TI杯電子設(shè)計(jì)競賽A題論文

開關(guān)穩(wěn)壓電源具有集成度高、外圍電路簡單、電源效率高等優(yōu)點(diǎn)，在各種電子產(chǎn)品中得到廣泛的應(yīng)用。尤其是基于電池供電的便攜式系統(tǒng)數(shù)量日益增長，開關(guān)穩(wěn)壓電源已經(jīng)取代效率較低的線性穩(wěn)壓器，成為現(xiàn)代超大規(guī)模集成電路系統(tǒng)中不可或缺的部分。本文主要研究降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源。本文首先介紹了降壓型開關(guān)穩(wěn)壓電路的概念，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)幾種方案，通過比較與分析采用了基于同步降壓控制器LM5117PMHE，Mos管CSD18532KCS的Buck電路，并根據(jù)降壓控制器和場效應(yīng)管的特性進(jìn)行了理論分析與計(jì)算。其次，本文利用TI在線仿真軟件對理論計(jì)算進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果與理論計(jì)算一致。最后，本文介紹了測試方案與條件，并對測試結(jié)果進(jìn)行了分析。關(guān)鍵詞： 降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源 LM5117PMHECSD18532KCSAbstractSwitchingpowersupplyhasmanyadvantagessuchashighintegration,simpleexternalcircuitandhighefficiencypowersupply.Ithasbeenwidelyusedinvariouselectronicproducts,especiallywiththegrowingnumberofportablesystems,whichbasedonbattery-powered,switchingpowersupplyhasbeenreplacedbylessefficientlinearregulatorsandbecominganindispensablepartofmodernVLSIsystems.Thispapermainlystudiesastep-downswitchingregulatorDCpowersupply.Thispaperintroducestheconceptofthestepdownswitchingregulatorcircuit,andshowsseveralschemesonthisbasis.Analyzingandcomparingwitheachschemes,weuseabuckcircuitwhichbasedonsynchronousbuckcontrollerLM5117PMHEandMOSFETCSD18532KCS.AccordingtothecharacteristicofbuckcontrollerandMOSFET,wehaveseveralanalysesandcalculations.Secondly,weuseTI-onlinesimulationsoftwareandthesimulationresultsisconsistentwiththetheoreticalcalculation.Finally,thispaperdescribesthetestschemesandconditions,andthetestresultsareanalyzed.Keywords:Switchingpowersupply,LM5117PMHE,CSD18532KCS一、設(shè)計(jì)任務(wù)及說明任務(wù)降壓直流穩(wěn)壓電源以TI公司的降壓控制器LM5117芯片和CSD18532KCSMOS場效應(yīng)管為核心器件，設(shè)計(jì)并制作一個(gè)降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源。額定輸入直流電壓為%=16V時(shí)，額定輸出直流電壓刎/5V，輸出電流最大值為*嵌=3入。測試電路可參考圖1。降壓直流穩(wěn)壓電源負(fù)載識別UR端口.圖1電源測試連接圖(負(fù)載識別端口名稱改為輸出控制端口)2.要求額定輸入電壓下，輸出電壓偏差：|A^OI=|5V-^O|<100mV；額定輸入電壓下，最大輸出電流：IO>3A；輸出噪聲紋波電壓峰峰值:UOPP<50mV(qN=16V,/。=/Omax)；/°從滿載/Omax變到輕載0.2/Omax時(shí)，負(fù)載調(diào)整率：S.=|^載-1|x100%<5%(UIN=16V)；’O滿載UIN變化到V和V，電壓調(diào)整率：S=maX(|%17.6V)-"o(16V)LWo(16V)-"o(13.6V)Dx100%<0.5%"o(16V)(RL="o(16V))^Omax效率n>85%(uin=16V，/O=/Omax)；具有過流保護(hù)功能，動作電流/Oth=3.2±0.1A；增加1個(gè)2端子端口，即輸出控制端口，端口可外接電阻R(1kQ?10kQ)，參考圖1。電源輸出電壓UO由下式確定T(v)；盡量減輕電源重量，使電源不含負(fù)載Rl的重量V0.2kg。設(shè)計(jì)報(bào)告二、方案論證2.1主電路的論證與選擇2.DC-DC主回路拓?fù)潆娐返恼撟C與選擇方案一：采用如圖2-1所示的DC-DC拓?fù)潆娐罚钇涔ぷ髟贐uck電路模式。Buck電路是一種主要的降壓型DC/DC變換拓?fù)洌ㄟ^單片機(jī)或DSP控制開關(guān)器件S的占空比來控制輸出電壓，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，控制方便，但此電路在輸出電流較大時(shí)穩(wěn)定性變差，效率受到較多因素制約，且總重量較重，無法滿足要求。圖2-1DC-DC拓?fù)潆娐贩桨付翰捎没谕浇祲嚎刂破鱈M5117的Buck電路，如圖2-2所示。圖2-2LM5117拓?fù)潆娐稬M5117的控制方法基于采用仿真電流斜坡的電流模式，它適用于各種輸入電源的降壓型穩(wěn)壓器應(yīng)用。使用仿真控制斜坡可降低脈寬調(diào)制電路對噪聲的敏感度，有助于實(shí)現(xiàn)高輸入電壓應(yīng)用所必需的極小占空比的可靠控制。LM5117的工作頻率可以在50kHz至750kHz范圍內(nèi)設(shè)定，可利用自適應(yīng)死區(qū)時(shí)間控制來驅(qū)動外部高邊和低邊NMOS功率開關(guān)管?？蛇x的二極管仿真模式可實(shí)現(xiàn)非連續(xù)模式操作，提高輕負(fù)載條件下的效率。高電壓偏置穩(wěn)壓器可利用外部偏置電源進(jìn)一步提高效率。綜合方案一和二，可以得出結(jié)論，方案一的電路由于需要用額外的驅(qū)動電路來控制MOSFET，必然會帶來重量的增加和效率的下降，另外利用軟件實(shí)現(xiàn)閉環(huán)，可能達(dá)不到賽題要求的電壓精度；方案二則完全采用硬件電路來實(shí)現(xiàn)，難點(diǎn)在于參數(shù)計(jì)算與調(diào)試，但一旦實(shí)現(xiàn)，電路極其可靠，而且重量輕，輸出穩(wěn)定，經(jīng)濟(jì)性價(jià)比高，可以較好的滿足題目的各種指標(biāo)。綜上所述，決定采取方案二。三、理論分析和計(jì)算3.1降低紋波的方法MOSFET的開關(guān)頻率，輸出濾波穩(wěn)壓電容的大小，以及電路反饋端電阻阻值的精度和溫度穩(wěn)定性，都會影響電路輸出電壓的紋波。開關(guān)頻率的大小會影響輸出電壓紋波的大小，但是開關(guān)頻率過大，又會影響電路的功耗。所以我們將開關(guān)頻率設(shè)定為131k，從理論上將電壓紋波的波動減到一個(gè)非常小的數(shù)值；若是電路的輸出反饋電阻隨溫度上升變化得很厲害，也會影響到輸出電壓。所以對于輸出端分壓電阻RFB2和電阻Rfb1，我們選擇溫漂較小的精密電阻，以實(shí)現(xiàn)輸出電壓平均值基本不隨電路持續(xù)工作時(shí)間而改變。輸出電容器可以平滑電感紋波電流引起的輸出電壓紋波，并在瞬態(tài)負(fù)載條件下提供一個(gè)充電電源。針對本賽題，我們選擇最大ESR為20mQ的一個(gè)470UF和一個(gè)220UF的電解電容作為主輸出電容。并在輸出端又并聯(lián)兩個(gè)22uF，兩個(gè)100nF，一個(gè)100pF的低ERS/ESL陶瓷電容器，以進(jìn)一步降低輸出電壓紋波和尖峰。3.2DC-DC變換方法同步降壓控制器LM5117可以實(shí)現(xiàn)DC-DC變換，它集成了高邊和低邊NMOS驅(qū)動器。穩(wěn)壓器控制方法基于仿真電流斜坡的峰值電流控制模式。峰值電流模式控制提供了固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制，同時(shí)簡化了環(huán)路補(bǔ)償。使用仿真控制斜坡可降低PWM電路的噪聲敏感度，有助于可靠處理高輸入電壓應(yīng)用所必需的極小占空比。LM5117采用的獨(dú)特的斜坡發(fā)生器，它實(shí)際上并不測量高邊開關(guān)管電流，而是重建這個(gè)信號。表征或仿真電感器電流為PWM比較器提供了一個(gè)斜坡信號，此信號沒有前沿尖峰，也無需測量或?yàn)V波延遲，同時(shí)保持了傳統(tǒng)峰值電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)。電流重建由兩部分組成：采樣和保持直流電平和仿真的電感電流斜坡，如下圖所示。采樣和保持直流電平是由測量流經(jīng)電流檢測電阻的循環(huán)電流得出的。只有在高邊開關(guān)管的下一個(gè)傳導(dǎo)時(shí)間間隔開始之前，才能對檢測電阻兩端的電壓采樣和保持。電流檢測放大器的增益為10，采樣和保持電路提供了重建電流信號的直流電平。圖3-1電流的重建在LM5117內(nèi)部有一個(gè)高精度電壓給定，RFB1兩端電壓在穩(wěn)定時(shí)一定為，所以設(shè)定RFB2和Rfb1的比例，就可以設(shè)定輸出電壓，實(shí)現(xiàn)DC-DC變換。輸出電壓的表達(dá)式為："fB2=V°UT_13.3穩(wěn)壓控制方法內(nèi)部高增益誤差放大器可以產(chǎn)生一個(gè)與FB引腳電壓和內(nèi)部高精度0.8V基準(zhǔn)之差成正比的誤差信號。當(dāng)電路產(chǎn)生波動時(shí)，瞬間rfb1兩端的電壓不為，

則誤差信號輸入進(jìn)LM5117處理后，改變輸出端兩個(gè)MOSFET的開通關(guān)斷占空比，就可以使輸出電壓穩(wěn)定在一個(gè)固定值。Type2Cuinu?i'ualjt>iiType2Cuinu?i'ualjt>ii圖3-2反饋配置和PWM比較器四、電路與程序設(shè)計(jì)與器件的選擇根據(jù)賽題要求可知，LM5117輸入輸出條件為：-輸出電壓Vo=5V?滿載電流lomax=3A?最小輸入電壓I.（）m（max）?最大輸入電壓V.m（max）由于題目中要求的效率為85%以上，計(jì)算知：當(dāng)額定負(fù)載時(shí)，電路輸出功率為15W，若假設(shè)電路的效率就是85%，則可得輸入端功率為17.647W，這樣，電路總損耗要小于17.647-15=2.647W。一般來說，較高頻率的應(yīng)用體積較小，但損耗也較高。為了滿足題目中85%效率的要求，開關(guān)頻率應(yīng)盡量??；為了滿足題目中總裝置重量小于200g的要求，開關(guān)頻率要盡量大，綜合兩者分析，選定折中的開關(guān)頻率為131kHz。電路參數(shù)計(jì)算過程如下：4.1.1定時(shí)電阻Rt電阻A『計(jì)算公式如下:Rt5.2x109 —948Rt5.2x109 —9485.2x109131k—948=38.8k同時(shí)算得MOSFET的最大占空比Dmax=0.37,最小占空比DM.n=0.28,實(shí)際電路Rt取值為39kQ。4.1.2輸出電感Lo最大電感紋波電流出現(xiàn)在最大輸入電壓時(shí)。通常情況下，20%至40%的滿載電流是在磁芯損耗和電感銅損之間一個(gè)很好的折中方案。較高的紋波電流可以使用較小尺寸的電感器，但為了平滑輸出的紋波電壓，輸出電容要承擔(dān)更大的負(fù)荷。針對此題，選擇紋波電流為3A的40%。已知開關(guān)頻率、最大紋波電流、最大輸入電壓和標(biāo)稱輸出電壓，電感值可以用以下公式計(jì)算：L0= —x(1--^^)[H]PP(MAX)%fsw VIN(MAX)3V 3VL0=340.4x131kHzX(1-1777)田]=22知H實(shí)際電路如取值為22.0uH。4.1.3二極管仿真功能為了滿足題目中要求的效率指標(biāo)，決定使用LM5117的二極管仿真功能，從而減少無負(fù)載或輕負(fù)載條件下的功率損耗，因此DEMB引腳要浮置。4.1.4電流檢測電阻心轉(zhuǎn)換器的性能根據(jù)K值會有所不同。對于本題，選擇7K=1，以控制次諧波振蕩和實(shí)現(xiàn)單周期阻尼?？紤]到誤差和紋波電流，最大輸出電流能力Iumax應(yīng)高于所需輸出電流的20%至50%。本題中，選擇了3A的％。電流檢測電阻值計(jì)算公式如下：KR.= 伊叫^/"=0.0240〃【OUT(MAX)常X島-贊實(shí)際電路Rs取值為0.024Q，用兩個(gè)12mQ的電阻串聯(lián)實(shí)現(xiàn)。在大多數(shù)PWM周期，當(dāng)電流流經(jīng)低邊NMOS時(shí)，該檢測電阻的額定值必須能夠處理最大輸入電壓時(shí)的功耗。&s的最大功耗可以計(jì)算如下：VPRS=(1-F^)XIOUT2XRsW]=0'15^IN(MAX)輸出短路的最糟糕條件下的峰值電感電流計(jì)算如下：/ —匕N(MAX)X*0N(MIN)[a]—rd41LIM_PK= / I1=-4.1.5電流檢測濾波器Res和電LM5117本身不會受到大前沿尖峰的影響，因?yàn)槠涔戎惦娏鞑蓸忧∏∠扔诟哌呴_關(guān)管出現(xiàn)。電流檢測濾波器可用來最大限度地減少從任何外部噪聲源注入的噪聲。在一般情況下，沒有必要使用電流檢測濾波器。在本題參數(shù)設(shè)置中，沒有使用電流檢測濾波器。斜坡電阻rramp和斜坡電容cRAMP電感電流斜坡信號是通過Rramp和Cramp仿真的。針對本賽題，將CRAMp值設(shè)置在820pF的標(biāo)準(zhǔn)電容值。利用電感器可選擇檢測電阻和K系數(shù)，RRAMpK^Mr值可計(jì)算如下：R= ^^― [Q]=111.8kQRAMPKXCrampXR$X%實(shí)際電路中，Rramp取值為82KQ，這是為了滿足題目中要求過流保護(hù)點(diǎn)3.2A而人為調(diào)整的。由于采樣電阻虬電容CRAMP實(shí)體本來就存在一定誤差，所以通過調(diào)節(jié)電路中Rramp的數(shù)值，來改變電流仿真的斜率，從而調(diào)整過流保護(hù)電流設(shè)定值。經(jīng)實(shí)際電路調(diào)試，當(dāng)Rramp為82KQ時(shí)，過流保護(hù)恰巧在3.205A發(fā)生。4.1.7UVLO分壓器Ruv1、Ruv2和CFT所需啟動電壓和遲滯由分壓器由Ruv1和RUV2設(shè)定。電容&t為分壓器提供濾波。對于這樣的設(shè)計(jì)，啟動電壓設(shè)置為，低于vin（min）iv。vHYS設(shè)置為2V。Ruv1、RUV2的值可以用公式計(jì)算如下：R=HYS= =100kQ四2 20^A20^AR=一 [Q]=-2^=11.01kQUV1VIN,stARtuP)-1.25V 20^A實(shí)際電路中，電阻RUV2取值為100kQ；電阻Ruv1取值為11kQ，用10kQ和1kQ電阻串聯(lián)實(shí)現(xiàn)。根據(jù)TI官網(wǎng)提供的計(jì)算器，算出并聯(lián)在Ruv1兩端的電容C〃最大取值為192PF，經(jīng)過權(quán)衡，在實(shí)際電路中采用47PF的電容值。4.1.8Vcc禁用和外部V3電源在本賽題中，設(shè)置vCCDIS為浮置狀態(tài)，使用芯片內(nèi)部的自帶嶺。穩(wěn)壓器。4.1.9電源開關(guān)管Qh和Ql功率NMOS器件的選擇與決定開關(guān)頻率的取舍一樣?？朔哌吅偷瓦匩MOS器件的損耗是比較不同器件相對效率的途徑之一。功率NMOS器件的損耗可以分解為導(dǎo)通損耗、柵極充電損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗F*約為：膈Hgde）=服（曲2X電（gXL3）W]Pdc(le=(1〃)X(曲2X電伽)X1.3)W]式中D為占空比，系數(shù)1.3為由于發(fā)熱增加的NMOS器件導(dǎo)通電阻。另外，利用MOSFET數(shù)據(jù)表中的Rds(°n)與溫度關(guān)系的曲線，可以去掉1.3的系數(shù)，并預(yù)估NMOS器件的高溫導(dǎo)通電阻。柵極充電損耗%)是由驅(qū)動功率NMOS器件柵極電容的電流造成的，近似值為：%『XSX%XQg代表一個(gè)具體NMOS器件的總柵極電荷，“n”是NMOS器件的數(shù)量。柵極電荷損耗不同于導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗，其實(shí)際耗散出現(xiàn)在控制器IC。在短暫的轉(zhuǎn)換期間，當(dāng)高邊NMOS器件開啟和關(guān)閉時(shí)，就會發(fā)生開關(guān)損耗￡)。在轉(zhuǎn)換期間，NMOS器件的通道中都會出現(xiàn)電流和電壓。開關(guān)損耗可近似表示為：PSW=0.5XV1NXlOUTX(tR+tF)Xfsw[W]tr和年是高邊NMOS器件的上升和下降時(shí)間。開關(guān)損耗的計(jì)算只針對高邊NMOS器件。低邊NMOS器件的開關(guān)損耗是微不足道的，因?yàn)樵诘瓦匩MOS器件開關(guān)前后，低邊NMOS器件的體二極管開啟。本題中，施加在NMOS器件的最大漏-源電壓為。選定的NMOS器件必須能夠承受，加上來自漏-源極的所有振鈴，而且必須能夠至少處理vcc電壓以及所有來自柵-源極的振鈴。實(shí)際電路中最后采用TI公司的CDS18532作為開關(guān)MOSFET，可以得到該MOSFET的%=44nC,'=5.3ns，tf=5.6ns。4.1.10VIN濾波器Rvin和&加的選擇在高輸入電壓應(yīng)用中，應(yīng)格外注意確保VIN引腳不超過75V的絕對最大額定電壓。線路瞬態(tài)或負(fù)載瞬態(tài)期間，vIN上的電壓振鈴超過絕對最大額定值就可能損壞IC。在VIN增加一個(gè)RC濾波器（Rm、Cvin），可幫助防止不良的PC板布局和高頻開關(guān)噪聲注入帶來的錯(cuò)誤操作。實(shí)際電路中，針對本題的取值為Rvin=3.9^，命n=0.47必。4.1.11自舉電容匚庭和自舉二極管Dhb在每個(gè)周期的開啟期間，HB和SW引腳之間的自舉電容提供柵極電流，對高邊NMOS器件柵極充電，還為自舉二極管提供恢復(fù)電荷。這些電流峰值可達(dá)幾安培。自舉電容的建議值至少是uFoChb應(yīng)該是一個(gè)質(zhì)量很好的低ESR陶瓷電容器，它應(yīng)位于IC的引腳旁，以盡量減少可能由引線電感引起的破壞性電壓瞬變。此題中自舉電容的最小絕對值計(jì)算公式為：Q%2站同=0.29必hb式中Qg是高邊NMOS柵極電荷，Whb是Chb上的容許電壓降，通常不到VCC的5%或保守值為。對于此題，實(shí)際Chb選擇的值為0.47uFo^CC電容^VCCvcc電容（&仃）的主要用途是為如驅(qū)動器和自舉二極管提供峰值瞬態(tài)電流，并為Vcc穩(wěn)壓器提供穩(wěn)定性。這些峰值電流可達(dá)幾安培。建議的Me值應(yīng)不小于0.47UF，且應(yīng)該是一個(gè)良好品質(zhì)的低ESR陶瓷電容器。Cvcc應(yīng)連在IC引腳上，以盡量減少可能由引線電感引起的破壞性電壓瞬變。對于此題，實(shí)際電路中取值為1UF。4.1.13輸出電容Co輸出電容器可以平滑電感紋波電流引起的輸出電壓紋波，并在瞬態(tài)負(fù)載條件下提供一個(gè)充電電源。我們選擇了一個(gè)最大ESR為20mQ的470nF和220UF的電解電容作為主輸出電容。具有最大ESR的輸出紋波電壓的基本元件近似值為：L，i、…—LV0UT=1PPXR疽+（ ）2[y]=25mVESR ^8xfXC71-JJSW OUT實(shí)際電路又并聯(lián)了兩個(gè)22uF的低ERS/ESL陶瓷電容器和兩個(gè)100nF，1個(gè)100PF電容，以進(jìn)一步降低輸出電壓紋波和尖峰。4.1.14輸入電容CIN在開關(guān)頻率下，穩(wěn)壓器輸入電源電壓通常具有高源阻抗。有必要使用質(zhì)量好的輸入電容來限制vIN引腳的紋波電壓，同時(shí)在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)提供最大的開關(guān)電流。當(dāng)高邊NMOS器件導(dǎo)通時(shí)，電流進(jìn)入器件使電感電流波形達(dá)到谷值，再上升到峰值，然后在關(guān)斷時(shí)下降到零點(diǎn)。應(yīng)根據(jù)RMS電流額定值和最小紋波電壓選擇輸入電容。所需的紋波電流額定值的合適近似值是IRMS>聊針對本賽題，使用了10個(gè)2.2nF陶瓷電容器，形成22uF的輸入電容。使用陶瓷電容器，輸入紋波電壓將為三角波。輸入紋波電壓可近似表示為:△匕n=耳*；。氣^=0.25^^SW*N4.1.15軟啟動電容CSSSSSS引腳的電容（CSS）決定軟啟動時(shí)間（tSS），它是達(dá)到最終穩(wěn)壓值的輸出電壓持續(xù)時(shí)間。一個(gè)給定CSS的qS可由下式求得：_0."X0.沙_'ss= 10^ =8mS此時(shí)軟啟動時(shí)間為8ms，實(shí)際電路CSS的取值為0.1UFO4.1.16重啟電容器CreSRES引腳的電容（Cres）決定tRES，它是LM5117在以斷續(xù)模式電流限制嘗試重新啟動之前處于關(guān)閉狀態(tài)的時(shí)間。從下式可計(jì)算出給定CRES的'res:_0.47必X1.25V_'res= 10^ =59mS實(shí)際電路中，設(shè)定重新啟動時(shí)間為59ms，CRES選擇的值為0.47uFo4.1.17輸出分壓器RFB2和Rfb1rfb1和RFB2設(shè)置輸出電壓電平。這些電阻的比值計(jì)算公式為：RFB2—^OUT_1

— -LRFB1 0.沙RCOMP和RFB2之間的比值決定了中頻增益AFB_MID。較大值的RFB2可能需要相應(yīng)較大值的RCOMP。RFB2應(yīng)足夠大，以使分壓器總功耗很小。實(shí)際電路中：RFB2選擇了2067Q，用2kQ，47Q，20Q電阻串聯(lián)實(shí)現(xiàn)，RFB1選擇為390Q電阻。4-1-18環(huán)路補(bǔ)償元件Ccomp、RCOMP和CHFCCOMP.rcomp和CHF可配置誤差放大器增益和相位特性，以產(chǎn)生一個(gè)穩(wěn)定的電壓環(huán)路。計(jì)算方法可以分為四步：選擇"ROSS通過選擇十分之一的開關(guān)頻率，"ROSS可計(jì)算如下：ff=也=13.1kHzCROSS10確定所需的Rcomp已知fcRoss，Rcomp可計(jì)算如下：Rcomp=2"XR,X氣XCqutXRpB2XfcRQss[^]=20779〃實(shí)際取值為20750Q，用20kQ和750Q電阻串聯(lián)實(shí)現(xiàn)。確定%MP以消除負(fù)載極點(diǎn)已知Rcomp，Ccomp可計(jì)算如下：C=RloadXC°UT[F]=41285PFCOMP RCOMP實(shí)際取值為47nF。確定CHF，以消除ESR零點(diǎn)已知Rcomp和Ccomp，CHF可計(jì)算如下:[F]=251pFLsrX'outX^comp

^COMP