通信原理-chapter4.part第四章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

第四章數(shù)字 11電14.72眼圖EyeDiagram實(shí)際系統(tǒng)測(cè)試并調(diào)整ISI：用眼圖Agilent和

圖：Agilent安捷倫MSO7032A350MHz/2個(gè)模擬通道和163EyeDiagram基帶（Pulse基帶（Pulse)

抽濾濾波觀察眼圖的方法示波器水平掃描周期：碼元周期同步在傳輸二進(jìn)制信號(hào)波形時(shí),示波器顯的圖形很像人的眼睛，故名“眼圖”44.7眼圖110111010001t0-

tt0

睛張開得較小，且眼圖不端正AWGN眼圖的線跡變成了比眼 較模糊的帶狀的線，噪聲越大54.7眼圖S-S----Oh(tSOtSO接收抽樣時(shí)刻t=126眼圖觀察.1111010001t0tt0

看出系統(tǒng)ISI的強(qiáng)弱，用以善系統(tǒng)性能從圖形上并不能觀察到隨機(jī)眼圖噪聲的全部形態(tài)例，小概率的大幅度噪聲，在示波器上一晃而過，人眼是觀察不到。所以，只能大 7眼圖最

最佳抽樣時(shí)刻：“眼睛”張開最大的時(shí) 抽樣時(shí)刻靈敏度：眼圖斜邊的斜率。斜率越大，圖越窄，對(duì)AWGN：上下兩陰影區(qū)的間隔距離之半為噪聲容限，噪聲瞬時(shí)值超過它就可能發(fā)生錯(cuò)誤最 門限： 的橫軸位置對(duì)應(yīng) 門限電平 4.7眼圖無噪聲，無SNR=4dB，BER=10-SNR=0dB，BER=10-9均衡器基帶基帶（Pulse)gT(t)GT(gT(t)GT(f抽抽

接濾濾波gR(t)GR(fHH(f)GT(f)C(f)GR(f之前假設(shè)：理無線信道：c(f)是一直變化的（ChannelEstimation也有誤差這會(huì)導(dǎo)致例如，多圖：多徑傳輸對(duì)信號(hào)的影響（時(shí)域、頻域需要解決問題如何解決信 4.8基帶基帶（Pulse)接收濾波均接收濾波均衡抽樣設(shè)計(jì)思想平衡掉變化的信道；均衡器有Pre-Equalization和Post-Equalization,均衡均衡分為‘頻域均衡’和‘時(shí)域均衡頻域均衡頻率特性，使包括均衡器在內(nèi)的基帶系統(tǒng)的總特性 Tsk

H(

)時(shí)域均衡：用均衡器產(chǎn)生的時(shí)間波形去校正已畸變的波形，使括均衡器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的沖激響在隨參信道用的比較多（這都不 h[kT] kh[kT] k4.8均衡如果H(ω)不滿

設(shè)計(jì)均衡器 Tsk

H(

)4.8均衡頻域.圖：Behringer27信道的專 設(shè)備將信號(hào)通過一系列濾調(diào)節(jié)各個(gè)頻率點(diǎn)的響應(yīng)（此時(shí)目的不一定是為了消除4.8均衡h[kT] h[kT] k假設(shè)：信道多徑的系數(shù)完全已假設(shè) 復(fù)雜度不受限制4.8均衡時(shí)域.

CN-

CN-

電x- x-

y-

hT(t)Cn(tnTSn

時(shí)域均衡器：‘橫向?yàn)V波器’可調(diào)節(jié)濾波器系無限長：對(duì)應(yīng)多徑的個(gè)抽頭系數(shù)可調(diào)：隨時(shí)校正系統(tǒng)的時(shí)間響應(yīng)，并可能適用于任何系統(tǒng)，要是無線系4.8均衡時(shí)域.均衡器沖激響應(yīng)hT(t)Cn(tnTS若輸入一個(gè)接收波形x(t)，均衡器輸出在抽樣時(shí)刻N(yùn)NCnxkn

y(t)x(t)*hT(t)Cnx(tnTSNnN y(kTS)Cnx(kTSnTS)Cix[(kn)TSn n除y0以外的所有yk都屬于波形失真引起的4.8時(shí)域.【例】設(shè)有一個(gè)三抽頭的橫向?yàn)V波器，其C-1=-1/4,C0=1,C+1=-1/2；均衡器輸入x(t)在各抽樣點(diǎn)上的取值分別為：x-1=1/4,x0=1,x+1=1/2，其余都為零。NCnxkn系數(shù)為何是負(fù)的當(dāng)k=0時(shí)，可

11y0CnxknC1x1C01

C 1 當(dāng)k=1時(shí)，可

y1Cnxkn

C0x1C1x0當(dāng)k=-1時(shí)，可

11y1Cnx1nC1n1

C0x1C1x2 由此例可見，除y0外，得到y(tǒng)-1和y＋1為零，而y－2和y＋2不為零這說明，信道多徑>3條，而‘均衡器’只有3個(gè)值是不夠的 4.8均衡 在抽頭數(shù)有限情況為了反映這些失真的大小，一般采用‘峰值失真準(zhǔn)則’和‘均方準(zhǔn)則’作為衡量標(biāo) 峰值失真準(zhǔn)則

y

ykkk除=0以外的各樣值絕對(duì)值之和反映了碼間串?dāng)_的最大值，0是有用信號(hào)樣值，所以峰值失真D就是ISI最大可能值與有用信號(hào)樣值之。對(duì)于完全消除碼間干擾的均衡器而言，應(yīng)有D=0；對(duì)于碼間干擾為零的場(chǎng)合，希望D有最小值4.8均衡 均方均方失真準(zhǔn)則為ye 1 yy kk其物理意義與峰值失真準(zhǔn)則相似；只不過用平方（能量）來衡量這兩種準(zhǔn)則都是根據(jù)均衡器輸出的單個(gè)脈沖響應(yīng)來規(guī)定另外，在分析橫向?yàn)V波器時(shí)，均把時(shí)間原點(diǎn)(t=0)假設(shè)在濾波器中心點(diǎn)(即C0處)如果時(shí)間參考點(diǎn)選擇在別處，則濾波器輸出的波形形狀是相同的 所同的僅僅是整個(gè)波形的提前或推遲 4.9無ISI基帶系統(tǒng)的抗噪聲基帶基帶（Pulse)接收濾波均接收濾波均衡抽樣本小節(jié)問題基帶系統(tǒng)在AWGN條件下的誤碼率(理論值4.9基帶系統(tǒng)的誤碼率假設(shè)：基帶信號(hào)s(t)為二進(jìn)制雙極性，電平值為+A或-A，等概通過接收濾波器(忽略均衡器)后的輸出信y(t)s(t)nR(t)抽樣

AnR(KTs 發(fā)送‘1’y(KTs)An(KT 發(fā)送‘0’A 0

(抽樣脈沖 4.9基帶系統(tǒng)的誤碼率A 無噪聲時(shí)，能夠無差錯(cuò)地恢復(fù)基存在噪聲時(shí)，波形就可能出現(xiàn)兩 錯(cuò)誤：原“1”錯(cuò)判成或原“0”錯(cuò)判成“1”，圖中帶“*”的碼元就是錯(cuò)4.9基帶系統(tǒng)的誤碼率y(t)s(t)nR(t)隨機(jī)性完全體現(xiàn)在隨機(jī)性完全體現(xiàn)在發(fā)送A，接收到的一個(gè)‘概率 下面分析由于信道加性噪聲引起的誤碼概率Pe，簡稱誤碼率SER對(duì)二進(jìn)制來說，誤碼率SER和誤信率BER是等同的4.9基帶系統(tǒng)的誤碼率當(dāng)發(fā)送“1”時(shí)，接收信號(hào)y(KTs)AnR(KTs 的一維PDF為f1(y)

2

exp[

(yA)2當(dāng)發(fā)送“0”時(shí)，接收信y(KTsAnR(KTs的一維PDFf0(y)

2

exp[

(yA)2n ny

規(guī)則 門限

y(KT)

判為 y(KTs)

判為- O

(電壓

P(0/1)：綠色陰影發(fā)送1而判為0的概

4.9基帶系統(tǒng)的誤碼率- 發(fā)“1”錯(cuò)判“0”的概率

發(fā)“0”錯(cuò)判“1”的概率p(0/1)p(

Vd)1

1f(1n(yn

P(1/0)P(y0Vd)

f0(2

(y2

11erf[

11erf[vdA 4.9基帶系統(tǒng)的誤碼率二進(jìn)制基帶傳輸系統(tǒng)總的誤碼率可表示為PPeP(1)P(0/1)P(0)P(1/0)P(1){11erf[vdA]}P(0){11erf[2222A]}4.9基帶系統(tǒng)的誤碼率– 二進(jìn)制基帶系統(tǒng)誤碼率Pe與P(1)，P(0)和Vd有關(guān)通常P(1)和P(0)是由信源決nA n我們可以調(diào)：誤碼率最小 門限電平（最佳門限電平）

PPP(1){11erf[vdA]}P(0){11erf[e n n- O 假設(shè)：只有Vd是變Pe：可能是有起伏的曲Pe的極dPdPe則可求得最佳門限電vvd nd

P(0)PP(1){1PP(1){11erf[vdA]}P(0){11erf[e n n4.9基帶系統(tǒng)誤碼率–等概 等概門限恒定很吸引這時(shí),基帶傳輸系統(tǒng)總誤碼率 1P(0/1)1P(1/0)1erfc(

2

vvd- 圖：最佳門限使面積之和最 1P(0/1)1P(1/0) 1erfc( 2‘雙極性’基帶信如果發(fā)送概率相等，且使用最佳門限電平總誤碼率SER僅依賴于信號(hào)峰值A(chǔ)與噪聲均方根值σn的比值；若比值A(chǔ)/σn越大(SNR)，則Pe就越小‘單極性’基帶信電平取值為+A（對(duì)應(yīng)“1”碼）或0（對(duì)應(yīng)“0”碼）接收信號(hào)影響：在發(fā)“0”碼時(shí)，只需將f0(y)曲線的分布中心到0即可最佳門限變?yōu)?/p>

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單極性基帶信號(hào)