對(duì)LC振蕩器)直接調(diào)頻電路的中心頻率穩(wěn)定度較差。為得到高穩(wěn)定度調(diào)頻信號(hào)，須采取穩(wěn)頻措施，如增加自動(dòng)頻率微調(diào)電路或鎖相環(huán)路(第8章討論)。還有一種穩(wěn)頻的簡(jiǎn)單方法是直接對(duì)晶體振蕩器調(diào)頻。圖7-20(a)為變?nèi)荻O管對(duì)晶體振蕩器直接調(diào)頻電路，圖(b)為其交流等效電路。由圖可知，此電路為并聯(lián)型晶振皮爾斯電路，其穩(wěn)定度高于密勒電路。其中，變?nèi)荻O管相當(dāng)于晶體振蕩器中的微調(diào)電容，它與C1、C2的串聯(lián)等效電容作為石英諧振器的負(fù)載電容CL。此電路的振蕩頻率為(7-34)其中Cq為晶體的動(dòng)態(tài)電容;C0為晶體的靜電容;CL為C1、C2及Cj的串聯(lián)電容值;fq為晶體的串聯(lián)諧振頻率。當(dāng)Cj變化時(shí)，CL變化,從而使振蕩頻率發(fā)生變化。2.晶體振蕩器直接調(diào)頻電路圖7-20晶體振蕩器直接調(diào)頻電路(a)實(shí)際電路;(b)交流等效電路圖7-20晶體振蕩器直接調(diào)頻電路由于振蕩器工作于晶體的感性區(qū)，f1只能處于晶體的串聯(lián)諧振頻率fq與并聯(lián)諧振頻率f0之間。由于晶體的相對(duì)頻率變化范圍很窄，只有10－3～10－4量級(jí)，再加上Cj的影響，則可變范圍更窄。因此，晶體振蕩器直接調(diào)頻電路的最大頻偏非常小。在實(shí)際電路中，需要采取擴(kuò)大頻偏的措施。擴(kuò)大頻偏的方法有兩種:第一種方法是在晶體支路中串接小電感，使總的電抗曲線中呈現(xiàn)感性的工作頻率區(qū)域加以擴(kuò)展(主要是頻率的低端擴(kuò)展)。這種方法簡(jiǎn)便易行，是一種常用的方法，但用這種方法獲得的擴(kuò)展范圍有限，且還會(huì)使調(diào)頻信號(hào)的中心頻率的穩(wěn)定度有所下降。另一種方法是利用Π型網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行阻抗變換，在這種方法中，晶體接于Π型網(wǎng)絡(luò)的終端。晶體振蕩器直接調(diào)頻電路的主要缺點(diǎn)就是相對(duì)頻偏非常小，但其中心頻率穩(wěn)定度較高，一般可達(dá)10－5以上。如果為了進(jìn)一步提高頻率穩(wěn)定度，可以采用晶體振蕩器間接調(diào)頻的方法。由于振蕩器工作于晶體的感性區(qū)，f1只能處于晶體的串聯(lián)諧振3.張弛振蕩器直接調(diào)頻電路前面所述均為用調(diào)制信號(hào)調(diào)制正弦波振蕩器。如果受調(diào)電路是張弛振蕩器(其波形或是矩形波或是鋸齒波)則可得三角波調(diào)頻或方波調(diào)頻信號(hào)。它們還可以經(jīng)過(guò)濾波器或波形變換器，形成正弦波調(diào)頻信號(hào)。我們知道，多諧振蕩器的振蕩頻率是由RC充放電速度決定的。因此，若用調(diào)制信號(hào)去控制電容充放電電流，則可控制重復(fù)頻率，從而達(dá)到調(diào)頻的目的。下面僅就三角波調(diào)頻的工作原理和電路作一簡(jiǎn)單介紹。3.張弛振蕩器直接調(diào)頻電路圖7-21是一種調(diào)頻三角波產(chǎn)生器的方框圖。調(diào)制信號(hào)控制恒流源發(fā)生器，當(dāng)調(diào)制信號(hào)為零時(shí)，恒流源輸出電流為I;當(dāng)有調(diào)制電壓時(shí)，輸出電流為I+ΔI(t)，ΔI(t)與調(diào)制信號(hào)成正比。電流發(fā)生器成為受控恒流源。恒流源的輸出分兩路送至積分器，一路直接經(jīng)壓控開(kāi)關(guān)a;一路經(jīng)反相器的－I送至壓控開(kāi)關(guān)b，再到積分器。壓控開(kāi)關(guān)由電壓比較器控制使a路或b路接通。電壓比較器有兩個(gè)門限值U1及U2，且U2>U1，其輸出和輸入電壓間的關(guān)系如圖7-22(a)所示。當(dāng)uT增加時(shí)，只有當(dāng)uT=U2后，比較器才改變狀態(tài)，輸出變?yōu)榈碗娖経min;uT減小時(shí)，當(dāng)uT下降至等于U1時(shí)，比較器才輸出Umax，此比較器具有下行遲滯特性。積分器與電壓比較器的輸出電壓波形如圖7-22(b)所示。此時(shí)未加調(diào)制信號(hào)，I不變，故積分器輸出電壓的周期是固定的。I愈大，則三角波的斜率愈大，周期愈短，因此輸出三角波的重復(fù)頻率與I成正比。圖7-21是一種調(diào)頻三角波產(chǎn)生器的方框圖。調(diào)制信號(hào)控制恒圖7-21三角波調(diào)頻方框圖圖7-21三角波調(diào)頻方框圖圖7-22電壓比較器的遲滯特性和輸入、輸出波形圖7-22電壓比較器的遲滯特性和輸入、輸出波形當(dāng)外加調(diào)制電壓時(shí)，恒流源電流與其成線性關(guān)系，因此三角波頻率與調(diào)制電壓成線性關(guān)系。由于恒流源電流的變化范圍很大，所以可得到大頻偏的調(diào)頻。電壓比較器輸出的是調(diào)頻方波電壓。如要得到正弦調(diào)頻信號(hào)，可在其輸出端加波形變換電路或?yàn)V波器。圖7-23便是由三角波變?yōu)檎也ǖ淖儞Q器特性。它是一個(gè)非線性網(wǎng)絡(luò)，其傳輸特性為當(dāng)外加調(diào)制電壓時(shí)，恒流源電流與其成線性關(guān)系，因此三角波頻圖7-23三角波變?yōu)檎也ㄗ儞Q特性圖7-23三角波變?yōu)檎也ㄗ儞Q特性7.3.2間接調(diào)頻電路前面已經(jīng)指出，若先對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行積分，再去調(diào)相，得到的是調(diào)頻信號(hào)。因此調(diào)相電路是間接調(diào)頻法的關(guān)鍵電路。常用的調(diào)相方法有兩種，一種是放大器的諧振頻率受調(diào)制電壓的控制而變化，當(dāng)載頻振蕩通過(guò)它時(shí)，相移發(fā)生變化;另一種是改變相移網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。還有一種脈沖調(diào)相也屬于可變延時(shí)調(diào)相電路(比較法調(diào)頻)，此調(diào)相電路的的線性相移比較大，構(gòu)成的調(diào)制器的線性度也較好，因此被廣泛用于調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)中。圖7-24是一個(gè)變?nèi)荻O管調(diào)相電路。它將受調(diào)制信號(hào)控制的變?nèi)莨茏鳛檎袷幓芈返囊粋€(gè)元件。Lc1、Lc2為高頻扼流圈，分別防止高頻信號(hào)進(jìn)入直流電源及調(diào)制信號(hào)源中。7.3.2間接調(diào)頻電路圖7-24單回路變?nèi)莨苷{(diào)相器圖7-24單回路變?nèi)莨苷{(diào)相器我們知道，高Q并聯(lián)振蕩電路的電壓、電流間相移為(7-35)當(dāng)，上式簡(jiǎn)化為(7-36)設(shè)輸入調(diào)制信號(hào)為UΩcosΩt，其瞬時(shí)頻偏(此處為回路諧振頻率的偏移)為將此式代人式(7-36)，可得(7-37)式(7-37)表明，回路產(chǎn)生的相移按輸入調(diào)制信號(hào)的規(guī)律變化。若調(diào)制信號(hào)在積分后輸入，則輸出調(diào)相波的相位偏移與被積分的調(diào)制信號(hào)呈線性關(guān)系，其頻率與積分前的信號(hào)亦成線性關(guān)系。我們知道，高Q并聯(lián)振蕩電路的電壓、電流間相移為由于回路相移特性線性范圍不大(上面分析中用了的條件，才有近似式)，因此這種電路得到的頻偏是不大的。必須采取擴(kuò)大頻偏措施。除了用倍頻方法增大頻偏外，還應(yīng)改進(jìn)調(diào)相電路本身。圖7-25是由三級(jí)單振蕩回路組成的調(diào)相電路。若每級(jí)相偏為30°，則三級(jí)可達(dá)90°相移，因而增大了頻偏。圖中各級(jí)間耦合電容為1pF，故互相影響很小。由于回路相移特性線性范圍不大(上面分析中用了的條圖7-25三級(jí)回路級(jí)聯(lián)的移相器圖7-25三級(jí)回路級(jí)聯(lián)的移相器7.4鑒頻器與鑒頻方法7.4.1鑒頻器角調(diào)波的解調(diào)就是從角調(diào)波中恢復(fù)出原調(diào)制信號(hào)的過(guò)程。調(diào)頻波的解調(diào)電路稱為頻率檢波器或鑒頻器(FD)，調(diào)相波的解調(diào)電路稱為相位檢波器或鑒相器(PD)。7.4鑒頻器與鑒頻方法與調(diào)幅接收機(jī)一樣，調(diào)頻接收機(jī)的組成也大多是采用超外差式的。在超外差式的調(diào)頻接收機(jī)中,鑒頻通常在中頻頻率(如調(diào)頻廣播接收機(jī)的中頻頻率10.7MHz)上進(jìn)行(隨著技術(shù)的發(fā)展，現(xiàn)在也有在基帶上用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn))。在調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生、傳輸和通過(guò)調(diào)頻接收機(jī)前端電路的過(guò)程中，不可避免地要引入干擾和噪聲。干擾和噪聲對(duì)FM信號(hào)的影響，主要表現(xiàn)為調(diào)頻信號(hào)出現(xiàn)了不希望有的寄生調(diào)幅和寄生調(diào)頻。一般在末級(jí)中放和鑒頻器之間設(shè)置限幅器就可以消除由寄生調(diào)幅所引起的鑒頻器的輸出噪聲(當(dāng)然，在具有自動(dòng)限幅能力的鑒頻器，如比例鑒頻器之前不需此限幅器)。可見(jiàn)，限幅與鑒頻一般是連用的，統(tǒng)稱為限幅鑒頻器。若調(diào)頻信號(hào)的調(diào)頻指數(shù)較大，它本身就可以抑制寄生調(diào)制。與調(diào)幅接收機(jī)一樣，調(diào)頻接收機(jī)的組成也大多是采用超外差式的就鑒頻器的功能而言，它是一個(gè)將輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率f(或頻偏Δf)變換為相應(yīng)的解調(diào)輸出電壓uo的變換器，如圖7-26(a)所示。通常將此變換器的變換特性稱為鑒頻特性。用曲線表示為輸出電壓uo與瞬時(shí)頻率f或頻偏Δf之間的關(guān)系曲線，稱為鑒頻特性曲線。在線性解調(diào)的理想情況下，此曲線為一直線，但實(shí)際往往有彎曲，呈“S”形，簡(jiǎn)稱“S”曲線，如圖7-26(b)所示。在圖7-26(b)中，通常用峰值帶寬Bm來(lái)近似衡量鑒頻特性線性區(qū)寬度，它指的是鑒頻特性曲線左右兩個(gè)最大值(±uomax)間對(duì)應(yīng)的頻率間隔。鑒頻特性曲線一般是左右對(duì)稱的，若峰值點(diǎn)的頻偏為ΔfA=fA－fc=fc－fB，則

。對(duì)于鑒頻器來(lái)講，要求線性范圍寬(Bm＞2Δfm)，線性度好。但在實(shí)際上，鑒頻特性在兩峰之間都存在一定的非線性，通常只有在Δf=0附近才有較好的線性。就鑒頻器的功能而言，它是一個(gè)將輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率f(或圖7-26鑒頻器及鑒頻特性圖7-26鑒頻器及鑒頻特性對(duì)鑒頻器的另外一個(gè)要求，就是鑒頻跨導(dǎo)要大。所謂鑒頻跨導(dǎo)SD，就是鑒頻特性在載頻處的斜率，它表示的是單位頻偏所能產(chǎn)生的解調(diào)輸出電壓。鑒頻跨導(dǎo)又叫鑒頻靈敏度，用公式表示為(7-38)另一方面，鑒頻跨導(dǎo)也可以理解為鑒頻器將輸入頻率轉(zhuǎn)換為輸出電壓的能力或效率，因此，鑒頻跨導(dǎo)又可以稱為鑒頻效率。順便指出，調(diào)頻制具有良好的抗噪聲能力，是以鑒頻器輸入為高信噪比為條件的。一旦鑒頻器輸入信噪比低于規(guī)定的門限值，鑒頻器的輸出信噪比將急劇下降，甚至無(wú)法接收。這種現(xiàn)象稱為門限效應(yīng)。實(shí)際上，各種鑒頻器都存在門限效應(yīng)，只是門限電平的大小不同而已。對(duì)鑒頻器的另外一個(gè)要求，就是鑒頻跨導(dǎo)要大。所謂鑒頻跨導(dǎo)S7.4.2鑒頻方法從FM波中還原調(diào)制信號(hào)的方法很多，概括起來(lái)可分為直接鑒頻法和間接鑒頻法兩種。直接鑒頻法，就是直接從調(diào)頻信號(hào)的頻率中提取原來(lái)調(diào)制信號(hào)的方法，主要是脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法。間接鑒頻法，就是對(duì)調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行不同的變換或處理從而間接地恢復(fù)原來(lái)調(diào)制信號(hào)的方法，如波形變換法、鎖相環(huán)解調(diào)(PLLDM)法及調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)(FM-FBDM)法、正交鑒頻法等。7.4.2鑒頻方法對(duì)于間接鑒頻法來(lái)講，盡管解調(diào)方法不同，但它們均能產(chǎn)生一個(gè)幅度與輸入信號(hào)瞬時(shí)頻率成線性關(guān)系的輸出信號(hào)。在上述方法中，波形變換法應(yīng)用最為普遍，鎖相環(huán)解調(diào)(PLLDM)法及調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)(FM-FBDM)法應(yīng)用也日益廣泛，這部分將在第8章中介紹。在集成電路中，正交鑒頻法應(yīng)用較廣。本節(jié)著重介紹波形變換法原理。就鑒頻器的工作原理而言，其各種實(shí)現(xiàn)方法都是將輸入調(diào)頻波進(jìn)行特定的波形變換，使變換后的波形包含反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量，然后通過(guò)低通濾波器取出所需解調(diào)電壓(這種方法由此得名)。根據(jù)波形變換的不同特點(diǎn)，鑒頻方法可歸納為振幅鑒頻法和相位鑒頻法兩種。對(duì)于間接鑒頻法來(lái)講，盡管解調(diào)方法不同，但它們均能產(chǎn)生一個(gè)1.振幅鑒頻法調(diào)頻波振幅恒定，故無(wú)法直接用包絡(luò)檢波器解調(diào)。鑒于二極管峰值包絡(luò)檢波器線路簡(jiǎn)單、性能好，能否把包絡(luò)檢波器用于調(diào)頻解調(diào)器中呢？顯然，若能將等幅的調(diào)頻信號(hào)變換成振幅也隨瞬時(shí)頻率變化、既調(diào)頻又調(diào)幅的FM-AM波，就可以通過(guò)包絡(luò)檢波器解調(diào)此調(diào)頻信號(hào)。用此原理構(gòu)成的鑒頻器稱為振幅鑒頻器。其工作原理如圖7-27所示。圖中的變換電路應(yīng)該是具有線性頻率—電壓轉(zhuǎn)換特性的線性網(wǎng)絡(luò)。實(shí)現(xiàn)這種變換的方法有以下幾種。1.振幅鑒頻法(a)振幅鑒頻器框圖；(b)變換電路特性圖7-27振幅鑒頻器原理(a)振幅鑒頻器框圖；(b)變換電路特性1)直接時(shí)域微分法設(shè)調(diào)制信號(hào)為uΩ=f(t)，調(diào)頻波為(7-39)對(duì)此式直接微分可得(7-40)電壓u的振幅與瞬時(shí)頻率ω(t)=ωc+kff(t)成正比。因此，式(7-40)是一個(gè)FM-AM波。由于ωc遠(yuǎn)大于頻偏，包絡(luò)不會(huì)出現(xiàn)負(fù)值。經(jīng)包絡(luò)檢波后即可得到原調(diào)制信號(hào)。以上過(guò)程說(shuō)明，只要將調(diào)頻波直接進(jìn)行微分運(yùn)算，就可很方便地用包絡(luò)檢波器實(shí)現(xiàn)鑒頻。由此可知，這種鑒頻器由微分網(wǎng)絡(luò)和包絡(luò)檢波器兩部分組成，如圖7-28所示。1)直接時(shí)域微分法圖7-28微分鑒頻原理圖7-28微分鑒頻原理圖7-29為一最簡(jiǎn)單的微分鑒頻電路，微分作用由電容C完成。其工作過(guò)程可自行分析。圖中虛線框內(nèi)的電路為另一平衡支路，以消除輸出直流分量。理論上這種方法非常好，但在實(shí)際電路中，由于器件非線性等原因，其有效的線性鑒頻范圍是有限的。為了擴(kuò)大線性鑒頻范圍，可以采用較為理想的時(shí)域微分鑒頻器，如脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器。圖7-29為一最簡(jiǎn)單的微分鑒頻電路，微分作用由電容C完成圖7-29微分鑒頻電路圖7-29微分鑒頻電路2)斜率鑒頻法上述微分器的作用也可由其它網(wǎng)絡(luò)來(lái)完成，只要在所需頻率范圍內(nèi)具有線性幅頻特性即可。如低通、高通、帶通網(wǎng)絡(luò)等都可以完成這一轉(zhuǎn)換，其中應(yīng)用最多的是帶通網(wǎng)絡(luò)。圖7-30就是利用單調(diào)諧電路完成鑒頻的最簡(jiǎn)單電路。工作過(guò)程及各點(diǎn)波形如圖中所示，回路的諧振頻率f0高于FM波的載頻fc，并盡量利用幅頻特性的傾斜部分。當(dāng)f>fc時(shí)，回路兩端電壓大;當(dāng)f<fc時(shí)，回路兩端電壓小，因而形成圖(b)中Ui的波形。這種利用調(diào)諧回路幅頻特性傾斜部分對(duì)FM波解調(diào)的方法稱為斜率鑒頻。由于在斜率鑒頻電路中，利用的是調(diào)諧回路的失(離)諧狀態(tài)，因此又稱失(離)諧回路法。2)斜率鑒頻法第7章-頻率調(diào)制與解調(diào)--高頻電路基礎(chǔ)課件-高頻電路原理與分析圖7-30單回路斜率鑒頻器圖7-30單回路斜率鑒頻器但是，單調(diào)諧回路的諧振曲線，其傾斜部分的線性度是較差的。為了擴(kuò)大線性范圍，實(shí)際上采用的多是三調(diào)諧回路的雙離諧平衡鑒頻器，如圖7-31(a)。三個(gè)回路的諧振頻率分別為f01=fc、f02>fc、f03<fc，且f02－fc=fc－f03?；芈返闹C振特性見(jiàn)圖7-31(b)。上支路輸出電壓Uo1(圖7-32(b))與圖7-30中Uo波形相同。下支路則與上支路相反，Uo2波形見(jiàn)圖7-32(c)。當(dāng)瞬時(shí)頻率最高時(shí)，Uo1最大，Uo2最小;當(dāng)瞬時(shí)頻率最低時(shí)，Uo1最小，Uo2最大。輸出負(fù)載為差動(dòng)連接，鑒頻器輸出電壓為Uo=Uo1－Uo2，Uo波形見(jiàn)圖7-32(d)。當(dāng)f=fc時(shí)，上、下支路輸出相等，總輸出電壓Uo=0。但是，單調(diào)諧回路的諧振曲線，其傾斜部分的線性度是較差的。圖7-31雙離諧平衡鑒頻器圖7-31雙離諧平衡鑒頻器圖7-32圖7-31各點(diǎn)波形圖7-32圖7-31各點(diǎn)波形雙離諧鑒頻器的輸出是取兩個(gè)帶通響應(yīng)之差，即該鑒頻器的傳輸特性或鑒頻特性，如圖7-33中的實(shí)線所示。其中虛線為兩回路的諧振曲線。從圖看出，它可獲得較好的線性響應(yīng)，失真較小，靈敏度也高于單回路鑒頻器。這種電路適用于解調(diào)大頻偏調(diào)頻信號(hào)。但采用這種電路時(shí)，三個(gè)回路要調(diào)整好，并須盡量對(duì)稱，否則會(huì)引起較大失真。不易調(diào)整是該電路的一個(gè)缺點(diǎn)。雙離諧鑒頻器的輸出是取兩個(gè)帶通響應(yīng)之差，即該鑒頻器的傳輸圖7-33雙離諧鑒頻器的鑒頻特性圖7-33雙離諧鑒頻器的鑒頻特性2.相位鑒頻法相位鑒頻法的原理框圖如圖7-34所示。圖中的變換電路具有線性的頻率—相位轉(zhuǎn)換特性，它可以將等幅的調(diào)頻信號(hào)變成相位也隨瞬時(shí)頻率變化的、既調(diào)頻又調(diào)相的FM-PM波。把此FM-PM波和原來(lái)輸入的調(diào)頻信號(hào)一起加到鑒相器上，就可以通過(guò)鑒相器解調(diào)此調(diào)頻信號(hào)。這種鑒頻方法稱為相位鑒頻法。相位鑒頻法的關(guān)鍵是相位檢波器。相位檢波器或鑒相器就是用來(lái)檢出兩個(gè)信號(hào)之間的相位差，完成相位差—電壓變換作用的部件或電路。設(shè)輸入鑒相器的兩個(gè)信號(hào)分別為(7-41)(7-42)2.相位鑒頻法圖7-34相位鑒頻法的原理框圖圖7-34相位鑒頻法的原理框圖把它們同時(shí)加于鑒相器，鑒相器的輸出電壓uo是瞬時(shí)相位差的函數(shù)，即(7-43)在線性鑒相時(shí)，uo與輸入相位差φe(t)=φ2(t)－φ1(t)成正比。式(7-42)中引入π/2固定相移的目的在于當(dāng)輸入相位差φe(t)=φ2(t)－φ1(t)在零附近正負(fù)變化時(shí)，鑒相器輸出電壓也相應(yīng)地在零附近正負(fù)變化。在鑒相時(shí)，u1常為輸入調(diào)相波，其中φ1(t)為反映調(diào)相波的相位隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化的時(shí)間函數(shù)，u2為參考信號(hào)。在相位鑒頻時(shí)，u1常為輸入調(diào)頻波，u2是u1通過(guò)移相網(wǎng)絡(luò)后的信號(hào)。與調(diào)幅信號(hào)的同步檢波器類似，相位檢波器也有疊加型和乘積型之分，相應(yīng)的相位鑒頻器分別稱為疊加型相位鑒頻器和乘積型相位鑒頻器。把它們同時(shí)加于鑒相器，鑒相器的輸出電壓uo是瞬時(shí)相位差1)乘積型相位鑒頻法利用乘積型鑒相器實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法稱為乘積型相位鑒頻法或積分(Quadrature)鑒頻法。在乘積型相位鑒頻器中，線性相移網(wǎng)絡(luò)通常是單諧振回路(或耦合回路)，而相位檢波器為乘積型鑒相器，如圖7-35所示。圖中，輸入調(diào)頻信號(hào)us=Uscos(ωct+mfsinΩt)，經(jīng)移相網(wǎng)絡(luò)移相后的信號(hào)為，其中，，f0和Q0分別為諧振回路(或耦合回路)的諧振頻率品質(zhì)因數(shù)，f0=fc。此外，這里引入固定相移π/2(或－π/2)的目的是為了得到一條通過(guò)原點(diǎn)的鑒相或鑒頻曲線。1)乘積型相位鑒頻法圖7-35乘積型相位鑒頻法圖7-35乘積型相位鑒頻法設(shè)乘法器的乘積因子為K，則經(jīng)過(guò)相乘器和低通濾波器后的輸出電壓為(7-44)當(dāng)Δf/f0<<1時(shí)，上式變?yōu)閡o≈KU1U2Q0Δf/f0，可見(jiàn)鑒頻器輸出與輸入信號(hào)的頻偏成正比。應(yīng)當(dāng)指出，鑒頻器既然是頻譜的非線性變換電路，它就不能簡(jiǎn)單地用乘法器來(lái)實(shí)現(xiàn)。因此，這里采用的電路模型是有局限性的，只有在相偏較小時(shí)才近似成立。這種電路既可以實(shí)現(xiàn)鑒頻，也可以實(shí)現(xiàn)鑒相。通常情況下，其中的乘法器采用集成模擬乘法器或(雙)平衡調(diào)制器實(shí)現(xiàn)。當(dāng)兩輸入信號(hào)幅度都很大時(shí)，由于乘法器內(nèi)部的限幅作用，鑒相特性趨近于三角形。設(shè)乘法器的乘積因子為K，則經(jīng)過(guò)相乘器和低通濾波器后的輸2)疊加型相位鑒頻法利用疊加型鑒相器實(shí)現(xiàn)鑒頻的方法稱為疊加型相位鑒頻法。對(duì)于疊加型鑒相器，就是先將u1和u2(式(7-41)和(7-42))相加，把兩者的相位差的變化轉(zhuǎn)換為合成信號(hào)的振幅變化，然后用包絡(luò)檢波器檢出其振幅變化，從而達(dá)到鑒相的目的。當(dāng)U1和U2相差很大時(shí)，如U2>>U1或U1>>U2，采用與同步檢波器相同的分析方法可得，鑒相器輸出為upd=kdU(t)，其中或。也就是說(shuō)，鑒相特性近似為正弦形。在u1和u2之間的相位差φe(t)較小時(shí)，鑒相輸出與φe(t)近似成線性關(guān)系。2)疊加型相位鑒頻法為了抵消直流項(xiàng)，擴(kuò)大線性鑒頻范圍，它通常采用平衡式電路，差動(dòng)輸出，如圖7-36所示。具有線性的頻相轉(zhuǎn)換特性的變換電路(移相網(wǎng)絡(luò))一般由耦合回路來(lái)實(shí)現(xiàn)，因此也稱為耦合回路相位鑒頻法。耦合回路的初、次級(jí)電壓間的相位差隨輸入調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻率變化。虛線框內(nèi)部分為平衡式疊加型鑒相器。耦合回路可以是互感耦合回路，也可以是電容耦合回路。另外，π/2固定相移也由耦合回路引入。對(duì)于平衡方式，如果U1=U2，鑒相輸出電壓為U1、U2相差較大時(shí)的倍，鑒相特性近似為三角形，線性鑒頻范圍擴(kuò)展為U1、U2相差較大時(shí)的2倍。因此，在實(shí)際應(yīng)用中，常把U1、U2調(diào)成近似相等。為了抵消直流項(xiàng)，擴(kuò)大線性鑒頻范圍，它通常采用平衡式電圖7-36平衡式疊加型相位鑒頻器框圖圖7-36平衡式疊加型相位鑒頻器框圖需要指出，與斜率鑒頻器不同，在這里，耦合回路的初、次級(jí)電路是同頻的，它們均調(diào)諧于信號(hào)的載頻fc上。而且一般情況下，初、次級(jí)回路具有相同的參數(shù)。應(yīng)當(dāng)強(qiáng)調(diào)指出，疊加型鑒相器的工作過(guò)程實(shí)際包括兩個(gè)動(dòng)作：首先，輸入調(diào)頻信號(hào)經(jīng)頻率—相位變換后變成既調(diào)頻又調(diào)相的FM-PM信號(hào)，通過(guò)加法器完成矢量相加，將兩個(gè)信號(hào)電壓之間的相位差變化相應(yīng)地變成合成信號(hào)的包絡(luò)變化(既調(diào)頻、調(diào)相又調(diào)幅的FM-PM-AM信號(hào))，然后由包絡(luò)檢波器將其包絡(luò)檢出。因此，從原理上講，疊加型相位鑒頻器也可以認(rèn)為是一種振幅鑒頻器。需要指出，與斜率鑒頻器不同，在這里，耦合回路的初、次3.直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法調(diào)頻信號(hào)的信息寄托在已調(diào)波的頻率上。從某種意義上講，信號(hào)頻率就是信號(hào)電壓或電流波形單位時(shí)間內(nèi)過(guò)零點(diǎn)(或零交點(diǎn))的次數(shù)。對(duì)于脈沖或數(shù)字信號(hào)，信號(hào)頻率就是信號(hào)脈沖的個(gè)數(shù)?；谶@種原理的鑒頻器稱為零交點(diǎn)鑒頻器或脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器。它是先將輸入調(diào)頻信號(hào)通過(guò)具有合適特性的非線性變換網(wǎng)絡(luò)(頻率-電壓變換)，使它變換為調(diào)頻脈沖序列。由于該脈沖序列含有反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量，因而，將該調(diào)頻脈沖序列直接計(jì)數(shù)就可得到反映瞬時(shí)頻率變化的解調(diào)電壓，或者通過(guò)低通濾波器的平滑而得到反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量的輸出解調(diào)電壓。3.直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法典型的脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的框圖見(jiàn)圖7-37(a)，圖7-37(b)是其各點(diǎn)對(duì)應(yīng)的波形。圖中，先將輸入調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行寬帶放大和限幅，變成調(diào)頻方波信號(hào)，然后進(jìn)行微分得到一串高度相等、形狀相同的微分脈沖序列。再經(jīng)半波整流得到反映調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻率變化的單向微分脈沖序列。對(duì)此單向微分脈沖計(jì)數(shù)，就可直接得到調(diào)頻信號(hào)的頻率。為了提高鑒頻效率，一般都在微分后加一個(gè)脈沖形成電路，將微分脈沖序列變換成脈寬為τ的矩形脈沖序列，然后對(duì)該調(diào)頻脈沖序列直接計(jì)數(shù)或通過(guò)低通濾波器得到反映瞬時(shí)頻率變化的輸出解調(diào)電壓。典型的脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的框圖見(jiàn)圖7-37(a)，圖7-圖7-37直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器圖7-37直接脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法是直接鑒頻法，其鑒頻特性的線性度高，最大頻偏大，便于集成。但是，其最高工作頻率受脈沖序列的最小脈寬τmin的限制。τmin<1/(fc+Δfm)，實(shí)際工作頻率通常小于幾十兆赫茲。在限幅電路后插入分頻電路，可使工作頻率提高到幾百兆赫茲左右。目前，在一些高級(jí)的收音機(jī)中已開(kāi)始采用這種電路。脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻法是直接鑒頻法，其鑒頻特性的線性度高，最大7.5鑒頻電路7.5.1疊加型相位鑒頻電路1.互感耦合相位鑒頻器互感耦合相位鑒頻器又稱福斯特-西利(Foster-Seeley)鑒頻器，圖7-38是其典型電路。相移網(wǎng)絡(luò)為耦合回路。圖中，初、次級(jí)回路參數(shù)相同，即令C1=C2=C，L1=L2=L，r1=r2=r，k=M/L，中心頻率均為f0=fc(fc為調(diào)頻信號(hào)的載波頻率)。是經(jīng)過(guò)限幅放大后的調(diào)頻信號(hào)，它一方面經(jīng)隔直電容C0加在后面的兩個(gè)包絡(luò)檢波器上，另一方面經(jīng)互感耦合M在次級(jí)回路兩端產(chǎn)生電壓。L3為高頻扼流圈，它除了保證使輸入電壓經(jīng)C0全部加在次級(jí)回路的中心抽頭外，還要為后面兩個(gè)包絡(luò)檢波器提供直接通路。二極管VD1、VD2和兩個(gè)C、RL組成兩個(gè)平衡的包絡(luò)檢波器，差動(dòng)輸出。在實(shí)際中，鑒頻器電路還可以有其它形式，如接地點(diǎn)改接在下端(圖中虛線所示)，檢波負(fù)載電容用一個(gè)電容代替并可省去高頻扼流圈。7.5鑒頻電路圖7-38互感耦合相位鑒頻器圖7-38互感耦合相位鑒頻器互感耦合相位鑒頻器的工作原理可分為移相網(wǎng)絡(luò)的頻率—相位變換，加法器的相位—幅度變換和包絡(luò)檢波器的差動(dòng)檢波三個(gè)過(guò)程?；ジ旭詈舷辔昏b頻器的工作原理可分為移相網(wǎng)絡(luò)的頻率—相位變1)頻率—相位變換頻率—相位變換是由圖7-39(a)所示的互感耦合回路完成的。由圖7-39(b)的等效電路可知，初級(jí)回路電感L1中的電流為(7-45)式中，Zf為次級(jí)回路對(duì)初級(jí)回路的反射阻抗，在互感M較小時(shí)，Zf可以忽略。考慮初、次級(jí)回路均為高Q回路，r1也可忽略。這樣，上式可近似為(7-46)初級(jí)電流在次級(jí)回路產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)為(7-47)1)頻率—相位變換圖7-39互感耦合回路圖7-39互感耦合回路感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)在次級(jí)回路形成的電流為(7-48)流經(jīng)C2，在C2上形成的電壓為(7-49)ξ=2QΔf/f0，則上式變?yōu)?7-50)式中，A=kQ為耦合因子，Q=1/(ω0Cr)，

=arctanξ。感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)在次級(jí)回路形成的電流為上式表明，與之間的幅值和相位關(guān)系都將隨輸入信號(hào)的頻率變化。但在f0附近幅值變化不大，而相位變化明顯。與之間的相位差為。次級(jí)回路的阻抗角與頻率的關(guān)系及與頻率的關(guān)系如圖7-40所示。由此可知，當(dāng)f=f0=fc時(shí)，次級(jí)回路諧振，與之間的相位差為π/2(引入的固定相差)；當(dāng)f>f0=fc時(shí)，次級(jí)回路呈感性，與之間的相位差為0～π/2;當(dāng)f<f0=fc時(shí)，次級(jí)回路呈容性，與之間的相位差為。由以上可以看出，在一定頻率范圍內(nèi)，與間的相位差與頻率之間具有線性關(guān)系。因而互感耦合回路可以作為線性相移網(wǎng)絡(luò)，其中固定相差π/2是由互感形成的。應(yīng)當(dāng)注意，與鑒相器不同，由于由耦合回路產(chǎn)生，相移網(wǎng)絡(luò)由諧振回路形成，因此，的幅度隨頻率變化。但在回路通頻帶之內(nèi)，其幅度基本不變。上式表明，與之間的幅值和相位關(guān)系都將隨輸入信號(hào)的頻率變圖7-40頻率—相位變換電路的相頻特性圖7-40頻率—相位變換電路的相頻特性2)相位—幅度變換根據(jù)圖中規(guī)定的與的極性，圖7-38電路可簡(jiǎn)化為圖7-41。這樣，在兩個(gè)檢波二極管上的高頻電壓分別為(7-51)2)相位—幅度變換圖7-41圖7-38的簡(jiǎn)化電路圖7-41圖7-38的簡(jiǎn)化電路合成矢量的幅度隨與間的相位差而變化(FM-PM-AM信號(hào))，如圖7-42所示。①f=f0=fc時(shí)，與的振幅相等，即UD1=UD2;②f>