概述晶體管高頻等效電路諧振放大器寬頻帶放課件

２.１概述２.２晶體管高頻等效電路２.３諧振放大器２.４寬頻帶放大器２.５集中選頻放大器２.６電噪聲２.７集成高頻放大電路的選用與實例介紹２.８章末小結(jié)第2章高頻小信號放大電路返回主目錄2021/3/71２.１概述第2章高頻小信號放大電路

第2章高頻小信號放大電路

2.1概述高頻小信號放大電路分為窄頻帶放大電路和寬頻帶放大電路兩大類。前者對中心頻率在幾百千赫到幾百兆赫,頻譜寬度在幾千赫到幾十兆赫內(nèi)的微弱信號進行不失真的放大,故不但需要有一定的電壓增益,而且需要有選頻能力。后者對幾兆赫至幾百兆赫較寬頻帶內(nèi)的微弱信號進行不失真的放大,故要求放大電路的下限截止頻率很低(有些要求到零頻即直流),上限截止頻率很高。2021/3/72

第2章高頻小信號放大電路

窄頻帶放大電路由雙極型晶體管(以下簡稱晶體管)、場效應(yīng)管或集成電路等有源器件提供電壓增益,LC諧振回路、陶瓷濾波器、石英晶體濾波器或聲表面波濾波器等器件實現(xiàn)選頻功能。它有兩種主要類型：以分立元件為主的諧振放大器和以集成電路為主的集中選頻放大器。寬頻帶放大電路也是由晶體管、場效應(yīng)管或集成電路提供電壓增益。為了展寬工作頻帶,不但要求有源器件的高頻性能好,而且在電路結(jié)構(gòu)上采取了一些改進措施。高頻小信號放大電路是線性放大電路。Y參數(shù)等效電路和混合π型等效電路是分析高頻晶體管電路線性工作的重要工具,晶體管、場效應(yīng)管和電阻引起的電噪聲將直接影響放大器和整個電子系統(tǒng)的性能。本書將這兩部分內(nèi)容作為高頻電路的基礎(chǔ)也在這一章里討論。2021/3/73窄頻帶放大電路由雙極型晶體管(以下簡稱晶體管2.2晶體管高頻等效電路晶體管在高頻線性運用時常采用兩種等效電路進行分析,一是混合π型等效電路,一是Ｙ參數(shù)等效電路。前者是從模擬晶體管的物理機構(gòu)出發(fā),用集中參數(shù)元件Ｒ、Ｃ和受控源來表示管內(nèi)的復(fù)雜關(guān)系。優(yōu)點是各元件參數(shù)物理意義明確,在較寬的頻帶內(nèi)元件值基本上與頻率無關(guān)。缺點是隨器件不同而有不少差別,分析和測量不方便。因而混合π型等效電路法較適合于分析寬頻帶小信號放大器。2021/3/742.2晶體管高頻等效電路晶體管在高頻線性運Ｙ參數(shù)法則是從測量和使用的角度出發(fā),把晶體管作為一個有源線性雙口網(wǎng)絡(luò),用一組網(wǎng)絡(luò)參數(shù)構(gòu)成其等效電路。優(yōu)點是導(dǎo)出的表達式具有普遍意義,分析和測量方便。缺點是網(wǎng)絡(luò)參數(shù)與頻率有關(guān)。由于高頻小信號諧振放大器相對頻帶較窄,一般僅需考慮諧振頻率附近的特性,因而采用這種分析方法較合適。2021/3/75Ｙ參數(shù)法則是從測量和使用的角度出發(fā),把晶體

2.2.1混合π型等效電路圖2．2．1是晶體管高頻共發(fā)射極混合π型等效電路。圖中各元件名稱及典型值范圍如下：ｒbb′：基區(qū)體電阻,約１５Ω～５０Ω。ｒb′e：發(fā)射結(jié)電阻re折合到基極回路的等效電阻,約幾十歐到幾千歐。ｒb′c：集電結(jié)電阻,約１０kΩ～１０MΩ。ｒce：集電極—發(fā)射極電阻,幾十千歐以上。2021/3/762.2.1混合π型等效電路2022021/3/772021/3/77ｃb′e：發(fā)射結(jié)電容,約１０皮法到幾百皮法。ｃb′c：集電結(jié)電容,約幾個皮法。ｇm：晶體管跨導(dǎo),幾十毫西門子以下。由于集電結(jié)電容Cb′c跨接在輸入輸出端之間,是雙向傳輸元件,使電路的分析復(fù)雜化。為了簡化電路,可以把Cb′c折合到輸入端b′、e之間,與電容Cb′e并聯(lián),其等效電容為：CM=(1+gmR′L)Cb′c(2.2.1)即把Cb′c的作用等效到輸入端,這就是密勒效應(yīng)。其中g(shù)m是晶體管跨導(dǎo),R′L是考慮負載后的輸出端總電阻,CM稱為密勒電容。2021/3/78ｃb′e：發(fā)射結(jié)電容,約１０皮法到幾百另外,由于rce和rb′c較大,一般可以將其開路。這樣,利用密勒效應(yīng)后的簡化高頻混合π型等效電路如圖2.2.2所示。與各參數(shù)有關(guān)的公式如下：re=rb′e=(1+β0)reCb′e+Cb′c=2021/3/79另外,由于rce和rb′c較大,一般可以將2021/3/7102021/3/710其中k為波爾茲曼常數(shù),T是電阻溫度(以絕對溫度K計量),IEQ是發(fā)射極靜態(tài)電流,β0是晶體管低頻短路電流放大系數(shù),fT是晶體管特征頻率。確定晶體管混合π型參數(shù)可以先查閱手冊。晶體管手冊中一般給出rbb′、Cb′c、β0和fT等參數(shù),然后根據(jù)式(2.2.2)可以計算出其它參數(shù)。注意各參數(shù)均與靜態(tài)工作點有關(guān)。2021/3/711其中k為波爾茲曼常數(shù),T是電阻溫度(以絕

2.2.2Ｙ參數(shù)等效電路圖2.2.3是雙口網(wǎng)絡(luò)示意圖。雙口網(wǎng)絡(luò)即具有兩個端口的網(wǎng)絡(luò)。所謂端口是指一對端鈕,流入其中一個端鈕的電流總是等于流出另一個端鈕的電流。而四端網(wǎng)絡(luò)雖然其外部結(jié)構(gòu)與雙口網(wǎng)絡(luò)相同,但對流入流出電流沒有類似的規(guī)定,這是兩者的區(qū)別。對于雙口網(wǎng)絡(luò),在其每一個端口都只有一個電流變量和一個電壓變量,因此共有四個端口變量。如設(shè)其中任意兩個為自變量,其余兩個為應(yīng)變量,則共有六種組合方式,也就是有六組可能的方程用以表明雙口網(wǎng)絡(luò)端口變量之間的相互關(guān)系。Ｙ參數(shù)方程就是其中的一組,它是選取各端口的電壓為自變量,電流為應(yīng)變量,其方程如下：2021/3/7122.2.2Ｙ參數(shù)等效電路2021/3/72021/3/7132021/3/713其中ｙ11、ｙ12、ｙ21、ｙ22四個參數(shù)均具有導(dǎo)納量綱,且:2021/3/714其中ｙ11、ｙ12、ｙ21、ｙ22四個參數(shù)均所以Ｙ參數(shù)又稱為短路導(dǎo)納參數(shù),即確定這四個參數(shù)時必須使某一個端口電壓為零,也就是使該端口交流短路。現(xiàn)以共發(fā)射極接法的晶體管為例,將其看作一個雙口網(wǎng)絡(luò),如圖2．2．4所示,相應(yīng)的Ｙ參數(shù)方程為：其中,輸入導(dǎo)納2021/3/715所以Ｙ參數(shù)又稱為短路導(dǎo)納參數(shù),即確定這四個2021/3/7162021/3/716反向傳輸導(dǎo)納正向傳輸導(dǎo)納輸出導(dǎo)納2021/3/717反向傳輸導(dǎo)納正向傳輸導(dǎo)納輸出導(dǎo)納2021/3/717圖中受控電流源表示輸出電壓對輸入電流的控制作用（反向控制）；表示輸入電壓對輸出電流的控制作用（正向控制）。ｙfe越大,表示晶體管的放大能力越強；ｙre越大,表示晶體管的內(nèi)部反饋越強。ｙre的存在,對實際工作帶來很大危害,是諧振放大器自激的根源,同時也使分析過程變得復(fù)雜,因此應(yīng)盡可能使其減小,或削弱它的影響。晶體管的Ｙ參數(shù)可以通過測量得到。根據(jù)Ｙ參數(shù)方程,分別使輸出端或輸入端交流短路,在另一端加上直流偏壓和交流信號,然后測量其輸入端或輸出端的交流電壓和交流電流,代入式（2．2．6）中就可求得。通過查閱晶體管手冊也可得到各種型號晶體管的Ｙ參數(shù)。2021/3/718圖中受控電流源表示輸出電需要注意的是,Ｙ參數(shù)不僅與靜態(tài)工作點的電壓值、電流值有關(guān),而且是工作頻率的函數(shù)。例如當(dāng)發(fā)射極電流增加時,輸入與輸出電導(dǎo)都將加大。當(dāng)工作頻率較低時,電容效應(yīng)的影響逐漸減弱。所以無論是測量還是查閱晶體管手冊,都應(yīng)注意工作條件和工作頻率。顯然,在高頻工作時由于晶體管結(jié)電容不可忽略,Ｙ參數(shù)是一個復(fù)數(shù)。晶體管Ｙ參數(shù)中輸入導(dǎo)納和輸出導(dǎo)納通?？蓪懗捎秒妼?dǎo)和電容表示的直角坐標形式,而正向傳輸導(dǎo)納和反向傳輸導(dǎo)納通?？蓪懗蓸O坐標形式,即:yie=gie+jωCieyoe=goe+jωCoeyfe=|yfe|∠φfeyre=|yre|∠φre

2021/3/719需要注意的是,Ｙ參數(shù)不僅與靜態(tài)工作點的電壓

2.2.3晶體管的高頻參數(shù)考慮電容效應(yīng)后,晶體管的電流增益是工作頻率的函數(shù)。下面介紹三個與電流增益有關(guān)的晶體管高頻參數(shù)。

1共射晶體管截止頻率ｆβ共射短路電流放大系數(shù)是指混合π型等效電路輸出交流短路時,集電極電流與基極電流的比值。從圖2.2.1可以看到,當(dāng)輸出端短路后,rb′e、Cb′e和Cb′c三者并聯(lián)。2021/3/7202.2.3晶體管的高頻參數(shù)2021/3/7其中β0=gmrb′efβ=由式(2.2.8)可知,的幅值隨頻率的增高而下降。當(dāng)下降到β0的時,對應(yīng)的頻率定義為共射晶體管截止頻率fβ。

2特征頻率fT當(dāng)?shù)姆迪陆档?時,對應(yīng)的頻率定義為特征頻率fT。2021/3/721其中由式(2.2.8)

3共基晶體管截止頻率fα共基短路電流放大系數(shù)是晶體管用作共基組態(tài)時的輸出交流短路參數(shù),即的幅值也是隨頻率的增高而下降,fα定義為的幅值下降到低頻放大系數(shù)α0的時的頻率。三個高頻參數(shù)之間的關(guān)系滿足下列各式：2021/3/7223共基晶體管截止頻率fαfT≈β0fβ=gmrb′efβfT≈α0fαfα＞fTfβ(2.2.9)2021/3/723fT≈β0fβ=gmrb′ef2.3諧振放大器由晶體管、場效應(yīng)管或集成電路與ＬＣ并聯(lián)諧振回路組成的高頻小信號諧振放大器廣泛用于廣播、電視、通信、雷達等接收設(shè)備中,其作用是將微弱的有用信號進行線性放大并濾除不需要的噪聲和干擾信號。諧振放大器的主要性能指標是電壓增益,通頻帶和矩形系數(shù)。本節(jié)僅分析由晶體管和LC回路組成的諧振放大器。2021/3/7242.3諧振放大器由晶體管、場效

2.3.1單管單調(diào)諧放大器

１．電路組成及特點圖2．3．１是一個典型的單管單調(diào)諧放大器。Ｃb與Ｃc分別是和信號源（或前級放大器）與負載（或后級放大器）的耦合電容,Ｃe是旁路電容。電容Ｃ與電感Ｌ組成的并聯(lián)諧振回路作為晶體管的集電極負載,其諧振頻率應(yīng)調(diào)諧在輸入有用信號的中心頻率上?；芈放c本級晶體管的耦合采用自耦變壓器耦合方式,這樣可減弱晶體管輸出導(dǎo)納對回路的影響。2021/3/7252.3.1單管單調(diào)諧放大器2021/3/圖2.3.1單管單調(diào)諧放大電路2021/3/726圖2.3.1單管單調(diào)諧放大電路2021/3/72負載（或下級放大器）與回路的耦合采用自耦變壓器耦合和電容耦合方式,這樣,既可減弱負載（或下級放大器）導(dǎo)納對回路的影響,又可使前、后級的直流供電電路分開。另外,采用上述耦合方式也比較容易實現(xiàn)前、后級之間的阻抗匹配。

２．電路性能分析為了分析單管單調(diào)諧放大器的電壓增益,圖2．3．2給出了其等效電路。其中晶體管部分采用了Ｙ參數(shù)等效電路,忽略了反向傳輸導(dǎo)納ｙre的影響。輸入信號源用電流源并聯(lián)源導(dǎo)納Ｙs表示,負載假定為另一級相同的單調(diào)諧放大器,所以用晶體管輸入導(dǎo)納ｙie表示。2021/3/727負載（或下級放大器）與回路的耦合采用自耦變壓2021/3/7282021/3/728單管單調(diào)諧放大器的電壓增益為：我們先求與的關(guān)系式,然后求出與的關(guān)系,即可導(dǎo)出與之比,即電壓增益。因為負載的接入系數(shù)為ｎ2,晶體管的接入系數(shù)為ｎ1,所以負載等效到回路兩端的導(dǎo)納為n22yie。設(shè)從集電極和發(fā)射極之間向右看的回路導(dǎo)納為Y′L,則:2021/3/729單管單調(diào)諧放大器的電壓增益為：我們先求由于是上的電壓,且與相位相反,所以由Y參數(shù)方程(2.2.3)可知:代入式(2.3.3)可得:根據(jù)自耦變壓器特性因此2021/3/730由于是將式(2.3.5)與(2.3.6)代入(2.3.1),可得其中,YL=n21Y′L是Y′L等效到諧振回路兩端的導(dǎo)納,它包括回路本身元件Ｌ、Ｃ、ｇe0和負載導(dǎo)納總的等效值,即YL=(ge0+jωC++n22yie(2.3.8)2021/3/731將式(2.3.5)與(2.3.6)代入(2.根據(jù)式（2．2．7）,將式（2．3．8）代入（2．3．7）中,則:其中ｇΣ與ＣΣ分別為諧振回路總電導(dǎo)和總電容:gΣ=n21goe+n22gie+ge0CΣ=n21Coe+n22Cie+C諧振頻率或2021/3/732根據(jù)式（2．2．7）,將式（2．3．8）代入（2．3．7回路有載Ｑ值Qe=以上幾個公式說明,考慮了晶體管和負載的影響之后,放大器諧振頻率和Ｑ值均有變化。諧振頻率處放大器的電壓增益其電壓增益振幅Au0=2021/3/733回路有載Ｑ值以上幾個公式說明,考慮了晶體管根據(jù)N(f)定義和式（１．２．１０）,可寫出放大器電壓增益振幅的另一種表達式Au=(2.3.15)由式（2．3．15）可知,單管單調(diào)諧放大器的單位諧振函數(shù)Ｎ（ｆ）與其并聯(lián)諧振回路的單位諧振函數(shù)相同,且都可以寫成：2021/3/734根據(jù)N(f)定義和式（１．２．１０）,可寫出放大器電壓由于ｙfe是復(fù)數(shù),有一個相角∠φfe,所以一般來說,圖２．３．１所示放大器輸出電壓與輸入電壓之間的相位并非正好相差１８０°。另外,由上述公式可知,電壓增益振幅與晶體管參數(shù)、負載電導(dǎo)、回路諧振電導(dǎo)和接入系數(shù)有關(guān)：(1)為了增大Ａu0,應(yīng)選取|yfe|大,ｇoe小的晶體管。(2)為了增大Ａu0,要求負載電導(dǎo)小,如果負載是下一級放大器,則要求其ｇie小。(3)回路諧振電導(dǎo)ｇe0越小,Ａu0越大。而ｇe0取決于回路空載Ｑ值Ｑ0,與Ｑ0成反比。2021/3/735由于ｙfe是復(fù)數(shù),有一個相角∠φfe,(4)Ａu0與接入系數(shù)ｎ1、ｎ2有關(guān),但不是單調(diào)遞增或單調(diào)遞減關(guān)系。由于ｎ1和ｎ2還會影響回路有載Ｑ值Ｑe,而Ｑe又將影響通頻帶,所以ｎ1與ｎ2的選擇應(yīng)全面考慮,選取最佳值。實際放大器的設(shè)計是要在滿足通頻帶和選擇性的前提下,盡可能提高電壓增益。在單管單調(diào)諧放大器中,選頻功能由單個并聯(lián)諧振回路完成,所以單管單調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)與單個并聯(lián)諧振回路的矩形系數(shù)相同,其通頻帶則由于受晶體管輸出阻抗和負載的影響,比單個并聯(lián)諧振回路加寬,因為有載Q值小于空載Q值。例2．1在圖2．3．1中,已知工作頻率ｆ0＝３０MHz,Ｖcc＝６Ｖ,Ｉe＝２mA。晶體管采用３ＤＧ４７型高頻管。其Ｙ參數(shù)在上述工作條件和工作頻率處的數(shù)值如下：2021/3/736(4)Ａu0與接入系數(shù)ｎ1、ｎ2有關(guān),但gie=12mS,Cie=12pF；goe=400μS,Coe=95pF；|yfe|=583mS,∠φfe=-22°；|yre|=310μS,∠φre=-888°,回路電感Ｌ＝１４μH,接入系數(shù)ｎ1＝１,ｎ2＝０３,Ｑ0＝１００。負載是另一級相同的放大器。求諧振電壓增益振幅Ａu0和通頻帶ＢＷ07，并求回路電容Ｃ是多少時,才能使回路諧振？所以gΣ=ge0+n21goe+n22gie=37.9×10-6+400×10-6+0.32×12×10-3=0.55×10-3S2021/3/737gie=12mS,Cie=12pF；go從而Au0=因為又所以由Qe=可得2021/3/738從而Au0=因為又所從對單管單調(diào)諧放大器的分析可知,其電壓增益取決于晶體管參數(shù)、回路與負載特性及接入系數(shù)等,所以受到一定的限制。如果要進一步增大電壓增益,可采用多級放大器。

2021/3/739從對單管單調(diào)諧放大器的分析可知,其電壓增益

2.3.2多級單調(diào)諧放大器如果多級放大器中的每一級都調(diào)諧在同一頻率上,則稱為多級單調(diào)諧放大器。設(shè)放大器有ｎ級,各級電壓增益振幅分別為Ａu1,Ａu2,…,Ａun,則總電壓增益振幅是各級電壓增益振幅的乘積,即Ａn＝Ａu1Ａu2…Ａun

如果每一級放大器的參數(shù)結(jié)構(gòu)均相同,根據(jù)式（2．3．15）,則總電壓增益振幅An=(Au1)n=(n1n2)n|yfe|n

2021/3/7402.3.2多級單調(diào)諧放大器2021/3/74諧振頻率處電壓增益振幅單位諧振函數(shù)N（f）=ｎ級放大器通頻帶BWn=2Δf0.7=由上述公式可知,ｎ級相同的單調(diào)諧放大器的總增益比單級放大器的增益提高了,而通頻帶比單級放大器的通頻帶縮小了,且級數(shù)越多,頻帶越窄。2021/3/741諧振頻率處電壓增益振幅單位諧振函數(shù)ｎ級放大器通頻帶BWn=換句話說,如多級放大器的頻帶確定以后,級數(shù)越多,則要求其中每一級放大器的頻帶越寬。所以,增益和通頻帶的矛盾是一個嚴重的問題,特別是對于要求高增益寬頻帶的放大器來說,這個問題更為突出。這一特性與低頻多級放大器相同。例2.2某中頻放大器的通頻帶為６MHz,現(xiàn)采用兩級或三級相同的單調(diào)諧放大器,兩種情況下對每一級放大器的通頻帶要求各是多少？解:根據(jù)式（2．3．21）,當(dāng)n=2時,因為2021/3/742換句話說,如多級放大器的頻帶確定以后,所以,要求每一級帶寬同理,當(dāng)ｎ＝３時,要求每一級帶寬根據(jù)矩形系數(shù)定義,當(dāng)Δｆ＝Δｆ0.1時,Ａn／Ａn0＝01,由式（2.3.20)可求得:所以,ｎ級單調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)2021/3/743所以,要求每一級帶寬同理,當(dāng)ｎ＝３時,要求每一級帶寬表2．3．1列出了Ｋn0.1與ｎ的關(guān)系。表2.3.1單調(diào)諧放大器矩形系數(shù)與級數(shù)的關(guān)系

級數(shù)n12345678910矩形系數(shù)Kn01

9.954.903.743.403.203.103.002.932.892.852.56從表中可以看出,當(dāng)級數(shù)ｎ增加時,放大器矩形系數(shù)有所改善,但這種改善是有一定限度的,最小不會低于２.５.６。2021/3/744表2．3．1列出了Ｋn0.1與ｎ的關(guān)系。表2

2.3.3諧振放大器的穩(wěn)定性共射電路由于電壓增益和電流增益都較大,所以是諧振放大器的常用形式。以上我們在討論諧振放大器時,都假定了反向傳輸導(dǎo)納ｙre＝０,即晶體管單向工作,輸入電壓可以控制輸出電流,而輸出電壓不影響輸入。實際上ｙre≠0,即輸出電壓可以反饋到輸入端,引起輸入電流的變化,從而可能引起放大器工作不穩(wěn)定。如果這個反饋足夠大,且在相位上滿足正反饋條件,則會出現(xiàn)自激振蕩。為了提高放大器的穩(wěn)定性,通常從兩個方面著手。一是從晶體管本身想辦法,減小其反向傳輸導(dǎo)納ｙre值。2021/3/7452.3.3諧振放大器的穩(wěn)定性2021/3/ｙre的大小主要取決于集電極與基極間的結(jié)電容Ｃb′c（由混合π型等效電路圖可知,Ｃb′c跨接在輸入、輸出端之間）,所以制作晶體管時應(yīng)盡量使其Ｃb′c減小,使反饋容抗增大,反饋作用減弱。二是從電路上設(shè)法消除晶體管的反向作用,使它單向化。具體方法有中和法與失配法。中和法是在晶體管的輸出端與輸入端之間引入一個附加的外部反饋電路（中和電路）,以抵消晶體管內(nèi)部參數(shù)ｙre的反饋作用。由于ｙre的實部（反饋電導(dǎo)）通常很小,可以忽略,所以常常只用一個電容ＣN來抵消yre的虛部（反饋電容）的影響,就可達到中和的目的。2021/3/746ｙre的大小主要取決于集電極與基極間的結(jié)電容為了使通過ＣN的外部電流和通過Ｃb′c的內(nèi)部反饋電流相位相差１８０°,從而能互相抵消,通常在晶體管輸出端添加一個反相的耦合變壓器。圖233（ａ）所示為收音機常用的中和電路,（ｂ）是其交流等效電路。為了直觀,將晶體管內(nèi)部電容Ｃb′c畫在了晶體管外部。2021/3/747為了使通過ＣN的外部電流和通過Ｃb′c的內(nèi)部2021/3/7482021/3/748由于ｙre是隨頻率而變化的,所以固定的中和電容ＣN只能在某一個頻率點起到完全中和的作用,對其它頻率只能有部分中和作用,又因為ｙre是一個復(fù)數(shù),中和電路應(yīng)該是一個由電阻和電容組成的電路,但這給調(diào)試增加了困難。另外,如果再考慮到分布參數(shù)的作用和溫度變化等因素的影響,中和電路的效果很有限。失配法通過增大負載電導(dǎo)ＹL,進而增大總回路電導(dǎo),使輸出電路嚴重失配,輸出電壓相應(yīng)減小,從而反饋到輸入端的電流減小,對輸入端的影響也就減小?？梢?失配法是用犧牲增益而換取電路的穩(wěn)定。2021/3/749由于ｙre是隨頻率而變化的,所以固定的中和用兩只晶體管按共射—共基方式連接成一個復(fù)合管是經(jīng)常采用的一種失配法。圖2.3.4是其結(jié)構(gòu)原理圖。由于共基電路的輸入導(dǎo)納較大,當(dāng)它和輸出導(dǎo)納較小的共射電路連接時,相當(dāng)于使共射電路的負載導(dǎo)納增大而失配,從而使共射晶體管內(nèi)部反饋減弱,穩(wěn)定性大大提高。2021/3/750用兩只晶體管按共射—共基方式連接成一個復(fù)合管

2021/3/7512021/3/751由于ｙre是隨頻率而變化的,所以固定的中和電容ＣN只能在某一個頻率點起到完全中和的作用,對其它頻率只能有部分中和作用,又因為ｙre是一個復(fù)數(shù),中和電路應(yīng)該是一個由電阻和電容組成的電路,但這給調(diào)試增加了困難。另外,如果再考慮到分布參數(shù)的作用和溫度變化等因素的影響,中和電路的效果很有限。失配法通過增大負載電導(dǎo)ＹL,進而增大總回路電導(dǎo),使輸出電路嚴重失配,輸出電壓相應(yīng)減小,從而反饋到輸入端的電流減小,對輸入端的影響也就減小。可見,失配法是用犧牲增益而換取電路的穩(wěn)定。2021/3/752由于ｙre是隨頻率而變化的,所以固定的中和2.4寬頻帶放大器

寬頻帶放大器既要有較大的電壓增益,又要有很寬的通頻帶,所以常用電壓增益Au和通頻帶BW的乘積作為衡量其性能的重要指標,稱為增益帶寬積,寫成G·BW=AufH。此處的通頻帶用上限截止頻率fH表示,因為寬頻帶放大器的下限截止頻率fL一般很低或為零頻。Au是電壓增益幅值。增益帶寬積越大的寬頻帶放大器的性能越好。寬頻帶放大器既可以由晶體管和場效應(yīng)管組成,也可以由集成電路組成。本節(jié)以單級差分放大器為例進行分析,可以推廣到由差分電路組成的單級或多級集成電路寬頻帶放.2021/3/7532.4寬頻帶放大器

寬頻帶放大器既要有

2.4.1單級差分寬頻帶放大器集成寬頻帶放大器常采用單級或多級差分電路形式。由于單級共射電路可看成是單級差分電路的差模半電路,所以先分析單級共射電路的電壓增益和通頻帶(用上限截止頻率fH表示)。寬頻帶放大器中的晶體管特性適合采用混合π型等效電路。圖2.4.1(a)、(b)分別是共射電路的交流通路和高頻等效電路。設(shè)R′L是交流負載，且Zb′e=rb′e‖=2021/3/7542.4.1單級差分寬頻帶放大器Zb′e=r2021/3/7552021/3/755Ct=Cb′e+CM=Cb′e+(1+gmR′L)Rt=rb′e‖rbb′=(2.4.3)則(2.4.4)2021/3/756Ct=Cb′e+CM=Cb′e+(1+gmR′L)其中ωH=,即上限截止頻率fH=(2.4.7)下面繼續(xù)推導(dǎo)差分電路的差分電壓增益和上限截止頻率。圖2.4.2是一個雙端輸入雙端輸出的差分放大電路。它的差模電壓增益與單管共射電路的電壓增益相同。此處R′L=Rc‖。上限截止頻率fH與式(2.4.7)相同。增益帶寬積2021/3/757其中ωH=,G·BW=AudfH=例2.3在圖2.4.2所示差分放大器中,V1管和V2管的參數(shù)相同,在IEQ=1mA時，均為βo=100,rbb′=50Ω,Cb′c=2pF,fT=200MHz。RC=2kΩ，RL=10kΩ。計算此差分放大器的差模電壓增益、上限截止頻率和增益帶寬積。解:先求晶體管混合π型參數(shù)。根據(jù)式(2.2.2)和式(2.2.1)可以得出：re=2021/3/758G·BW=AudfH=2021/3/7592021/3/759gm≈Rb′e=(1+βo)re=(1+100)·26=2.6kΩR′L=Rc‖RL=2k‖5k≈1.43kΩCM=(1+gmR′L)Cb′c=(1+0.04×1.43×103)×2×10-12≈116pFCb′e=然后求差模電壓增益、上限截止頻率和增益帶寬積。由式(2.4.2)和式(2.4.3)可以求得：2021/3/760gm≈Rb′e=(1+G·BW=Aud·fH=56×22.46×106=1.26×109如果在圖2.4.2所示差分放大器中,兩個晶體管的基極上各外接一個電阻Rb,這時的電路如圖2.4.3所示。容易看出,與圖2.4.1(b)比較,在圖2.4.3對應(yīng)的差模半電路的交流等效電路中,Rb與rbb′串聯(lián),定義R′b=Rb+rbb′(2.4.10)則相應(yīng)的R′t=rb′e‖R′b(2.4.11)2021/3/761G·BW=Aud·fH=56×22.42021/3/7622021/3/762對于差分放大器的其它三種組態(tài),即雙端輸入單端輸出、單端輸入雙端輸出和單端輸入單端輸出,讀者可以根據(jù)《模擬電子線路》課程中的知識,分別推導(dǎo)出相應(yīng)的差模電壓增益和上限截止頻率公式。2021/3/763對于差分放大器的其它三種組態(tài),即雙端輸入單

2.4.2展寬放大器頻帶的方法在實際寬頻帶放大電路中,要展寬通頻帶,也就是要提高上限截止頻率,主要有組合法和反饋法兩種方法。

1組合電路法在集成寬頻帶放大器中廣泛采用共射-共基組合電路,如圖2.4.4所示。共射電路的電流增益和電壓增益都較大,是放大器最常用的一種組態(tài)。但它的上限截止頻率較低,從而帶寬受到限制,這主要是由于密勒效應(yīng)的緣故。2021/3/7642.4.2展寬放大器頻帶的方法2021/3/76圖2.4.4集成寬帶放大器中的共射—共基電路2021/3/765圖2.4.4集成寬帶放大器中的共射—共基電路2021從式(2.2.1)可以看到,集電結(jié)電容Cb′c等效到輸入端以后,電容值增加為原來的(1+gmR′L)倍。雖然Cb′c數(shù)值很小,一般僅幾個皮法,但ＣM一般卻很大。密勒效應(yīng)使共射電路輸入電容增大,容抗減小,且隨頻率的增大容抗更加減小,因此高頻性能降低。在共基電路和共集電路中,Ｃb′c或者處于輸出端,或者處于輸入端,無密勒效應(yīng),所以上限截止頻率遠高于共射電路。在圖2.4.4所示共射—共基組合電路中,上限頻率由共射電路的上限截止頻率決定。2021/3/766從式(2.2.1)可以看到,集電結(jié)電容C利用共基電路輸入阻抗小的特點,將它作為共射電路的負載,使共射電路輸出總電阻Ｒ′L大大減小,進而使密勒電容ＣM大大減小,高頻性能有所改善,從而有效地擴展了共射電路亦即整個組合電路的上限截止頻率。由于共射電路負載減小,所以電壓增益減小。但這可以由電壓增益較大的共基電路進行補償。而共射電路的電流增益不會減小,因此整個組合電路的電流增益和電壓增益都較大。在集成電路里,可以采用共射—共基差分對電路。圖2.4.5所示國產(chǎn)寬帶放大器集成電路ＥＲ４８０３（與國外產(chǎn)品Ｕ２３５０,Ｕ２４５０相當(dāng)）里采用了這種電路,它的帶寬可達到１ＧＨz。2021/3/767利用共基電路輸入阻抗小的特點,將它作為共射2021/3/7682021/3/768該電路由V1、V3（或V4）與V2、V6(或V5)組成共射—共基差分對,輸出電壓特性由外電路控制。如外電路使Ｉb2＝０,Ｉb1≠０時,V8和V4、V5截止,信號電流由V1、V2流入V3、V6后輸出。如外電路使Ｉb1＝０,Ｉb2≠０時,V7和V3、V6截止,信號電流由V1、V2流入V4、V5后輸出,輸出極性與第一種情況相反。如外電路使Ｉb1＝Ｉb2時,通過負載的電流則互相抵消,輸出為零。Ｃe用于高頻補償,因高頻時容抗減小,發(fā)射極反饋深度減小,使頻帶展寬。這種集成電路常用作３５０MHz以上寬帶示波器中的高頻、中頻和視頻放大。2021/3/769該電路由V1、V3（或V4）與V2、V6(或采用共集—共基,共集—共射等組合電路也可以提高上限截止頻率。例2.4已知晶體管混合π型參數(shù)與例2.3中相同,分別求出圖例2.4(a)、(b)所示共射—共基電路和單管共射電路的電壓增益和上限截止頻率。交流負載Ｒ′L=15kΩ。解:先求共射—共基電路的電壓增益和上限截止頻率。共射—共基電路的交流等效電路如圖例2.4(c)所示,其中虛線框內(nèi)是共基電路混合π型等效電路。在共射電路中，由式(2.4.5)可以寫出:2021/3/770采用共集—共基,共集—共射等組合電路也可以2021/3/7712021/3/771其中注意此時共射電路的輸出端負載電阻是re。因為2021/3/772其中注意此時共射電路的輸出端負載電阻其中是共射電路輸出電壓或共基電路輸入電壓，所以其中2021/3/773其中是共射電路輸出電壓或共基電路輸代入已知各參數(shù),可求得：因為f1<<f2,f1<f32021/3/774代入已知各參數(shù),可求得：因為f1<<f2,因為gm≈,所以共射—共基電路的電壓增益幅值與單級共射電路大致相同,上限截止頻率提高為單級共射電路的4倍多。

２負反饋法調(diào)節(jié)負反饋電路中的某些元件參數(shù),可以改變反饋深度,從而調(diào)節(jié)負反饋放大器的增益和頻帶寬度。如果以犧牲增益為代價,可以擴展放大器的頻帶,其類型可以是單級負反饋,也可以是多級負反饋。單管負反饋放大器可以采用電流串聯(lián)和電壓并聯(lián)兩種反饋電路,其交流等效電路分別如圖2.4.6（ａ）、（ｂ）所示。2021/3/775因為gm≈,所以共射2021/3/7762021/3/776其中電流串聯(lián)負反饋電路的特點是輸入、輸出阻抗高,所以適合與低內(nèi)阻的信號電壓源連接。電壓并聯(lián)負反饋電路的特點是輸入、輸出阻抗低,所以適合與高內(nèi)阻的信號電流源連接在集成電路里,用差分電路代替單管電路,將電流串聯(lián)負反饋電路和電壓并聯(lián)負反饋電路級聯(lián),可提高上限截止頻率。圖2.4.7所示Ｆ７３３集成寬帶放大電路中,V1、V2組成電流串聯(lián)負反饋差分放大器,V3～V6組成電壓并聯(lián)負反饋差分放大器(其中V5和V6兼作輸出級),V7～V11為恒流源電路。改變第一級差放的負反饋電阻,可調(diào)節(jié)整個電路的電壓增益。2021/3/777其中電流串聯(lián)負反饋電路的特點是輸入、輸出阻抗2021/3/7782021/3/778將引出端⑨和④短接,增益可達４００倍；將引出端10和③短接,增益可達１００倍。各引出端均不短接,增益為１０倍。以上三種情況下的上限截止頻率依次為４０MHz,９０MHz和１２０MHz。圖2.4.8給出了F733用作可調(diào)增益放大器時的典型接法。圖中電位器R是用于調(diào)節(jié)電壓增益和帶寬的。當(dāng)R調(diào)到零時,④與⑨短接,片內(nèi)V1與V2發(fā)射極短接,增益最大,上限截止頻率最低；當(dāng)R調(diào)到最大時,片內(nèi)V1與V2發(fā)射極之間共并聯(lián)了5個電阻,即片內(nèi)R3,R4,R5,R6和外接電位器R,這時交流負反饋最強,增益最小,上限截止頻率最高?？梢?這種接法使得電壓增益和帶寬連續(xù)可調(diào)。2021/3/779將引出端⑨和④短接,增益可達４００倍；將2021/3/7802021/3/7802.5集中選頻放大器第2.3節(jié)介紹的諧振放大器可用于對窄帶信號的選頻放大。為了提高增益,一般常采用多級放大電路。對于多級放大電路,要求每級均有LC諧振回路,故不易獲得較寬的通頻帶,選擇性也不夠理想。隨著電子技術(shù)的發(fā)展,窄帶信號的放大越來越多地采用集中選頻放大器。在集中選頻放大器里,先采用矩形系數(shù)較好的集中濾波器進行選頻,然后利用單級或多級集成寬帶放大電路進行信號放大。前者以集中預(yù)選頻代替了逐級選頻,減小了調(diào)試的難度,后者可充分發(fā)揮線性集成電路的優(yōu)勢。2021/3/7812.5集中選頻放大器第2.3節(jié)介紹的諧振放大集中選頻放大器中寬頻帶放大電路部分已在上一節(jié)介紹了,下面僅討論集中濾波器。集中濾波器的任務(wù)是選頻,要求在滿足通頻帶指標的同時,矩形系數(shù)要好。其主要類型有集中ＬＣ濾波器、陶瓷濾波器和聲表面波濾波器等。集中ＬＣ濾波器通常由一節(jié)或若干節(jié)ＬＣ網(wǎng)絡(luò)組成,根據(jù)網(wǎng)絡(luò)理論,按照帶寬、衰減特性等要求進行設(shè)計,目前已得到了廣泛應(yīng)用。圖2.5.1給出了一種集中ＬＣ網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。陶瓷濾波器是由壓電陶瓷材料做成的具有選頻特性的器件。它具有無需調(diào)諧、體積小、加工方便等優(yōu)點,但工作頻率不太高（幾十兆赫茲以下）,相對頻寬較窄。2021/3/782集中選頻放大器中寬頻帶放大電路部分已在上2021/3/7832021/3/783目前,應(yīng)用最普遍的集中濾波器是聲表面波濾波器。聲表面波濾波器ＳＡＷＦ（ＳurfaceＡcousticＷaveＦilter）是利用某些晶體的壓電效應(yīng)和表面波傳播的物理特性制成的一種新型電—聲換能器件。所謂壓電效應(yīng)是指：當(dāng)晶體受到應(yīng)力作用時,在它的某些特定表面上將出現(xiàn)電荷,而且應(yīng)力大小與電荷密度之間存在著線性關(guān)系,這是正壓電效應(yīng)；當(dāng)晶體受到電場作用時,在它的某些特定方向上將出現(xiàn)應(yīng)力變化,而且電場強度與應(yīng)力變化之間存在著線性關(guān)系,這是逆壓電效應(yīng)。自20世紀60年代中期問世以來,聲表面波濾波器的發(fā)展非常迅速。它不僅不需要調(diào)整,而且具有良好的幅頻特性和相頻特性,其矩形系數(shù)接近１。圖2.5.2是聲表面波濾波器基本結(jié)構(gòu)、符號和等效電路。2021/3/784目前,應(yīng)用最普遍的集中濾波器是聲表面波濾波

2021/3/7852021/3/785聲表面波濾波器是在經(jīng)過研磨拋光的極薄的壓電材料基片上,用蒸發(fā)、光刻、腐蝕等工藝制成兩組叉指狀電極,其中與信號源連接的一組稱為發(fā)送叉指換能器,與負載連接的一組稱為接收叉指換能器。當(dāng)把輸入電信號加到發(fā)送換能器上時,叉指間便會產(chǎn)生交變電場。由于逆壓電效應(yīng)的作用,基體材料將產(chǎn)生彈性變形,從而產(chǎn)生聲波振動。向基片內(nèi)部傳送的體波會很快衰減,而表面波則向垂直于電極的左、右兩個方向傳播。向左傳送的聲表面波被涂于基片左端的吸聲材料所吸收,向右傳送的聲表面波由接收換能器接收,由于正壓電效應(yīng),在叉指對間產(chǎn)生電信號,并由此端輸出。2021/3/786聲表面波濾波器是在經(jīng)過研磨拋光的極薄的壓電聲表面波濾波器的濾波特性,如中心頻率、頻帶寬度、頻響特性等一般由叉指換能器的幾何形狀和尺寸決定。這些幾何尺寸包括叉指對數(shù)、指條寬度a、指條間隔b、指條有效長度Ｂ和周期長度Ｍ等。目前聲表面波濾波器的中心頻率可在１０MHz～１ＧHz之間,相對帶寬為５%～５０%,插入損耗最低僅幾個分貝,矩形系數(shù)可達１２。為了保證對信號的選擇性要求,聲表面波濾波器在接入實際電路時必須實現(xiàn)良好的匹配。圖2.5.3所示為一接有聲表面波濾波器的預(yù)中放電路,濾波器輸出端與一寬帶放大器相接。2021/3/787聲表面波濾波器的濾波特性,如中心頻率、頻帶寬2021/3/7882021/3/7882.6電噪聲人們收聽廣播時,常常會聽到“沙沙”聲；觀看電視時,常常會看到“雪花”似的背景或波紋線,這些都是接收機中的放大器和其它元器件存在噪聲的結(jié)果。噪聲對有用信號的接收產(chǎn)生了干擾,特別是當(dāng)有用信號較弱時,噪聲的影響就更為突出,嚴重時會使有用信號淹沒在噪聲之中而無法接收。噪聲的種類很多。有的是從器件外部竄擾進來的,稱為外部噪聲；有的是器件內(nèi)部產(chǎn)生的,稱為內(nèi)部噪聲。本書只介紹內(nèi)部噪聲。內(nèi)部噪聲源主要有電阻熱噪聲、晶體管噪聲和場效應(yīng)管噪聲三種。2021/3/7892.6電噪聲人們收聽廣播時,常常會聽到“沙

2.6.1電阻熱噪聲電阻熱噪聲是由于電阻內(nèi)部自由電子的熱運動產(chǎn)生的。在運動中自由電子經(jīng)常相互碰撞,因而其運動速度的大小和方向都是不規(guī)則的。溫度越高,運動越劇烈。只有當(dāng)溫度下降到絕對零度時,運動才會停止。自由電子這種熱運動在導(dǎo)體內(nèi)形成非常微弱的電流,這種電流呈雜亂起伏的狀態(tài),稱為起伏噪聲電流。起伏噪聲電流流過電阻本身就會在其兩端產(chǎn)生起伏噪聲電壓。由于起伏噪聲電壓的變化是不規(guī)則的,其瞬時振幅和瞬時相位是隨機的,所以無法計算其瞬時值。起伏噪聲電壓的平均值為零,噪聲電壓正是不規(guī)則地偏離此平均值而起伏變化。2021/3/7902.6.1電阻熱噪聲2021/3/790但是,起伏噪聲的均方值是確定的,可以用功率計測量出來。實驗發(fā)現(xiàn),在整個無線電頻段內(nèi),當(dāng)溫度一定時,單位電阻上所消耗的平均功率在單位頻帶內(nèi)幾乎是一個常數(shù),即其功率頻譜密度是一個常數(shù)。對照白光內(nèi)包含了所有可見光波長這一現(xiàn)象,人們把這種在整個無線電頻段內(nèi)具有均勻頻譜的起伏噪聲稱為白噪聲。阻值為Ｒ的電阻產(chǎn)生的噪聲電流功率頻譜密度和噪聲電壓功率頻譜密度分別為：2021/3/791但是,起伏噪聲的均方值是確定的,可以用功k=1.38×10-23J／K(2.6.3)其中k是波爾茲曼常數(shù),Ｔ是電阻溫度,以絕對溫度Ｋ計量。在頻帶寬度為ＢＷ內(nèi)產(chǎn)生的熱噪聲均方值電流和均方值電壓分別為：I2n=SI(f)·BW(2.6.4)U2n=SU(f)·BW(2.6.5)所以,一個實際電阻可以分別用噪聲電流源和噪聲電壓源表示,如圖2．6．1所示。2021/3/792k=1.38×10-23J／K2021/3/7932021/3/793理想電抗元件是不會產(chǎn)生噪聲的,但實際電抗元件是有損耗電阻的,這些損耗電阻會產(chǎn)生噪聲。對于實際電感的損耗電阻一般不能忽略,而對于實際電容的損耗電阻一般可以忽略。例2．5試計算５１０kΩ電阻的噪聲均方值電壓和均方值電流各是多少？設(shè)Ｔ＝２９０K,ＢＷ＝１００kＨｚ。解:U2n=4k·T·R·BW=4×1.38×10-23×290×510×103×105≈8.16×10-10Ｖ2I2n=4k·T·BW／R=4×1.38×10-23×290×105／510×103)≈3.14×10-21Ａ22021/3/794理想電抗元件是不會產(chǎn)生噪聲的,但實際電抗元

2.6.2晶體管噪聲晶體管噪聲主要包括以下四部分。

１熱噪聲構(gòu)成晶體管的發(fā)射區(qū)、基區(qū)、集電區(qū)的體電阻和引線電阻均會產(chǎn)生熱噪聲,其中以基區(qū)體電阻rbb′的影響為主。

２散彈噪聲散彈噪聲是晶體管的主要噪聲源。它是由單位時間內(nèi)通過ＰＮ結(jié)的載流子數(shù)目隨機起伏而造成的。人們將這種現(xiàn)象比擬為靶場上大量射擊時彈著點對靶中心的偏離,故稱為散彈噪聲。在本質(zhì)上它與電阻熱噪聲類似,屬于均勻頻譜的白噪聲,其電流功率頻譜密度為:ＳI（ｆ）＝２ｑＩ0(2．6．6)2021/3/7952.6.2晶體管噪聲2021/3/795其中Ｉ0是通過ＰＮ結(jié)的平均電流值,ｑ是每個載流子所載的電荷量。ｑ＝１５９×１０-19庫侖。注意,在Ｉ0＝０時,散彈噪聲為零,但是只要不是絕對零度,熱噪聲總是存在。這是二者的區(qū)別。

３分配噪聲在晶體管中,通過發(fā)射結(jié)的非平衡載流子大部分到達集電結(jié),形成集電極電流,而小部分在基區(qū)內(nèi)復(fù)合,形成基極電流。這兩部分電流的分配比例是隨機的,從而造成集電極電流在靜態(tài)值上下起伏變化,產(chǎn)生噪聲,這就是分配噪聲。分配噪聲實際上也是一種散彈噪聲,但它的功率頻譜密度是隨頻率變化的,頻率越高,噪聲越大。其功率頻譜密度也可近似按式（2．6．6）計算。2021/3/796其中Ｉ0是通過ＰＮ結(jié)的平均電流值,ｑ是每個載流子所

４閃爍噪聲產(chǎn)生這種噪聲的機理目前還不甚明了,一般認為是由于晶體管表面清潔處理不好或有缺陷造成的,其特點是頻譜集中在約１kＨｚ以下的低頻范圍,且功率頻譜密度隨頻率降低而增大。在高頻工作時,可以忽略閃爍噪聲。2021/3/797４閃爍噪聲2021/3/797

2.6.3場效應(yīng)管噪聲場效應(yīng)管是依靠多子在溝道中的漂移運動而工作的,溝道中多子的不規(guī)則熱運動會在場效應(yīng)管的漏極電流中產(chǎn)生類似電阻的熱噪聲,稱為溝道熱噪聲,這是場效應(yīng)管的主要噪聲源。其次便是柵極漏電流產(chǎn)生的散彈噪聲。場效應(yīng)管的閃爍噪聲在高頻時同樣可以忽略。溝道熱噪聲和柵極漏電流散彈噪聲的電流功率頻譜密度分別是：SI(f)=4kT(2.6.7)SI(f)=2qIg(2.6.8)其中ｇm是場效應(yīng)管跨導(dǎo),Ｉg是柵極漏電流。2021/3/7982.6.3場效應(yīng)管噪聲2021/3/798

2.6.4額定功率和額定功率增益在分析和計算噪聲問題時,用額定功率和額定功率增益概念可以使問題簡化,物理意義更加明確。信號額定功率是指電壓信號源可能輸出的最大功率。當(dāng)負載阻抗ＲL與信號源阻抗Ｒs匹配時,信號源輸出功率最大。所以,其額定功率為：PA=(2.6.9)可見,額定功率是表征信號源的一個參量,與其實際負載值無關(guān)。2021/3/7992.6.4額定功率和額定功率增益2021/3/79現(xiàn)在用額定功率來表示電阻的熱噪聲功率。電阻R的噪聲額定功率為:PnA=(2.6.10)由上式可見,電阻的噪聲額定功率只與溫度及通頻帶有關(guān),而與本身阻值和負載無關(guān)（注意,實際功率是與負載有關(guān)的）。這一結(jié)論可以推廣到任何無源二端網(wǎng)絡(luò)。額定功率增益ＧPA是指一個線性四端網(wǎng)絡(luò)的輸出額定功率ＰAo與輸入額定功率ＰAi的比值。即:2021/3/7100現(xiàn)在用額定功率來表示電阻的熱噪聲功率。電阻可見,額定功率增益是表征線性四端網(wǎng)絡(luò)的一個參量。只要網(wǎng)絡(luò)與其信號源電路確定,則額定功率增益就是一個定值,而與該網(wǎng)絡(luò)輸入、輸出電路是否匹配無關(guān)。例2．6求圖例2．6所示四端網(wǎng)絡(luò)的額定功率增益。解:圖示四端網(wǎng)絡(luò)輸入端額定功率ＰAi也就是輸入信號源的額定功率,即:從四端網(wǎng)絡(luò)輸出端往左看,其戴維南等效電路是由信號源與電阻Ｒs＋Ｒ串聯(lián)組成,所以輸出端額定功率為:2021/3/7101可見,額定功率增益是表征線性四端網(wǎng)絡(luò)的一個2021/3/71022021/3/7102PAo=所以,額定功率增益GPA=可見,圖示四端網(wǎng)絡(luò)的額定功率增益僅與網(wǎng)絡(luò)電阻和信號源內(nèi)阻有關(guān),與負載無關(guān),且無論網(wǎng)絡(luò)輸入、輸出端是否匹配均為一固定值。2021/3/7103PAo=2021

2.6.5線性四端網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)為了使放大器能夠正常工作,除了要滿足增益、通頻帶、選擇性等要求之外,還應(yīng)對放大器的內(nèi)部噪聲給以限制,一般是對放大器的輸出端提出滿足一定信噪比的要求。對于其它線性四端網(wǎng)絡(luò)也有同樣的要求。所謂信噪比是指四端網(wǎng)絡(luò)某一端口處信號功率與噪聲功率之比。信噪比SNR(SignaltoNoiseRatio)通常用分貝數(shù)表示,寫作：SNR=(2.6.12)其中Ｐs、Ｐn分別為信號功率與噪聲功率。下面以放大器為例來推導(dǎo)線性四端網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)。2021/3/71042.6.5線性四端網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)2021

１噪聲系數(shù)定義如果放大器內(nèi)部不產(chǎn)生噪聲,當(dāng)輸入信號與噪聲通過它時,二者都得到同樣的放大,那么放大器的輸出信噪比與輸入信噪比相等。而實際放大器是由晶體管和電阻等元器件組成,熱噪聲和散彈噪聲構(gòu)成其內(nèi)部噪聲,所以輸出信噪比總是小于輸入信噪比。為了衡量放大器噪聲性能的好壞,提出了噪聲系數(shù)這一性能指標。放大器的噪聲系數(shù)NF(NoiseFigure)定義為輸入信噪比與輸出信噪比的比值,即:2021/3/7105１噪聲系數(shù)定義2021/3/7105上述定義可推廣到所有線性四端網(wǎng)絡(luò)。如果用分貝數(shù)表示,則寫作:NF=10lg(2.6.14)從式（2．6．13）可以看出,ＮＦ是一個大于或等于１的數(shù)。其值越接近于１,則表示該放大器的內(nèi)部噪聲性能越好。式（2．6．13）中的Ｐni是隨信號一起進入放大器的噪聲功率,其大小是隨機的,而噪聲系數(shù)應(yīng)是表征放大器內(nèi)部噪聲的確定值,所以有必要對Ｐni標準化。2021/3/7106上述定義可推廣到所有線性四端網(wǎng)絡(luò)。2021/3/7106通常規(guī)定Ｐni是輸入信號源內(nèi)阻Ｒs的熱噪聲產(chǎn)生在放大器輸入端的噪聲功率,而Ｒs的溫度規(guī)定為２９０Ｋ,稱為標準噪聲溫度,用Ｔ０表示。相應(yīng)的噪聲系數(shù)稱為“標準噪聲系數(shù)”（本書均采用標準噪聲系數(shù),但仍簡稱為噪聲系數(shù)）。Ｐno是由Ｒs的熱噪聲和放大器內(nèi)部噪聲共同在放大器輸出端產(chǎn)生的總噪聲功率。

２噪聲系數(shù)的計算式噪聲系數(shù)ＮＦ可以改寫成各種不同的表達形式,以便于分析和計算。其中一種形式是用額定功率來代替實際功率,即不用考慮實際負載的大小,僅考慮一種最佳情況。這樣,噪聲系數(shù)可寫成：2021/3/7107通常規(guī)定Ｐni是輸入信號源內(nèi)阻Ｒs的熱噪聲產(chǎn)根據(jù)式（2．6．11）,上式又可寫成:因為其中ＰnAn是放大器內(nèi)部噪聲額定功率。把這兩個式子代入式（2．6．16）可得:2021/3/7108根據(jù)式（2．6．11）,上式又可寫成:因為其中ＰnAn是放

3放大器內(nèi)部噪聲表達式由式（2．6．19）可得到放大器內(nèi)部噪聲額定功率ＰnAn的表達式,即:ＰnAn＝(ＮＦ－１)·ＧpA·k·Ｔ0·ＢＷ(2．6．20)上式說明,當(dāng)ＮＦ＝１時,ＰnAn＝０,進一步表明了噪聲系數(shù)是衡量放大器內(nèi)部噪聲性能的參數(shù)。2021/3/71093放大器內(nèi)部噪聲表達式2021/3/710

４級聯(lián)噪聲系數(shù)先考慮兩級放大器。設(shè)它們的噪聲系數(shù)和額定功率增益分別為ＮＦ1、ＮＦ2和ＧPA1、ＧPA2,且假定通頻帶也相同。利用式（2．6．19）,式中ＮＦ和ＧPA分別看作是兩級放大器總的噪聲系數(shù)和總的額定功率增益,而總輸出噪聲額定功率ＰnAo由三部分組成,即:ＰnAn1＝(ＮＦ1－１)·ＧPA1·k·Ｔ0·ＢＷ(2．6．22)ＰnAn2＝(ＮＦ2－１)·ＧPA2·k·Ｔ0·ＢＷ(2．6．23)2021/3/7110４級聯(lián)噪聲系數(shù)ＰnAn1＝(ＮＦ1將式（2．6．１７）,（2．6．２２）,（2．6．２３）代入（2．6．２１）中,然后再將式（2．6．１７）和（2．6．21）代入式（2．6．１６）中,最后可求得兩級放大器總噪聲系數(shù)為：NF=(2.6.24)對于n級放大器,將其前(n-1)級看成是第一級,第n級看成是第二級,利用式(2.6.24)可推導(dǎo)出ｎ級放大器總的噪聲系數(shù)為：2021/3/7111將式（2．6．１７）,（2．6．２２）,(2.6.25)可見,在多級放大器中,各級噪聲系數(shù)對總噪聲系數(shù)的影響是不同的,前級的影響比后級的影響大,且總噪聲系數(shù)還與各級的額定功率增益有關(guān)。所以,為了減小多級放大器的噪聲系數(shù),必須降低前級放大器（尤其是第一級）的噪聲系數(shù),而且增大前級放大器（尤其是第一級）的額定功率增益。以上關(guān)于放大器噪聲系數(shù)的分析結(jié)果適用于所有線性四端網(wǎng)絡(luò)。2021/3/7112

５無源四端網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)無源四端網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部不含有源器件,但總會含有耗能電阻,所以從噪聲角度來說,可以等效為一個電阻網(wǎng)絡(luò)。根據(jù)式（2．6．１０）,電阻的噪聲額定功率與阻值無關(guān),均為k·T·BW,所以無源四端網(wǎng)絡(luò)的輸入噪聲額定功率ＰnAi和輸出噪聲額定功率ＰnAo相同,均為k·Ｔ·ＢＷ,代入式（2.6.16）可知無源四端網(wǎng)絡(luò)噪聲系數(shù)例2.7某接收機由高放、混頻、中放三級電路組成。已知混頻器的額定功率增益ＧPA2＝０.２,噪聲系數(shù)ＮＦ2＝１０ｄＢ,中放噪聲系數(shù)ＮＦ3＝６ｄＢ,高放噪聲系數(shù)ＮＦ1＝３ｄＢ。2021/3/7113５無源四端網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)如要求加入高放后使整個接收機總噪聲系數(shù)降低為加入前的十分之一,則高放的額定功率增益ＧPA1應(yīng)為多少？解:先將噪聲系數(shù)分貝數(shù)進行轉(zhuǎn)換。３ｄＢ、１０ｄＢ、６ｄＢ分別對應(yīng)為２、１０、４。因為,未加高放時接收機噪聲系數(shù)所以,加高放后接收機噪聲系數(shù)應(yīng)為:2021/3/7114如要求加入高放后使整個接收機總噪聲系數(shù)降低為又所以由例2.7可以看到,加入一級高放后反而使整個接收機噪聲系數(shù)大幅度下降,其原因在于整個接收機的噪聲系數(shù)并非只是各級噪聲系數(shù)的簡單迭加,而是各有一個不同的加權(quán)系數(shù),這從式（2．6．25）很容易看出。未加高放前,原作為第一級的混頻器噪聲系數(shù)較大,額定功率增益小于１；而加入后的第一級高放噪聲系數(shù)小,額定功率增益大。由此可見,第一級采用低噪聲高增益電路是極其重要的。2021/3/7115又所以由例2.7可以看到,加入一級高放后反而

2.6.6等效輸入噪聲溫度除了噪聲系數(shù)之外,等效輸入噪聲溫度Ｔe（以下簡稱噪聲溫度）是衡量線性四端網(wǎng)絡(luò)噪聲性能的另一個參數(shù)。噪聲溫度Ｔe是將實際四端網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部噪聲看成是理想無噪聲四端網(wǎng)絡(luò)輸入端信號源內(nèi)阻Ｒs在溫度Ｔe時所產(chǎn)生的熱噪聲,這樣,Ｒs的溫度則變?yōu)椋?＋Ｔe,這種等效關(guān)系如圖2.6.2所示。由圖2．6．2（ａ）并根據(jù)式(2617)和(2620)可以寫出：PnAo=PnAiGpA+PnAn=k·T0·BW·G.GPA.NF由圖2.6.2（b）可寫出:2021/3/71162.6.6等效輸入噪聲溫度2021/3/71162021/3/71172021/3/7117ＰnAo＝k·(Ｔ0＋Ｔe)·ＢＷ·ＧPA(2.6.28)對比式（2.6.27）和（2.6.28）可得到Ｔe與ＮＦ的關(guān)系式為:NF=1+或Te=(NF-1)T0(2.6.29)可見,Ｔe值越大,表示四端網(wǎng)絡(luò)的噪聲性能越差。理想四端網(wǎng)絡(luò)的Ｔe為零。噪聲溫度Ｔe常用在低噪聲接收系統(tǒng)中,其特點是把噪聲系數(shù)的尺度放大了,便于比較。如某衛(wèi)星電視接收機中高頻（由低噪聲高頻放大器、混頻器、本機振蕩器和中頻放大器組成）有三種型號,其噪聲溫度分別為２５Ｋ、２８Ｋ和３０Ｋ,對應(yīng)的噪聲系數(shù)分別為１０８６２,１０９６６和１１０３４。2021/3/7118ＰnAo＝k·(Ｔ0＋Ｔe)·ＢＷ2.7集成高頻放大電路的選用與實例介