




下載本文檔
版權說明:本文檔由用戶提供并上傳,收益歸屬內容提供方,若內容存在侵權,請進行舉報或認領
文檔簡介
第4章擴頻信號的相關接收4.1相關接收的最佳接收機4.2擴頻相關接收機的結構4.3相關接收的相關器4.4直擴系統(tǒng)的相關接收4.5直擴系統(tǒng)的性能4.6跳頻系統(tǒng)的相關接收4.7跳頻器4.8擴頻信號的信號解調思考與練習題4.1相關接收的最佳接收機4.1.1相關接收機設發(fā)送端發(fā)送的信號為s1(t)和s2(t),持續(xù)時間為(0,T),且具有相等的能量,即(4-1)
接收機輸入端的噪聲n(t)為高斯白噪聲,單邊功率譜為n0。我們的目的是要設計一個接收機,能在噪聲干擾下以最小錯誤概率檢測信號。接收機接收到的信號為(4-2)
(4-3)和(4-4)式中F為一常數(shù),如圖4-1所示。圖4-1
和
示意圖
判決法則為
r>r0
判為s2(t)r<r0
判為s1(t)
由此可見,當發(fā)射s1(t)而判為s2(t)的錯誤概率Q1和發(fā)射s2(t)而判為s1(t)的錯誤概率Q2分別為(4-5)(4-6)(4-7)總的判錯概率為Pe=P(s1)Q1+P(s2)Q2(4-8)
式中P(s1)和P(s2)分別為發(fā)送s1(t)和s2(t)的先驗概率。由上式可知,Pe是判決門限值r0的函數(shù),求其極限(4-9)故最佳門限值應滿足(4-10)最佳判決為判為s1(t)判為s2(t)(4-11)
如果P(s1)=P(s2)=1/2,則式(4-11)可化為
判為s1(t)判為s2(t)(4-12)
式(4-12)稱為最大似然判決準則,
和
稱為似然概率密度函數(shù)。由式(4-11)可得(4-13)
判為s1(t);若不等式符號相反,則判為s2(t)。對式子兩邊取對數(shù),有(4-14)
判為s1(t);若不等式符號相反,則判為s2(t)。對上式進一步簡化,并考慮可得(4-15)判為s1(t);若不等式符號相反,則判為s2(t)。式中(4-16)若P(s1)=P(s2)=1/2,則U1=U2,式(4-16)可變?yōu)?4-17)圖4-2最佳接收機結構4.1.2匹配濾波器實現(xiàn)上述最佳接收機的判決準則是最小差錯概率,但最終歸結為兩個檢測統(tǒng)計量(4-20)(4-21)和
設線性濾波器的時域沖擊響應為h(t),頻域的傳輸函數(shù)為H(ω),則h(t)與H(ω)為一傅氏變換對。根據(jù)線性疊加原理,線性濾波器的輸出可分為兩部分,即信號部分和噪聲部分,用公式表示為
g(t)=s0(t)+n0(t)(4-22)
式中(4-23)n0(t)的平均功率N0為(4-24)
令t0為某一指定時刻,則濾波器輸出的瞬時信號功率與噪聲平均功率之比為(4-25)如果(4-26)則有(4-27)
由此可知,在白噪聲情況下,按式(4-27)設計的線性濾波器將能在給定時刻t0上獲得最大輸出信噪比2E/n0。由于其傳輸特性與信號的復共軛一致,故稱之為匹配濾波器。對式(4-27)進行傅氏變換,可得匹配濾波器的沖擊響應為
h(t)=ksi(t0-t)(4-28)
即h(t)為信號si(t)的鏡像信號si(-t)在時間上平移t0。圖4-3匹配濾波器接收機4.2擴頻相關接收機的結構4.2.1超外差接收機與數(shù)字中頻接收機傳統(tǒng)的接收機結構一般都用超外差(SuperHeterodyne)式。所謂超外差接收機,就是通過變頻(一次或多次)將射頻已調信號變頻到易處理的中頻上,最終對中頻已調信號進行處理——放大、濾波與解調。
數(shù)字中頻接收機又稱數(shù)字變換接收機,其典型的接收機結構仍是超外差型,只不過是由模擬頻率變換把RF頻譜變到較低的中頻上,然后在此低IF上進行數(shù)字化,用DSP技術來實現(xiàn)信號提取和解調,如圖4-4所示。用于數(shù)字中頻接收機的DSP技術主要有直接數(shù)字式合成器(DDS)、數(shù)字下變換(DDC)、高速數(shù)字濾波(DF)以及多速率(MultiRate)技術等。圖4-4數(shù)字中頻接收機原理圖
數(shù)字中頻接收機是基于采樣的固有混疊特性來實現(xiàn)的。采樣定理告訴我們,當采樣速率不小于信號最高頻率的兩倍時,采樣后可真實地保留原模擬信號的信息。數(shù)字中頻接收是利用這樣一個事實:低通同相和正交部分可以表示為帶通信號的采樣(樣本),接收機對帶通信號進行采樣,只要采樣速率滿足下面條件(4-29)4.2.2直接變換接收機所謂直接變換接收機,就是外差接收的本振(正交注入混頻器)頻率fL與變頻前信號載頻fc相同,從而使變頻后的中頻頻率為零,如圖4-5所示。其中,D表示所需信號,Ii表示干擾。接收RF信號經雙工器送入低噪聲放大器,再經低通濾波后由功分器分別饋向正交混頻器。圖4-5直接變換接收機原理圖4.2.3零中頻接收機零中頻接收機與直接變換接收機的結構非常相似,主要差別在于前者的接收本振不需鎖定,是一個固定的自由振蕩器,而解調則在接收機主增益后完成。零中頻接收是由數(shù)字無線電向軟件無線電轉變的過渡方案。零中頻接收檢測原理如圖4-6所示,正交混頻器提供兩路具有同樣帶寬的正交信號,它們包含輸入RF信號的所有信息,但并不表示已解調的信號。圖4-6零中頻接收檢測原理4.2.4軟件無線電接收機軟件無線電是指由軟件來確定和完成無線電臺的功能,電臺的工作參數(shù)(如工作頻段、工作模式等)具有完全的可編程特性。軟件無線電系統(tǒng)的結構由信道處理模塊、環(huán)境管理模塊和軟件工具三大模塊組成,其中的信道處理模塊實際上就是一個無線收發(fā)信機,包括RF、IF、基帶處理和信源編碼以及A/D和D/A變換器幾部分。需要說明的是,在擴頻接收機中要注意以下一些問題:(1)射頻系統(tǒng)阻抗匹配。(2)接收機的線性度問題。4.3相關接收的相關器4.3.1相關與相關器
1.相關原理與相關器模型所謂相關器或相關檢測,就是用本地產生的相同的信號與接收到的信號進行相關運算,其中相關函數(shù)最大的就最可能是所要的有用信號。用一個簡單的比喻就是“用像片找人”。如果想在一群人中去尋找某個不相識的人,最簡單有效的方法就是手里有一張某人的照片,然后用照片一個一個的對比,這樣下去自然能夠找到此人。
從數(shù)學關系上講,相關就是一個信號
f(t)與其自身(自相關)或另一個信號g(t)(互相關)延時(或位移)相乘后積分,即(4-30)(4-31)
由以上式可知,相關的基本原理就是相乘加積分,如圖4-7所示。我們把實現(xiàn)相關處理的部件稱為相關器,因此,圖4-7就是相關器的模型。圖4-7相關器模型圖
2.相關器的分類與技術要求相關器通常可以分為兩大類,即模擬相關器和數(shù)字相關器。對于模擬相關器,根據(jù)采用器件的不同可以分為以下幾種:(1)聲表面波(SAW)相關器:SAW相關器、SAW(抽頭)延遲線、SAW卷積器;
(2)電荷耦合器件(CCD)延遲線;
(3)模擬乘法器和環(huán)形混頻器。
對于數(shù)字相關器或數(shù)字匹配濾波器,根據(jù)工作原理的不同可以分為以下幾種:(1)全并行數(shù)字相關器;
(2)滑動數(shù)字相關器;
(3)混合數(shù)字相關器;
(4)基于DSP算法的數(shù)字相關器。
對相關器的技術要求一般有:(1)無偽碼泄漏;(2)無載波泄漏或弱載波泄漏;(3)對無源相關器,要求插入損耗要小;對于有源相關器,要求有一定的增益(非處理增益)。4.3.2相關方式根據(jù)在擴頻接收機中的位置來分,相關器有下述三種相關方式。
1.直接式相關直接式相關又稱高頻相關,它是指接收到的擴頻信號在接收機的高頻電路里直接與本地參考信號進行相關處理的相關器,其相關原理如圖4-8所示,這里的本地參考信號指的是與發(fā)端同步的偽碼。
圖4-8直接式相關器原理框圖
(a)擴頻調制器;(b)相關解擴器圖4-9直接相關解擴波形圖
應當指出,這里的相關器與圖4-1的相關器模型不完全相同。由于這里的相關器的本地參考信號是與發(fā)送端相同且同步的偽隨機序列,因此這個相關器只能實現(xiàn)擴頻信號的相關解擴,而沒有用相干載波對原始調制信號進行相干解調。2.外差式相關外差式相關器中的外差的概念與外差式接收機中的外差的概念相同,即都需要有混頻器來對輸入信號變頻,只不過外差式相關器中還要有相關器。由于有混頻器的變頻作用,使得載有信息的信號被變換到中頻上,輸出與輸入的中心頻率不同,這就避免了直接饋通的可能性。
一般外差相關方式的原理如圖4-10所示。圖(a)為DS用一般外差相關器,圖(b)為FH用一般外差相關器。在圖(a)中,本地參考信號是用與發(fā)送端發(fā)射信號完全相同的方法產生的,它與所接收的信號相差一個中頻
fIF,與發(fā)射信號的區(qū)別在于本地參考信號沒有被信息碼調制。圖4-10一般外差相關方式原理圖
也就不會發(fā)生強干擾信號直接繞過去的泄漏了。并且后面還有一個中頻帶通濾波器,可以起到濾除干擾的作用。在圖(b)中,本地參考信號為與接收信號差一個中頻
fIF的跳頻本振信號。在實際電路中,如果發(fā)射機與接收機不是同時工作時,產生本地參考信號的電路還可用作發(fā)射機的調制器。所謂中頻相關方式,就是把載有信息的高頻擴頻信號,首先經過混頻變成中頻的擴頻信號,相關處理在中頻上完成,如圖4-11所示。圖4-11中頻相關方式框圖
一個典型的外差式相關器的輸出波形如圖4-12所示。其中,(a)圖為無調制信號的解擴載波信號,(b)圖為受一方波調制的PSK信號相關器輸出信號,方波頻率為1200Hz,類似于一個2400b/s的0-1序列,上面兩種情況均無干擾存在。(b)圖中已調信號的邊帶對稱地分布在被抑制的載波的兩邊,只有奇次諧波存在。由圖可見,兩個主邊帶信號振幅不等,理想情況應是相等的,這是由于接收機的非線性引起的,但并不會導致檢測性能明顯下降從而引起系統(tǒng)性能的降低。
圖4-12典型相關器波形
(a)無調制,無干擾;(b)PSK調制,無干擾
3.基帶相關基帶相關器是一種在基帶完成相關運算的部件。與中頻相關類似,基帶相關器可以利用混頻器,采用零中頻技術,把輸入的擴頻信號的中心頻率搬移到零中頻上,得到基帶的擴頻信號,然后再進行相關處理。圖4-13TMC2023功能框圖
無源的數(shù)字匹配濾波器,實際上是由抽頭延遲線和加法累加器構成,有時也稱為橫向濾波器,其結構如圖4-14所示。數(shù)字匹配濾波器要預置好擴頻接收的整數(shù)據(jù)周期的編碼數(shù)據(jù),與輸入信號作逐位匹配相關處理,比較適合給定通信擴頻碼的情況。一個數(shù)字匹配濾波器的實例是Zilog公司的Z3340芯片,如圖4-15所示,它是一個雙64位的11Mc/s的數(shù)字匹配濾波器。圖4-14橫向濾波器結構圖4-15Z3340芯片功能框圖
圖4-16為一個256級的二進制數(shù)字相關器的框圖,它由配置寄存器、8個32級的相關器陣列、加權與求和單元、可編程延遲單元及輸入/輸出寄存器等組成,其核心是相關器陣列。通過內部設置,它可以實現(xiàn)32級、64級、128級和256級的數(shù)字相關,通過外部級聯(lián)還可以實現(xiàn)更長級數(shù)的數(shù)字相關。圖4-16某256級的二進制數(shù)字相關器框圖
在相關器陣列中,第一級的相關器陣列直接從輸入端DIN7接收數(shù)據(jù),其它七級的相關器陣列可通過配置寄存器的設置分別從外部輸入端DIN0~6接收數(shù)據(jù),或者從前一級的移位寄存器輸出接收數(shù)據(jù)。如果把此相關器用作單相關器,其相關輸出的總和由CASOUT0~12輸出,輸入數(shù)據(jù)和參考數(shù)據(jù)經一定的延遲分別從DOUT0~7和AUXOUT0~7輸出,如圖4-17所示。相關的數(shù)據(jù)長度(稱為相關窗)是可以通過寄存器設置的。也可以將此相關器用作雙相關器或二維相關器,其頂層配置框圖如圖4-18所示。圖4-17單相關器配置框圖圖4-18雙相關器配置框圖
圖4-19相關單元的框圖和時序圖
(a)相關單元的框圖;(b)相關單元的時序圖
圖4-19相關單元的框圖和時序圖
(a)相關單元的框圖;(b)相關單元的時序圖4.3.3相關器的性能
1.碼定時偏移對相關處理的影響相關器的主要任務是使本地參考信號與輸入信號匹配,使隱藏的載有信息的信號再現(xiàn),得到最大的輸出。然而,在實際系統(tǒng)中,本地參考信號的碼序列和接收機收到的信號的碼序列在碼圖案和時間上都很難完全匹配。在第3章中我們講過,最長線性序列的自相關函數(shù)為圖4-20中的三角形。圖4-20二進制序列在同步區(qū)域的自相關波形由此可見,從相關器的輸出端看,噪聲有如下幾個方面:(1)大氣和電路系統(tǒng)內部噪聲×本地碼調制;(2)不需要的信號×本地碼調制;(3)所需信號×本地碼調制。
圖4-21給出了一對相同碼沒有完全同步時對相關器輸出的影響,由碼調制(FSK)所產生的許多相應的頻率,對于被同步的信號它們是重疊的,并且被變換成中頻,然而在比特時間內不重疊的部分,輸入信號與本地參考信號的乘積位于這兩個信號的協(xié)方差所限制的區(qū)域內的某處,這部分輸出就是噪聲。這些噪聲一部分將落入中頻頻帶之內,從而降低了系統(tǒng)的輸出信噪比。因此,擴頻系統(tǒng)的相關處理過程,對于位同步提出了十分嚴格的要求。圖4-21碼定時偏移對相關器輸出的影響
觀察圖4-21可知,當兩個碼相對于精確同步有滑動時,相關器輸出碼噪聲相應地增加。碼定時偏移每增加τ,就使噪聲有
2τ的增加,結果信號比噪聲的函數(shù)為(4-32)圖4-22碼定時偏移時相關器輸出的信噪比2.載波抑制度不足和碼不平衡對相關器輸出的影響如果發(fā)射端的雙平衡調制器的載波抑制度不足或直擴信號的碼不平衡(偽碼一周期內的“1”和“-1”的碼元數(shù)不一致),都會使載波產生泄漏,在載波頻率點上有明顯的譜尖峰,形成窄帶干擾。對發(fā)射機來講,浪費了發(fā)射功率;對接收機來講,對相關器的輸出有影響;對整個系統(tǒng)來講,失去了擴頻信號的隱蔽性。另外,擴頻序列編碼時鐘的泄漏,會使擴頻信號在頻譜上產生寄生調制,同樣會產生窄帶干擾,從而對發(fā)射機和接收機以及整個系統(tǒng)產生危害。
3.前置濾波器特性對相關器性能的影響相關器之前的射頻或中頻帶通濾波器(稱之前置濾波器)對相關器的相關輸出也有一定的影響。設前置濾波器的傳輸特性
HB(ω)=HBB(ω-ωc),
HBB(ω)具有以下低通特性:其它圖4-23帶前置濾波器的相關器的等效電路假設接收信號為(4-34)則前置濾波器輸出為(4-35)那么,相關處理的結果為(4-36)(4-37)
式中,Sc(ω)是擴頻序列c(t)的功率譜密度函數(shù)。在偽碼與載波均同步情況下,相關器輸出為(4-38)
圖4-24、4-25分別給出了帶限和相位非線性畸變前置濾波器對相關輸出的影響曲線。應當指出,前置濾波器的傳輸特性若不是理想帶通特性,則相關輸出也不會是如圖4-26所示的形式。圖4-24不同前置濾波器帶寬的相關峰輸出圖4-25具有非線性畸變的相位特性前置濾波器對應的相關峰輸出圖4-26BTc=2時相關峰輸出4.中頻頻偏對相關處理的影響偽碼定時的偏移會對相關處理產生影響,而中頻頻率的偏移同樣會對相關器產生影響。中頻頻偏越大,相關器輸出的相關峰的主峰下降得越多,主旁峰的比值也下降得越多,從而使相關器的相關處理增益降低,有關這方面的詳細討論可參見第6章。4.4直擴系統(tǒng)的相關接收4.4.1直擴系統(tǒng)接收機組成及解擴方式直擴系統(tǒng)的相關接收,首先需要相關解擴,直擴系統(tǒng)的相關解擴主要由相關器或匹配濾波器完成。直擴系統(tǒng)的解擴方式通常采用外差式相關或基帶相關方式。隨著專用器件和專用集成電路的發(fā)展,相關處理的方式有向中頻相關和基帶相關方向發(fā)展的趨勢。直擴系統(tǒng)的接收機的組成如圖4-27所示。圖4-27直擴系統(tǒng)接收機組成
圖4-27中,接收到的信號中有需要的直擴信號,也有各種干擾(如單頻或窄帶連續(xù)載波、寬帶干擾等),還有接收機內部的噪聲。解擴的過程相當于一次擴頻過程,但解擴器對不同的輸入信號所起的作用是不同的。4.4.2直擴信號的相關處理直擴信號的相關處理,是用與發(fā)端偽隨機序列同步的本地參考信號對接收到的信號進行相關處理。使有用信號由寬帶信號恢復為窄帶信號,而將干擾信號擴展,降低干擾信號的譜密度,使之進入到信號頻帶內的功率下降。從而使系統(tǒng)獲得處理增益,提高系統(tǒng)的抗干擾能力。根據(jù)圖4-27,設接收機經混頻后的中頻信號為
rI(t)=sI(t)+nI(t)+JI(t)(4-39)
其中(4-40)圖4-28nI(t)譜密度
本地產生的偽隨機序列為c′(t),經相關器的相乘(后接中頻窄帶濾波器)后可得信息分量為(4-41)
若擴頻碼已完成同步,有c(t)·c′(t)=1,這樣(4-42)經解調可以恢復出傳輸?shù)男盘朼(t)。經相關后的噪聲分量和干擾分量分別為和(4-43)(4-44)圖4-29各分量頻譜密度4.5直擴系統(tǒng)的性能4.5.1直擴系統(tǒng)的抗干擾性能直擴系統(tǒng)最重要的應用就是在軍事通信中作為一種具有很強抗干擾性的通信手段。在實際中我們遇到的干擾主要有下面幾種:白噪聲干擾或寬帶噪聲干擾、部分頻帶噪聲干擾、單頻及窄帶干擾、脈沖干擾以及多徑干擾等。在實際應用中,應根據(jù)干擾情況,確定直擴系統(tǒng)的處理增益和其它參數(shù),使之達到可靠通信的目的。
1.加性白噪聲干擾擴頻信號在傳輸過程中,必然會受到噪聲干擾,這種干擾一般為加性高斯白噪聲(AWGN)或帶限白噪聲。設噪聲的單邊功率譜密度為
n0,經混頻后為一帶限白噪聲,帶寬為擴頻信號帶寬Bc,譜密度仍為n0,故相關器輸入噪聲功率為(4-67)由上面分析可知,相關器輸出噪聲功率為(4-68)
式中,Wa為信息帶寬(Wa=2πBa)。考慮到Ba<<Bc,只考慮fI附近的噪聲功率,則
近似為Kn0,其中K為一與調制方式有關的常數(shù)。對PSK調制,K=0.903;對MSK調制,K=0.995。所以(4-69)由于解擴前后信息能量不變,因此處理增益為(4-70)圖4-30直擴系統(tǒng)對窄帶干擾的處理過程
2.窄帶干擾與單頻干擾設窄帶干擾信號中心頻率為
fJ,帶寬為BJ,且fJ=fI,BJ=Ba。輸入相關器的干擾功率為NJ,功率譜密度為GJ(ω),那么,解擴后干擾信號的輸出功率為(4-71)
3.正弦脈沖干擾中心頻率為
fJ的正弦脈沖調制波對直擴系統(tǒng)的干擾效應與上述分析方法類似,當這種干擾脈沖出現(xiàn)時,接收機相關器的輸出信干比為(4-74)(4-75)4.多徑干擾多徑干擾是一種在通信中,特別是移動通信中常見的且影響很嚴重的干擾,它屬于乘性干擾??苟鄰礁蓴_的方法很多,擴頻技術就是其中的一種。下面我們先分析多徑干擾形成的原因,然后再看直擴系統(tǒng)如何抗多徑干擾。1)多徑干擾多徑干擾是由于電波在傳播過程中遇到各種反射體(如電離層、對流層、高山和建筑物等)引起的反射或散射,在接收端收到的直接路徑信號與反射路徑信號產生的群反射信號之間的隨機干涉形成的,如圖4-31所示。圖4-32為多徑傳輸基帶合成波形。
圖4-31多徑傳輸示意圖圖4-32多徑傳輸基帶合成波形
由式(4-77)可知:第一,從波形看,多徑傳播的結果使單一頻率的確知信號變成了包絡和相位受到調制的信號,如圖4-33(a)所示,這樣的信號稱為衰落信號;第二,從頻譜上看,多徑引起了頻率彌散,即由單個頻率變成了一個窄帶頻譜,如圖4-33(b)所示。圖4-33多徑信號波形與頻譜示意圖
一般說來,數(shù)字信號傳輸時希望有較高的傳輸速率,而較高的傳輸速率對應有較寬的信號頻帶。因此,數(shù)字信號在多徑媒質中傳輸時容易因存在選擇性衰落而引起嚴重的碼間干擾。為了減小碼間干擾的影響,通常要限制數(shù)字信號的傳輸速率。表4-1給出了在移動通信中多徑傳播的典型數(shù)據(jù),表4-2為某些信道的典型多徑時延值。表4-1移動通信中多徑傳播典型數(shù)據(jù)表4-2某些信道典型多徑時延2)直擴系統(tǒng)的抗多徑能力直擴系統(tǒng)具有較強的抗多徑干擾的能力,其抗多徑效應的機理主要在于:(1)直擴系統(tǒng)是一種寬帶系統(tǒng),盡管在通信中一部分頻譜可能被衰落,但不會帶來太大的惡化。
(2)偽隨機序列具有尖銳的自相關特性,因而對多徑效應不敏感。圖4-34給出了直擴減弱多徑效應的示意圖。圖4-34直擴抗多徑示意圖(3)當碼元Tc相當窄且偽碼碼長很長時,系統(tǒng)的頻譜很寬,反射回來的多徑頻率分量不可能同時到達接收點,形成的多徑干擾信號就被削弱,對接收有用信號影響不大。圖4-35多徑信號示意圖圖4-36抗多徑干擾條件示意圖4.5.2直擴系統(tǒng)的多址性能直擴系統(tǒng)為一寬帶系統(tǒng),如果使用很寬的頻帶來傳送一路信息數(shù)據(jù),那么頻帶(或頻譜)利用率就非常低,這是通信系統(tǒng)所不希望的。對于直擴系統(tǒng)來說,要提高頻譜利用率,必須在同一寬頻帶上傳送多路信息數(shù)據(jù),即提高多址能力。SSRA方式的接收模型如圖4-37所示。設同時工作的用戶有K個,各用戶有不同的擴頻編碼。為了討論方便,設各發(fā)射信號si(t)(i=1,2…,K)的平均功率為i=1,2,…,K(4-85)則接收機的輸入信號為(4-86)
式中,n(t)是雙邊功率譜密度為n0/2的白噪聲;Pi為第i個用戶的信號功率。設某接收機的本地參考信號為vj(t)=sj(t),且處于同步狀態(tài),則經相關器后輸出為(4-87)
其中,第一項為接收機對所需信號的響應,第二項為接收機對不需要的信號的響應(稱為多址干擾項),第三項為接收機對噪聲的響應。圖4-37SSRA接收模型圖4-38多址系統(tǒng)的用戶數(shù)4.5.3直擴系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸性能數(shù)據(jù)傳輸性能是指在給定通信方式情況下,單位時間能傳送的信息數(shù)據(jù)比特數(shù)。我們知道,不同的調制方式(如BPSK、QPSK、MPSK等)有相應不同的數(shù)據(jù)傳輸性能。擴頻通信也是一樣的,但是擴頻通信還可以通過另外的方法提高數(shù)據(jù)傳輸性能。我們這里只討論后者,即討論多進制擴頻或M元擴頻通信。
M元擴頻通信的原理如圖4-39所示。發(fā)射時只發(fā)射一個擴頻碼,但是是在M個擴頻碼(設互相正交)中選擇的。因此,一次發(fā)送的信息量為lbM(bit),如果擴頻碼周期為T,則其數(shù)據(jù)傳輸能力為(4-105)這與MPSK調制方式的數(shù)據(jù)傳輸能力一樣,但它們的誤碼率性能卻不相同。圖4-39M元擴頻通信信號原理圖圖4-40M元擴頻通信的比特誤碼率表4-3多進制擴頻系統(tǒng)與直擴系統(tǒng)比較4.5.4直擴系統(tǒng)的抗截獲性能截獲敵方信號的目的在于:①發(fā)現(xiàn)敵方信號的存在;②確定敵方信號的頻率;③確定敵方發(fā)射機的方向。理論分析表明,信號的檢測概率與信號能量和噪聲功率譜密度之比成正比,與信號的頻帶寬度成反比。直擴信號正好具有這兩方面的優(yōu)勢,它的功率譜密度很低,單位時間內的能量就很小,同時它的頻帶很寬。因此,它具有很強的抗截獲性。4.6跳頻系統(tǒng)的相關接收4.6.1跳頻接收機的組成定頻信號的接收設備中,一般都采用超外差式的接收方法,即接收機本地振蕩器的頻率比所接收的外來信號的載波頻率相差一個中頻,經過混頻后產生一個固定的中頻信號和混頻產生的組合波頻率成分。經過中頻帶通濾波器的濾波作用,濾除組合波頻率成分,而使中頻信號進入解調器。解調器的輸出就是所要傳送給收端的信息。
跳頻信號的接收,其過程與定頻的相似。為了保證混頻后獲得中頻信號,要求頻率合成器的輸出頻率要比外來信號高出一個中頻。因為外來的信號載波頻率是跳變的,則要求本地頻率合成器輸出的頻率也隨著外來信號的跳變規(guī)律而跳變,這樣才能通過混頻獲得一個固定的中頻信號。圖4-41給出跳頻信號接收機的框圖。圖中的跳頻器產生的跳頻圖案應當與所要接收頻率高出一個中頻,并且要求收、發(fā)跳頻完全同步。所以,接收機中的跳頻器還需受同步指令的控制,以確定其跳頻的起、止時刻。圖4-41跳頻接收機原理框圖4.6.2跳頻信號的相關處理設發(fā)射機發(fā)送的跳頻信號為
s(t)=Aa(t)cos(ωit+θi)(4-117)
式中:a(t)為傳輸?shù)男畔?ωi∈[ω1,ω2,…,ωn]為傳輸信號的瞬時(角)頻率,它是時間的函數(shù);θi為每一頻率持續(xù)時間內的初始相位。那么,接收機收到的信號為
r(t)=s(t)+n(t)+J(t)+sJ(t)(4-118)
式中:n(t)為噪聲;J(t)為干擾信號;sJ(t)為其它網的跳頻信號。圖4-42混頻等效電路
本地頻率合成器產生的本地信號為cosω′jt,其中ω′j∈[ω1+ωI,ω2+ωI,…,ωn+ωI],j=1,2,…,N,與發(fā)端的跳頻圖案相似,不同之處是收端的頻率集中的頻率元的頻率比發(fā)端的頻率集中的頻率元的頻率高出(或低于)一個中頻ωI。將接收到的信號與本地產生的本振信號同時送入相關器進行混頻,如圖4-42所示。
由于n(t)為高斯白噪聲,其譜密度為n0,則由圖4-43可知,進入解調器的噪聲功率為(4-125)與窄帶系統(tǒng)的解調器的輸入噪聲功率相同。因此可以得出結論:跳頻系統(tǒng)不能改善系統(tǒng)的抗噪聲性能。這一結論與直擴系統(tǒng)是一致的。
圖4-43噪聲分量功率譜(a)n(t)功率譜;(b)混頻n′(t)功率譜圖4-44不同網信號跳頻圖案圖4-45形成干擾示意圖4.6.3跳頻系統(tǒng)的抗干擾性能
1.單頻干擾與窄帶干擾單頻干擾或窄帶干擾對寬帶接收機的影響非常嚴重。這些干擾可能來自功率大、距離近的電臺或干擾源,也可能來自敵方的人為干擾。
由第2章的分析可知,為了改善跳頻系統(tǒng)的誤碼性能,可以用增加可用頻率數(shù)的辦法,也可以用增加冗余度(同時提高跳頻速率)的辦法。增加冗余度,就是采用頻率編碼,最簡單的例子是采用重復碼,即一個信碼用幾個頻率傳輸,而在解碼時用多數(shù)判決準則,重復碼通常用奇數(shù)個比特構成,判決時可以3中取2,5中取3,…。這時誤碼率為(4-131)
在實際中增加多余度究竟能使誤碼率改善多少,取決于系統(tǒng)參量。顯然,每比特信息發(fā)送的切普數(shù)越多,誤碼率就越小,這要求跳頻速率和射頻帶寬成正比增加。如果系統(tǒng)帶寬或頻率合成器產生的頻率的能力受到限制,則必須在每比特發(fā)送較多頻率數(shù)與降低誤碼率之間進行一定的折衷。圖4-47給出了多頻傳輸在不同判決準則下誤碼率P′e與誤切普率Pe之間的關系。圖4-46頻譜部分重疊節(jié)省頻帶(a)頻譜不重疊;(b)頻譜重疊圖4-47
多頻傳輸在不同判決準則下P′e與Pe的關系
2.寬帶阻塞干擾在直擴系統(tǒng)中,干擾直擴信號,單頻或窄帶干擾比寬帶干擾更有效;而在跳頻系統(tǒng)中,干擾跳頻信號,寬帶干擾比窄帶或單頻干擾更有效。因為寬帶干擾“擊中”跳頻信號的概率較大。3.跟蹤式干擾跟蹤式干擾機的組成為一頻譜分析儀和干擾機。工作時,它首先用頻譜分析儀分析出跳頻發(fā)射機發(fā)送信號的頻率等參數(shù),然后將干擾機的頻率調到跳頻信號的頻率上,對跳頻信號進行干擾。4.轉發(fā)式干擾所謂轉發(fā)式干擾,往往是在敵對環(huán)境中敵方有意設置的人為干擾,如圖4-48所示。其中的干擾機把收到的信號,經處理(放大,加噪聲調制等)后,再以最小的時延轉發(fā)出去。由于這種干擾的功率大,可以和所需信號的功率相當,因而造成的影響也比較大。圖4-48轉發(fā)式干擾示意圖5.“遠-近”效應在直擴系統(tǒng)中,信號與干擾處于同一頻帶,由于干擾機離接收機的距離遠小于發(fā)射機到接收機距離,前者路徑衰減比后者的弱得多,雖然直擴系統(tǒng)有處理增益,干擾機到達接收機電平仍然能超過直擴系統(tǒng)的干擾容限。6.多徑干擾由第4.5節(jié)分析可知,直擴系統(tǒng)具有較強的抗多徑干擾的能力,其抗多徑干擾能力的大小取決于偽隨機碼的碼元寬度Tc,Tc越小(碼速越高),抗多徑干擾的能力越強。直擴系統(tǒng)抗多徑的條件是τR≥1。跳頻系統(tǒng)也具有抗多徑能力,而且在信噪比相對較低的情況下,FH/FSK系統(tǒng)還可以利用多徑改善性能,但在一般情況下,條件相同,直擴系統(tǒng)的抗多徑能力要比跳頻系統(tǒng)強。
跳頻系統(tǒng)要抗多徑干擾,應保證在一跳時間之內與多徑信號沒有重疊部分,即要求(4-135)式中τ為多徑時延。若以Rh=1/Th表示跳頻速率,則上式可改寫為(4-136)4.7跳頻器4.7.1跳頻器在跳頻系統(tǒng)中,跳頻器實質上是一個頻率源,由它產生滿足系統(tǒng)性能指標要求的頻率信號,它產生的頻率是一個隨時間變化的頻率信號。
1.跳頻通信對跳頻器的要求
(1)要求輸出頻譜要純,輸出頻率要準、穩(wěn),否則接收和發(fā)射兩端不易同步,不能可靠地進行通信;(2)跳頻圖案要多,跳頻規(guī)律隨機性要強,從而可加強通信的保密性能;(3)要求頻率轉換速度要快,輸出的可用頻率數(shù)要多。跳頻速率越快,通信頻率的跳變越不易被干擾或破譯,但頻率跳變太快也會使頻譜展寬,且使得跳頻器結構復雜,成本高;(4)跳頻器輸出頻率要高。頻率越高,可利用的頻率范圍越寬,跳頻通信產生的頻率數(shù)越多,保密性就越強;(5)跳頻器必須要有很高的可靠性和穩(wěn)定性、抗震性,適合于戰(zhàn)術通信和移動通信使用的要求;(6)跳頻器要求體積小、輕便,使跳頻電臺適用于攜帶式移動通信。2.跳頻器的技術指標不同的跳頻電臺對跳頻器的要求不同,跳頻數(shù)和跳頻速率是決定整個跳頻系統(tǒng)性能的關鍵參數(shù)。目前比較先進的跳頻器技術指標可以達到:(1)頻率轉換時間<1μs;(2)電臺輸出的寄生信號頻率低于選定頻率80dB;(3)跳頻信號帶寬60MHz;(4)頻率數(shù)為4095(即212-1);(5)跳頻速率為105h/s。4.7.2跳頻器的組成跳頻器主要由產生多種頻率的頻率合成器和控制頻率跳變的偽隨機碼產生器組成,如圖4-49所示。圖4-49跳頻器的組成4.7.3直接式頻率合成器直接式頻率合成器是直接把主頻率(參考頻率)經分頻、倍頻和混頻后,得到不同的頻率,因而輸出頻率的準確性和穩(wěn)定性與主頻率相同。圖4-50是這種頻率合成器的一種基本單元——“和頻-分頻”基本單元,圖4-51為這種頻率合成器組成框圖。圖4-50“和頻-分頻”基本單元框圖圖4-51直接式頻率合成器的組成框圖圖4-52簡單直接式頻率合成器4.7.4間接式頻率合成器間接式頻率合成器是用主頻率(參考頻率)通過鎖相環(huán)路控制的一個可變的振蕩器,得到不同的輸出頻率,如圖4-53所示。壓控振蕩器的頻率fv被可變分頻器N分頻,得到fv/N,與輸入?yún)⒖碱l率fc/M比相,通過環(huán)路濾波器濾波,把一相差信號轉換為一直流信號,送給壓控振蕩器(VCO),調整VCO,使fv/N=fc/M,因而可得VCO的輸出頻率為(4-138)
圖4-53間接式頻率合成器
這種頻率合成器的轉換時間在毫秒級,適合于中、慢速跳頻;它產生的頻率的穩(wěn)定度取決于參考頻率的穩(wěn)定度,因而一般有較高的頻率穩(wěn)定度;結構簡單,體積小,易集成。為提高間接式頻率合成器的跳頻速率,也可采用圖4-54所示的雙環(huán)電路,兩個環(huán)路交替工作。采用這種環(huán)路,可以提高頻率合成器的跳頻速率。圖4-54雙環(huán)路頻率合成器4.7.5直接式數(shù)字頻率合成器
1.DDS的原理和特點
DDS的組成如圖4-55所示,由一相位累加器、只讀存貯器(ROM)、數(shù)/模轉換器(DAC)和低通濾波器組成,圖中fc為時鐘頻率。圖4-55DDS的組成DDS的特點如下:(1)頻率轉換時間快,可達納秒級,這主要取決于累加器中數(shù)字電路的門延遲時間;(2)分辨率高,可達MHz級,這取決于累加器的字長N和參考時鐘fc。
(3)頻率變換時相位連續(xù);(4)非常好的相位噪聲性能,其相位噪聲由參考時鐘fc的純度確定,隨20lgL減小。
(5)輸出頻率帶寬,最大的輸出頻率為fc/2,這是由Nyquist
采樣定理決定的。2.DDS的性能頻率合成器的主要技術指標包括波段、帶寬、轉換時間、相位噪聲、雜散、體積、復雜度、成本等。對DDS而言,其波段、帶寬及穩(wěn)定度取決于器件和參考時鐘fc;由于是一開環(huán)系統(tǒng),頻率轉換時間是門電路的延遲時間,可達到ns級,完全可以滿足任何跳頻系統(tǒng)或其它系統(tǒng)的要求;體積小、成本低也是DDS的一大優(yōu)點。圖4-56輸出信號頻譜圖DDS的雜散性能的改善可以通過以下措施來實現(xiàn):(1)增加DAC的位數(shù),有效位每增加一位,DDS的輸出雜散電平將改善6dB;(2)增加有效相位位數(shù),每增加一位,DDS的輸出雜散電平將改善8dB;(3)設計性能良好的低通濾波器,最大限度地濾除第一個混淆信號。
3.DDS與PLLDDS和PLL是兩種頻率合成技術,其頻率合成的方式是不同的。DDS是一種全數(shù)字開環(huán)系統(tǒng),而PLL是一種模擬的閉環(huán)系統(tǒng)。由于合成的方式不同,因而都具有其特有的優(yōu)點與不足,從設計DDS和PLL需考慮的因素的比較就可以看出這兩種頻率合成技術的差異。在PLL頻率合成器中,設計時要考慮的因素為:(1)頻率分辨率即頻率步長;(2)建立時間;(3)調諧范圍(帶寬);(4)相位噪聲(譜純度);(5)成本、復雜度和功耗。而對于DDS,設計時要考慮的因素有:(1)時鐘頻率(帶寬);(2)雜散響應(譜純度);(3)成本、復雜度和功耗。圖4-57DDS/PLL
溫馨提示
- 1. 本站所有資源如無特殊說明,都需要本地電腦安裝OFFICE2007和PDF閱讀器。圖紙軟件為CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.壓縮文件請下載最新的WinRAR軟件解壓。
- 2. 本站的文檔不包含任何第三方提供的附件圖紙等,如果需要附件,請聯(lián)系上傳者。文件的所有權益歸上傳用戶所有。
- 3. 本站RAR壓縮包中若帶圖紙,網頁內容里面會有圖紙預覽,若沒有圖紙預覽就沒有圖紙。
- 4. 未經權益所有人同意不得將文件中的內容挪作商業(yè)或盈利用途。
- 5. 人人文庫網僅提供信息存儲空間,僅對用戶上傳內容的表現(xiàn)方式做保護處理,對用戶上傳分享的文檔內容本身不做任何修改或編輯,并不能對任何下載內容負責。
- 6. 下載文件中如有侵權或不適當內容,請與我們聯(lián)系,我們立即糾正。
- 7. 本站不保證下載資源的準確性、安全性和完整性, 同時也不承擔用戶因使用這些下載資源對自己和他人造成任何形式的傷害或損失。
最新文檔
- 肺穿刺活檢護理配合
- 初中信息技術課件論文
- 保健調理知識培訓課件
- 保健品課件教學課件
- 膽囊炎個案護理
- 2025版?zhèn)}庫儲存與物流配送一體化合同
- 2025年度智慧城市建設安全與環(huán)境管理體系合同
- 2025版汽車維修與美容場地租賃合作協(xié)議
- 2025版美發(fā)店三人合伙經營合同范本
- 2025版保育員崗位技能培訓及勞動合同
- MOOC 集成電路設計基礎-華中科技大學 中國大學慕課答案
- 可持續(xù)發(fā)展的措施和目標
- 成人疫苗接種知識講座
- OTA代運營協(xié)議文檔
- 2024云南省福利彩票發(fā)行中心公開招聘編制外人員20人高頻考題難、易錯點模擬試題(共500題)附帶答案詳解
- 第五版急危重癥護理學實踐與學習指導試題題庫及答案
- 無人機技術助力船舶與港口管理
- 護理質量指標測試附有答案
- 學校工作亮點匯報課件
- JJG 443-2023燃油加油機(試行)
- 離心式壓縮機-新課件
評論
0/150
提交評論