《基于Simulink的載波同步建模與仿真【論文】》

基于Simulink的載波同步建模與仿真目錄TOC\o"1-3"\h\u6538引言 668631.1研究目的 6244511.2國內外的發(fā)展 6177391.3Simulink的代碼生成 740921.4代碼轉化 7135002載波同步系統(tǒng) 833772.1COSTAS環(huán)理論基礎 9287062.2Costas環(huán)關鍵指標分析 102722.2.1相位誤差 10258442.2.2捕捉帶 11269862.2.3同步建立時間 11120502.3Costas環(huán)的實現(xiàn) 12314062.3.1數(shù)字鑒相器 12166572.3.2環(huán)路濾波器 12136822.3.3壓控振蕩器 14307512.4QPSK信號源設計 15116113Simulink軟件介紹 15163373.1Simulink的特點 15133413.2Simulink操作 16198674Simulink仿真分析 16291034.1系統(tǒng)模型 17309094.2DD算法模塊 18314604.3極性判決法模塊 1868924.4載波同步仿真 19169054.5仿真分析 1918004.6載波電路的分析 20228404.7交叉極化干擾抵消器算法實現(xiàn) 20201114.8載波同步算法 21318734.9仿真實驗及分析 2250494.10本章小結 23189675結論 24218536參考文獻 252867致謝 26引言SIMULINK是MATLAB中的一種可視化仿真工具，是一種基于MATLAB的框圖設計環(huán)境，是實現(xiàn)動態(tài)系統(tǒng)建模、仿真和分析的一個軟件包，被廣泛應用于線性系統(tǒng)和非線性系統(tǒng)的動態(tài)建模和仿真中。1.1研究目的在21世紀，通信技術擁有前所未有的發(fā)展，各種新型設備，服務網(wǎng)絡結構的出現(xiàn)，使人們之間的信息鏈接更快，更有效。自20世紀70年代和80年代以來，隨著計算機，微電子，自動控制和數(shù)字信號處理技術的發(fā)展和成熟，傳統(tǒng)的通信設備已經(jīng)被加密，解碼，系統(tǒng)化和硬件技術從模擬向數(shù)字轉變。設備的集成也變得越來越高，并且不同的數(shù)字電路和芯片被廣泛用于通信設備中，并且尺寸，重量和功耗大大降低。也有了很大的改進，因此出現(xiàn)了全數(shù)字通訊的概念。在通信設備中它電路部分由數(shù)字電路代替，模擬信號通過模數(shù)轉換（ADC）數(shù)字化。數(shù)字信號處理技術用于信號處理，完成信息的傳輸和接收。這無疑是數(shù)字傳輸設備的質的飛躍。同步已經(jīng)成為通信系統(tǒng)中極其重要的問題。為了準確地接收另一方發(fā)送的信息，接收器必須從接收器接收信號。完全覆蓋相同頻率和相位的載波信號。如果系統(tǒng)更可靠，并且更有效地運行，它在很大程度上取決于同步系統(tǒng)。如果是同步系統(tǒng)如果主要性能下降，這可能直接影響數(shù)字通信系統(tǒng)的主要性能，并且更有可能直接導致通信系統(tǒng)無法正常運行。1.2國內外的發(fā)展載波同步的恢復，許多人對此進行了大量的研究，并提出了許多算法以及實現(xiàn)方案：在1955年，AJ.vzterbi與A.M.viterbi共同提出了一種典型的數(shù)字載波相位估計的算法，此算法直接從帶有載波相位誤差或者頻差的PKS中頻信號中提取載波的相位。于2001年，彭華等提出了較低復雜度寬估計范圍的非判決輔助前向結構的載波頻偏估計的方法。用于在沒有決策輔助的情況下評估預定義結構的載波頻率補償?shù)姆椒?。提出的同時并連續(xù)完成各種解調算法該產(chǎn)品還促進了數(shù)字接收器技術的發(fā)展，并且實際地理解了未來無線電軟件技術的含義。頂部的數(shù)字接收器提供了豐富的理論基礎。從近30年來數(shù)字接收機的硬件實現(xiàn)來看，具有集成的大規(guī)模電源（VLSI）技術和工藝的進步，集成數(shù)字電路的復雜性和功能已達到前所未有的水平在某種程度上。利用數(shù)字信號處理器（DSP），集成應用電路（ASIC）和可編程現(xiàn)場由門陣列（FPGA）代表的集成電路（IC）用于大規(guī)模工業(yè)生產(chǎn)?；诩夹g進步和技術進步，不再實現(xiàn)數(shù)字通信中的解調算法不尋常的事情可以說是通信系統(tǒng)的固有要求（即算法的復雜性）接收質量）或外部條件（技術和過程）刺激了向全數(shù)字方向的解調顯示因此，對所有數(shù)字接收機算法的研究及其實現(xiàn)具有更加遠大的前景。1.3Simulink的代碼生成Simulink本身是MATLAB軟件中的一個功能模塊，主要用來進行基于模型的開發(fā)，從MATLAB的軟件環(huán)境來看，其隸屬關系如圖1。圖1MATLAB軟件開發(fā)環(huán)境示意圖Simulink內置EmbeddedCoder工具可實現(xiàn)將Simulink模型生成符合嵌入式系統(tǒng)使用的C代碼功能，其內置的命令rtwbuild(model)，可一鍵式將模型轉化為C代碼，參數(shù)model是需要生成C代碼的模型名。在實際中我們常使用的命令是rtwbuild(subsystem，‘Mode’，‘ExportFunctionCalls’)，該命令可針對模型（model）中的某一個子系統(tǒng)（Subsystem）進行C代碼的生成，將模型中的子系統(tǒng)生成一個獨立的函數(shù)（model.c文件）所以我們可通過RTW命令實現(xiàn)模型轉化為C代碼的過程。1.4代碼轉化大型的Simulink模型生成的C文件往往不止一兩個，隨著模型中子系統(tǒng)數(shù)量的增加，生成的C文件常多達幾十個，如何將這些文件準確、可靠的與ECU基礎軟件進行“合并”是我們在進行代碼集成過程中需要考慮的，這里我們通過庫文件的形式來將Simulink生成的C代碼進行封裝所謂的庫文件也就是一系列工程文件的集合，而工程文件也就是原始C文件經(jīng)過編譯后生成的文件。圖2展示的C代碼的典型編譯工程（以hello.c文件為后生成的hello.o文件就是工程文件，該文件已經(jīng)將C語言書寫的高級語言轉化了MCU可理解為壓縮文件）圖2文件典型編譯過程示意圖2載波同步系統(tǒng)由于接收機的本振不夠精確，不能達到和發(fā)射機的本振頻率完全一樣，而且信道快速變化的特性會使得信號偏離中心頻率，這些都會導致下變頻后的基帶信號中心頻率不是零點，從而產(chǎn)生一定的頻偏[26]。同時，信號在傳輸過程中，因為延遲等會引起信號的相位抖動。為了消除因此產(chǎn)生的載波頻偏和相偏，在接收端的解調器中需要通過載波同步環(huán)路來計算出信號的載波頻偏與相偏，并將鎖定的載波頻偏與相偏的值反饋回來以消除這些偏差。從接收信號中產(chǎn)生一個與發(fā)射載波同頻同相的相干載波的過程就稱為載波同步，也稱為載波恢復。同步是一個重要的實際問題,它占有相當重要的地位,通信系統(tǒng)能否有效地、可靠地工作,在很大程度上取決于有無良好的同步系統(tǒng)。通信系統(tǒng)中的同步分為載波同步、位同步、幀同步、網(wǎng)同步幾大類。當采用同步解調或相干檢測時,接收端需要提供一個與發(fā)射端調制載波同頻同相的相干載波。這個相干載波的獲取就稱為載波提取或載波同步。載波同步技術是接收機中最為關鍵的技術之一,如果載波同步性能不好,信號的后續(xù)處理將無法正常進行,因此載波同步性能的好壞直接影響系統(tǒng)的性能。一般要求載波同步系統(tǒng)應有高效率、高精度,即同步建立時間快、保持時間長提取載波的方法一般分為兩類:一類是不專門發(fā)送導頻,而在接收端直接從發(fā)送信號中提取載波,這類方法稱為直接法,也稱為自同步法;另一類是在發(fā)送有用信號的同時,在適當?shù)念l率位置上,插入一個(或多個)稱作導頻的正弦波,接收端就利用導頻提取出載波,這類方法稱為插入導頻法,也稱為外同步法。在工程實踐中通常使用鎖相環(huán)來獲取并跟蹤載波分量,最終達到載波同步,從而解調出接收到的信號。抑制載波信號的最佳裝置是oCstaS環(huán)及平方環(huán),這兩種環(huán)路是等效的,即有相同的隨機微分方程。本次課題研究我們采用的是。Costas環(huán)的載波同步系統(tǒng)。2.1COSTAS環(huán)理論基礎科斯塔斯環(huán)是一種特殊的鎖相環(huán)，具有載波跟蹤、信號解調等特性。Costas環(huán)又稱為同相正交環(huán)法。主要的組成部分有：壓控振蕩器（VCO），乘法器，鑒相器(PD)，環(huán)路濾波器(LP)。其原理如圖3所示:Sd圖3COSTAS環(huán)原理框圖對載波進行同步，常規(guī)的方法是采用以控制理論為基礎的鎖相環(huán)路，此外還有以參數(shù)估計理論為基礎的補償算法等。對于傳統(tǒng)的模擬接收機，DSB信號和PSK信號的載波同步通常是用模擬Costas環(huán)路來實現(xiàn)的，在軟件無線電系統(tǒng)中，用數(shù)字方式來代替模擬電路，可以減少模擬電路帶來的各種非線性干擾，保證I、Q兩路信號的嚴格正交并提高系統(tǒng)的靈活性。2.2Costas環(huán)關鍵指標分析2.2.1相位誤差理想的載波同步是恢復出與原始載波同頻同相的本地振蕩信號，從而通過和輸入信號相乘，得到原始基帶信號。若本地振蕩信號與原始載波之間存在相位差，必然會導致解調出的基帶信號幅度下降，從而降低信噪比。因此，相位誤差的大小是考量一個載波同步系統(tǒng)好壞的最重要指標。相位誤差由穩(wěn)態(tài)相位誤差θe和隨機相位誤差σφ兩部分構成，即Δφ=θe（∞）+σφ，其中穩(wěn)態(tài)相差與環(huán)路結構有關，隨機相差由噪聲引起。為了使Δφ盡可能地小，最好可以選擇在輸入為頻率階躍信號時能夠使θe（∞）=0的鎖相環(huán)類型，因為VCO的自由振蕩頻率必然不可能與輸入的載波頻率完全一致。由拉普拉斯變換的終值定理可以得到θe（∞）的計算公式。幾種常用類型鎖相環(huán)的穩(wěn)態(tài)相位誤差如表1所示：表1：常用鎖相環(huán)類型的穩(wěn)態(tài)相差環(huán)路類型一階環(huán)二階一型環(huán)二階二型環(huán)二階三型環(huán)相位階躍0000頻率階躍Δω/KΔω/K00頻率斜升∞∞T1R/K頻率斜升可見，對于頻率階躍信號可以使穩(wěn)態(tài)相位誤差等于0的最簡單結構就是二階二型環(huán)。在載波同步中，隨機相位誤差主要是由輸入噪聲引起的（忽略VCO的相位噪聲），可以引入環(huán)路噪聲帶寬來描述鎖相環(huán)對噪聲的抑制。噪聲帶寬越窄，隨機相位誤差σφ越小 其中HPK表示傳遞函數(shù)的最大值。對于二階二型環(huán)，可以推導出數(shù)控振蕩器（NCO）的傳遞函數(shù)與模擬鑒相器和壓控振蕩器（VCO）的傳遞函數(shù)是相似的，但對于環(huán)路濾波器的變換是要引起重視的。2.2.2捕捉帶捕捉帶指在環(huán)路還沒鎖定之前，在任意起始條件下，保證環(huán)路必然進入鎖定所允許的最大固有頻差。對于理想二階環(huán)路（二階二型環(huán)）而言，由于當s=0時傳遞函數(shù)處于極點，即存在一個理想積分環(huán)節(jié)，因此只要在起始狀態(tài)存在頻差或者相差，積分器就會輸出一個隨時間不斷增長的控制電壓，從而牽引VCO的頻率朝著鎖定的方向移動，最終進入鎖定，因此二階二型環(huán)的捕捉帶為無窮大。2.2.3同步建立時間指載波同步系統(tǒng)從失步到同步所需的時間，即鎖相環(huán)路的捕捉時間，一般由頻率捕捉時間和相位捕捉時間兩部分組成（某些結構的環(huán)路，如一階環(huán)，只有相位捕捉，沒有頻率捕捉），顯然，這個時間越短越好。對鎖相環(huán)捕捉過程的分析，通常需要求解非線性高階微分方程，但一般的非線性高階微分方程目前還沒有解析解法，因此工程上常用數(shù)值方法來求解。下面給出由準線性法得出的二階二型環(huán)的捕捉時間公式：其中Δω為固有頻差。從公式中可以看出，捕捉時間與無阻尼振蕩頻率的ωn三次方是成反比的，因此如果我們需要很短的捕捉時間，那么就要求ωn的值較大，這與優(yōu)化瞬態(tài)相位誤差指標之間是存在矛盾的，因此，在設計過程中，我們需要對捕捉時間和瞬態(tài)相位誤差這兩個指標的要求進行折衷考慮，以選取最優(yōu)的ωn值。2.3Costas環(huán)的實現(xiàn)2.3.1數(shù)字鑒相器鑒相器的功能,將I、Q路數(shù)據(jù)各16位采用浮點的DSP完成乘法運算,若用FPGA或定點DSP來實現(xiàn),避免應相乘帶來的數(shù)據(jù)溢出問題。然后將提取出的相位誤差信息經(jīng)過環(huán)路濾波后,控制環(huán)路NCO的振蕩頻率和相位,使NCO的輸出信號跟蹤輸入的載波。鑒相器是一種相位比較裝置，它是Costas環(huán)的重要組成部分之一，主要是用來測量反饋信號與輸入信號的差值。它的性能好壞直接影響環(huán)路性能的好壞，所以應該選擇合適的鑒相器。其中傳統(tǒng)的是采用乘法鑒相器，而本文采用反正切鑒相器，因為這種方法中，相位的輸出結果不是一個近似值，這樣可以提高鑒相精度。2.3.2環(huán)路濾波器環(huán)路濾波器用于衰減由于輸入信號噪聲引起的快速變化的相位誤差和平滑相位檢測器泄露的高頻分量即濾波，以便在其輸出端對原始信號進行精確的估計，環(huán)路濾波的階數(shù)和噪聲帶寬決定了環(huán)路濾波器對信號的動態(tài)響應。環(huán)路濾波器就是一個低通濾波器,其主要功能為:濾除誤差信號的高頻分量;為鎖相環(huán)路提供一個短期的記憶,若系統(tǒng)由于瞬時噪聲而失鎖,可確保鎖相環(huán)路迅速重新捕獲信號。由于基帶信號為數(shù)字形式，因此采用數(shù)字環(huán)路濾波器，其由模擬環(huán)路濾波器經(jīng)過雙線性變化并數(shù)字化得到。由于一階數(shù)字環(huán)路濾波器會產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)相差，從而降低系統(tǒng)誤碼性能，三階數(shù)字環(huán)路濾波器實際實現(xiàn)難度較大，二階數(shù)字環(huán)路濾波器在直流增益為無窮大而頻偏為常數(shù)的情況下，仍然能夠實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)，實現(xiàn)難度適宜，本文即采用二階數(shù)字環(huán)路濾波器，其結構如圖4所示。圖4環(huán)路濾波器結構圖低通濾波器的作用是：濾除環(huán)路中同相和正交支路中信號的高頻部分以及可能的噪聲。實際上，不論何種通信系統(tǒng)，信號都始終受到噪聲影響。由此可見低通濾波器在環(huán)路中充當著重要的角色。所以必須設計一個性能較好的低通濾波器。在設計中，低通濾波器選用橢圓濾波器。濾波器階數(shù)order=10，通帶波紋=0.1dB，阻帶衰減系數(shù)為Rs=60dB，低通濾波器的通帶截止頻率為130kHz。此外，環(huán)路濾波器對環(huán)路的捕獲帶寬和時間也有很大的影響。環(huán)路等效噪聲帶寬的不同直接影響Ｃ１和Ｃ２的取值。環(huán)路等效噪聲帶寬越小，環(huán)路抗噪聲性能就越好，但環(huán)路跟蹤時間會越長。同時，增加帶寬可減少捕獲時間，但環(huán)路對噪聲的濾除性能會下降。因此，環(huán)路濾波器在載波同步環(huán)路設計中具有極大的重要性。為了滿足系統(tǒng)的需求，在實際設計中，需要在理論計算的基礎上，對實際取值進行適當?shù)恼{整。和Ｃ２為環(huán)路濾波器系數(shù)，其近似計算公式為：其中是環(huán)路阻尼系數(shù)，wn是環(huán)路自然角頻率，Ｔ指的環(huán)路更新時間，Ｋ是環(huán)路總增益。環(huán)路阻尼系數(shù)＾對系統(tǒng)穩(wěn)定性和速度都有一定影響。從抑制高斯白噪聲的角度，設定＾＝0.5為最佳；然而從環(huán)路穩(wěn)定性的角度，ｆ越大，環(huán)路越穩(wěn)定。經(jīng)權衡，一般選?。＃剑埃罚埃窞樽罴阎?。環(huán)路自然角頻率ｗn可表示為：?其中Δwn是環(huán)路快捕獲帶寬，環(huán)路等效噪聲帶寬的大小很好地反映了環(huán)路對輸入噪聲的濾除能力。越小，對噪聲的濾除能力越強。 快捕帶越大，環(huán)路性能越好。因此，為了兼顧環(huán)路等效噪聲帶寬與快捕帶的技術要求，工程上一般取環(huán)路等效噪聲帶寬小于等于信號速率的十分之一。2.3.3壓控振蕩器NCO的目標就是產(chǎn)生理想的正弦或余弦，更確切地說是產(chǎn)生一個頻率可變地正弦樣本，正弦樣本可以用實時計算的方法產(chǎn)生，但此法只適用于信號采樣頻率很低的情況下，在高速采樣頻率系統(tǒng)中，實時計算是不可實現(xiàn)的。在這種情況下，NCO產(chǎn)生正弦樣本最有效的辦法就是查找表法。即事先根據(jù)NCO正弦相位計算好相位的正弦值，并以相位角度作為地址來存儲對應相位的正弦值數(shù)據(jù)。NCO正弦相位通過固定頻率字（即載波頻率本身）與環(huán)路濾波器輸出累加和相加得到。在MATLAB仿真平臺上體現(xiàn)為：產(chǎn)生一個理想的可控的正弦波，在本設計中產(chǎn)生頻率為240kHz的本地載波信號，來對接收信號的載波進行跟蹤和同步。具體為下式：Χ=sin（2*pi*fc*（0∶num－1）*ts）Χ=cos（2*pi*fc*（0∶num－1）*ts）式中fc=240kHz為本地晶振頻率，num=4500為數(shù)據(jù)長度。ts=1/fs為采樣周期。設計采用基于查找表的NCO,其主要由相位累加器和基于查找表的ROM組成。相位累加器產(chǎn)生的相位作為地址去尋址ROM表的某一單元,查到正弦余弦值,被送至乘法器,與輸入信號的離散幅度值相乘完成混頻。NCO設計中,精度、噪聲和雜散都是要考慮的關鍵參數(shù),精度越高,所需片內的資源越大,則本越高。實際設計中采用IP-core實現(xiàn),通過控制NCO的頻率,來達到控制輸出頻率變化的目的。NCO具體的參數(shù)配置如表2.1所示表2：NCO參數(shù)說明管腳I/O功能說明clkI時鐘sclrI同步復位ceI使能Data—inI相位增量sineO正弦輸出cossineO余弦輸出將上述參數(shù)配置好后,利用仿真工具,觀測其輸出是否正確,在輸出正確的前提下,將其用于FPGA中,通過編譯,生成下載到FPGA中的程序最終完成調試。2.4QPSK信號源設計在QPSK中,我們處理的不再是單一載波,而是接收一個有兩路不同數(shù)據(jù)信號m,(t)和mZ(t)獨立調制的載波疊加的信號。假定m,(t)調制同相載波,而m2(t)調制正交載波,那么發(fā)射機輸出的復合信號Uqpsk可以寫成：其中,ω1和θ1分別是載波的弧度頻率和相位,這里我們?yōu)榉治龊唵?可以令θ1=0,這并不影響該模塊在整個系統(tǒng)中的功能。即：QPSK的相位跳變是瞬時變化的,瞬時變化的相位導致了信號頻潛發(fā)生擴散,需要非常大的信道帶寬才能無失真的傳輸信號陣。為了將信號頻譜限制在一個合理的范圍內,基帶濾波必不可少。由于基帶濾波在時域上擴展符號,如果設計的不好,在接收端將會引起嚴重的碼間干擾。本文使用了成形濾波器,即平方升余弦滾降濾波器,它可以消除理想低通濾波器設計的困難,有一個平滑的過渡帶,通過引入滾降系數(shù),改變傳輸信號的成形波形,可以減小抽樣定時脈沖誤差所帶來的影響。3Simulink軟件介紹3.1Simulink的特點simulink主要就是用來仿真的仿真就是說用程序去模仿真是的事情，比如在初中我們都做過“歐姆表測電阻”，當時是拿著歐米表，電阻，連線。。。。一堆東西按照電路圖連接，然后打開開關測量，歐姆表顯示讀數(shù)。在simulink中，就有虛擬的歐姆表，電阻，連線、、、、你只要新建一個文件，就是建了一個板（這樣說比較形象），然后把你需要的東西復制到你新建的文件中板上，然后simulink就會自動模仿真是的情形開始仿真了！當然simulink不是用來解決這中小問題的，它里面有很多的虛擬元器件，一般一些大型工程，為了省錢就直接用simulink仿真模擬做實驗，其實你就可以把simulink看做是一個虛擬的實驗室，里面有豐富的工具，你只要按照軟件的操作要求去連接工具就能做試驗了。你要想更深刻的體會，你最好自己去摸索下simulink，它真的很強大，據(jù)說美國宇航局很多大型的關鍵項目都是先用simulink仿真的。具體的特點分為以下幾點。1）豐富的可擴充的預定義模塊庫。2）交互式的圖形編輯器來組合和管理直觀的模塊圖。3）以設計功能的層次性來分割模型,實現(xiàn)對復雜設計的管理。4）模型瀏覽器通過導航,創(chuàng)建,配置,搜索模型中的任意信號,參數(shù),屬性,生成模型代碼。5）提供API用于與其他仿真程序的連接或與手寫代碼集成6）使用嵌入式MATLAB?模塊在仿真軟件和嵌入式系統(tǒng)執(zhí)行中調用MATLAB算法。7）使用定步長或變步長運行仿真,根據(jù)仿真模式(正常、加速器、快速加速器)來決定以解釋性的方式運行或以編譯C代碼的形式來運行模型圖形化的調試器和剖析器來檢查仿真結果，診斷設計的性能和異常行為。8）可訪問MATLAB從而對結果進行分析與可視化，定制建模環(huán)境，定義信號參數(shù)和測試數(shù)據(jù)模型分析和診斷工具來保證模型的一致性，確定模型中的錯誤。3.2Simulink操作在MATLAB命令窗口中輸入仿真軟件結果是在桌面上出現(xiàn)一個稱為模型庫瀏覽器的窗口,在這個窗口中列出了按功能分類的各種模塊的名稱。當然用戶也可以通過MATLAB主窗口的快捷按鈕來打開模型庫瀏覽器窗口。用戶在創(chuàng)建模型時必須要知道，Simulink把模塊分為兩種類型：非虛擬模塊和虛擬模塊。非虛擬模塊在仿真中起作用，而虛擬模塊在仿真中是不起作用的它只是負責幫助以圖形方式管理模式，而在其他條件下被稱為非虛擬模塊，這樣的模塊稱為條件虛擬模塊。4Simulink仿真分析4.1系統(tǒng)模型在Simulink搭建的系統(tǒng)模型，該系統(tǒng)包括三個大模塊：發(fā)射模塊、信道模塊和接收模塊。，包含了兩路發(fā)射信號，為V路信號和H路信號，分別表示垂直極化信號和水平極化信號。這是兩路平行的信號，兩路信號的雙極化性是通過發(fā)射天線形成的。信號源是采用Simulink現(xiàn)有的隨機信號發(fā)生器模塊，設置為隨機產(chǎn)生0~15的整數(shù)。信源1和信源2通過設置不同的初始種子數(shù)來產(chǎn)生不同的隨機信號，信源1初始種子設置為34，信源2初始種子設置為21。然后信號進行QAM調制映射，映射后的QAM信號通過升余弦濾波器，目的是為了對發(fā)射信號進行成型濾波，保證信號能夠在一定的帶寬內，盡量減少碼間干擾。升余弦濾波器的滾降因子范圍是0~1，滾降因子越小，波形帶寬越窄，波形時域拖尾狀況越嚴重，對位同步采樣精確度要求越高假設發(fā)射的信號已經(jīng)經(jīng)過極化天線形成了極化的電磁波，根據(jù)3.1節(jié)所提到的CCDP信道建?？驁D，可以在Simulink中搭建信道模型如圖5所示圖5信道模型接收模塊，主要包括三部分：下采樣模塊，XPIC模塊以及QAM解調模塊。其中，下采樣數(shù)和升余弦發(fā)射濾波器的上采樣數(shù)一致。對于XPIC模塊，以V路信號為例，因為V路信號和H路信號經(jīng)過QAM調制后，分別映射為I、Q兩路信號。為了濾除每一個支路的碼間干擾、正交支路干擾以及交叉極化干擾，每一路都會用到四個橫向濾波器，其中主濾波器的中間抽頭系數(shù)初始值為1，其余為0；而其他濾波器抽頭系數(shù)初始值都為0。誤差控制模塊是根據(jù)采用的自適應算法來計算誤差，反饋到濾波器用來調節(jié)濾波器抽頭系數(shù)，以達到自適應抵消干擾的目的。4.2DD算法模塊根據(jù)DD算法的具體數(shù)學實現(xiàn)可知，輸入信號是一個復信號，它與NCO模塊輸出的正余弦波相乘輸出為q（n），表示成數(shù)學表達式為：其中，y(n)=I'(n)+jQ'(n)那么輸出信號表示成I、Q兩路后，可分別表示為：用Simulink進行建模輸出信號經(jīng)過DD算法模塊得到鑒相誤差其鑒相誤差表示為：可以看出，該式中有一個除法器?？紤]到算法在FPGA實現(xiàn)時，除法為非線性算法，較難且占用資源比較多。而除法器都可以用乘法器表示，除以一個數(shù)相當于乘以這個數(shù)的導數(shù)。所以在仿真和實現(xiàn)過程中，都用一個乘法器來代替該除法器調制信號經(jīng)過判決后，用乘法器乘以這些倒數(shù)就完成了除法器的作用，完成該DD算法功能的模塊。在經(jīng)過環(huán)路濾波器濾除高頻噪聲后相位偏差輸入到NCO中相偏信號經(jīng)過積分器（相位累加器）得到頻偏，根據(jù)正弦表和余弦表，得到相應的正余弦波值。4.3極性判決法模塊載波同步環(huán)路采用極性判決算法時，用Simulink搭建環(huán)路模塊。比較Simulink搭建的極性判決法載波同步環(huán)路與DD算法載波同步環(huán)路可知，它們之間只有鑒相模塊不同，極性判決法的鑒相模塊。首先對判決前的信號功率進行判斷，如果大于功率閾值，則對信號進行極性判決，否則，鑒相器輸出為0，看到到選擇模塊switch，選擇鑒相器的輸出。4.4載波同步仿真QPSK信號可以看成是由兩路BPSK信號構成,且兩路信號相互正交,即相位相差90,I通道的可能輸出相位有士陽、聲,Q通道的可能輸出相位有士、in?？?。當兩個正交信號線性相加時,就有四種可能的相位結果。誤碼率檢側的關鍵是精確地估計輸人和輸出的延時,只有將輸人和輸出對齊之后才能得到正確的誤碼率結果!,信號經(jīng)過濾波器以及調制解調模塊時都會產(chǎn)生延時。誤碼率測量的基本原理是:在接收端,誤碼統(tǒng)計模塊將接收碼元與發(fā)送碼元逐個比較,并對錯誤碼元個數(shù)進行累加統(tǒng)計。若在統(tǒng)計時間內,接收的總碼元數(shù)為N,其中誤碼個數(shù)累計為n,則誤碼統(tǒng)計模塊測量結果為P=。=貴,誤碼率的理論計算公式：出理論誤碼率一信噪比曲線,并仿真整個環(huán)路,當最大多普勒頻移在快捕帶之內時,環(huán)路可以在信噪比低至風/N0=4dB的惡劣條件下跟蹤輸人載波頻率。當最大多普勒頻移在快捕帶之外時,因此,環(huán)路實現(xiàn)了對抑制載波頻率信號即QPSK信號的載波頻率跟蹤與解調功能。4.5仿真分析本文采用Simulink對上述載波同步提取方法進行了仿真實驗,,其中matlab模型中,Frequencydetector模塊是用S函數(shù)所寫,部分代碼如下：functionfrequencydetector(block)setup(block);functionsetup(block)%Registernumberofportsblock.NumInputPorts=1;block.NumOutputPorts=1;%Setupportpropertiestobeinheritedordynamicblock.SetPreCompInpPortInfoToDynamic;block.SetPreCompOutPortInfoToDynamic;%Overrideinputportpropertiesblock.InputPort(1).DatatypeID=0;%doubleblock.InputPort(1).Complexity=Complex;%Overrideoutputportpropertiesblock.OutputPort(1).DatatypeID=0;%doubleblock.OutputPort(1).Complexity=Real;%Registerparametersblock.NumDialogPrms=2;block.DialogPrmsTunable={Nontunable,Nontunable};MATLAB模型建立完成后,進行了對應的FPGA編程,然后在ModelsimSE下進行了結果仿真。4.6載波電路的分析本通信系統(tǒng)的下行信道采用的調制方式,終端采用相干解調。為此必須準確提取到相干載波,為接收端提供一個與接收信號中的調制載波同頻同相的載波信號。載波恢復是信號相干解調中非常關鍵也是比較復雜的技術環(huán)節(jié),在電路設計時必須得到足夠的重視本文采用COSTAS環(huán)載波提取技術,從接收信號中提取載波同步原理如圖5所示圖5COSTAS環(huán)提取載波同步原理圖4.7交叉極化干擾抵消器算法實現(xiàn)用Simulink對算法進行建模仿真時，都是采用的浮點運算，數(shù)據(jù)有效位數(shù)保存的多，這種仿真精確度高。但是在Verilog設計中，由于硬件資源問題等，不能做浮點運算，所以需要確定運算中每個數(shù)據(jù)的位數(shù)，做定點運算。確定數(shù)據(jù)位寬，可以通過觀察Simulink仿真中數(shù)據(jù)的大小，以此來確定數(shù)據(jù)的位數(shù)。其次，Simulink中運算是無延時的，所以整個算法環(huán)路是無延時環(huán)路，這是實現(xiàn)交叉極化干擾抵消器和載波同步環(huán)路都需要考慮的。但是用FPGA實現(xiàn)時，運算是需要一定時間的，這個算法環(huán)路就是有延時環(huán)路。為了保證環(huán)路運算能夠在一個時鐘內完成，數(shù)據(jù)時鐘和運算時鐘不是采用同一個時鐘，運算時鐘和數(shù)據(jù)時鐘大小關系需要根據(jù)整個環(huán)路的延時來決定。FPGA實現(xiàn)算法時，乘法器都是采用IP核。這些在實現(xiàn)載波同步算法模塊時也是需要考慮的通過計算交叉極化干擾抵消器環(huán)路的延時可知，運算時鐘速率是數(shù)據(jù)時鐘速率的20倍即可在一個數(shù)據(jù)時鐘內完成整個環(huán)路運算本文分別仿真了DD-LMS算法、CMA算法和兩者的切換算法。系統(tǒng)首先采用16QAM調制，DD-LMS算法能夠抵消的干擾已經(jīng)足夠大，并且考慮到V5資源問題，本文選擇在FPGA上實現(xiàn)DD-LMS算法。測試XPIC性能的輸入數(shù)據(jù)由Simulink產(chǎn)生。板級驗證所需的數(shù)據(jù)存儲在ROM中。為了保證在測試一定的交叉干擾時，數(shù)據(jù)足夠多，能滿足抵消所需數(shù)據(jù)，每個ROM存了56001個數(shù)據(jù)。在對交叉極化干擾抵消器算法進行驗證時，分為兩步：一是功能仿真，二是板級驗證。4.8載波同步算法在FPGA上做載波同步環(huán)路時，考慮到切換算法的優(yōu)越性，實現(xiàn)的是DD算法和極性判決法兩者的切換算法的載波同步。為了驗證代碼的正確性，我們分兩步進行測試：一是單獨測試載波同步模塊；二是系統(tǒng)聯(lián)調測試，包括位同步模塊、均衡模塊及載波同步模塊。對載波同步環(huán)路進行功能仿真，是載波同步環(huán)路的RTL圖。是載波同步環(huán)路的內部具體的RTL圖，環(huán)路主要包括6個模塊，包括：new_phase_detect、new_DD2、new_PD2、switch_top、new_filter2和NCO2?？梢酝ㄟ^連接線看出各個模塊的連接關系new_phase_detect模塊中的作用是將輸入信號與NCO輸出相乘，以糾正頻偏；new_DD2模塊是通過DD算法得到相位誤差；new_PD2是極性判決法計算鑒相誤差模塊；switch_top模塊式用于控制DD算法和極性判決法切換的模塊；new_filter2模塊完成環(huán)路濾波器功能；NCO2模塊是根據(jù)環(huán)路濾波器輸出的相偏累加得到相應的頻率，以產(chǎn)生該頻率下的正余弦波形。其中，NCO是通過查找表實現(xiàn)，在ROM中存儲一個周期的正弦值和余弦值，正弦值和余弦值是由Simulink產(chǎn)生，分別存儲2048個，通過查找地址來獲取相應的正余弦值。4.9仿真實驗及分析本文采用Simulink對上述載波同步提取方法進行了仿真實驗,其中matlab模型中,Frequencydetector模塊是用S函數(shù)所寫,部分代碼如下:functionfrequencydetector(block)setup(block);functionsetup(block)%Registernumberofportsblock.NumInputPorts=1;block.NumOutputPorts=1;%Setupportpropertiestobeinheritedordynamicblock.SetPreCompInpPortInfoToDynamic;block.SetPreCompOutPortInfoToDynamic;%Overrideinputportpropertiesblock.InputPort(1).DatatypeID=0;%doubleblock.InputPort(1).Complexity=Complex;%Overrideoutputportpropertiesblock.OutputPort(1).DatatypeID=0;%doubleblock.OutputPort(1).Complexity=Real;%Registerparametersblock.NumDialogPrms=2;block.DialogPrmsTunable={Nontunable,Nontunable};…………運行后的仿真結果如圖6所示。由圖6可以看到,載波同步的建立比較快,同步保持時間較長,說明建立的仿真模型是可以滿足設計要求的,這為下一步向FPGA進行RTL映射有著實際的參考意義。圖6載波同步的仿真結果4.10本章小結首先介紹載波同步技術的原理；其次重點介紹了DD算法、極性判決法和兩者的切換算法；然后用Simulink對DD算法和極性判決法進行建模，并對建模后算法的內部結構進行了分析說明；最后仿真了這三種算法并分析比較了它們的性能。

5結論本文針對COSTAS環(huán)模型分析了其實現(xiàn)載波同步的數(shù)學過程,并在Simulink下進行了同步電路的仿真建模,經(jīng)過系統(tǒng)的參數(shù)設計和調試,得出了與實際分析相一致的仿真結果,獲得了穩(wěn)定的載波。MAT