第4章擴(kuò)頻信號(hào)相關(guān)接收

第4章擴(kuò)頻信號(hào)的相關(guān)接收4.1相關(guān)接收的最佳接收機(jī)4.2擴(kuò)頻相關(guān)接收機(jī)的結(jié)構(gòu)4.3相關(guān)接收的相關(guān)器4.4直擴(kuò)系統(tǒng)的相關(guān)接收4.5直擴(kuò)系統(tǒng)的性能4.6跳頻系統(tǒng)的相關(guān)接收4.7跳頻器4.8擴(kuò)頻信號(hào)的信號(hào)解調(diào)思考與練習(xí)題4.1相關(guān)接收的最佳接收機(jī)4.1.1相關(guān)接收機(jī)設(shè)發(fā)送端發(fā)送的信號(hào)為s1(t)和s2(t),持續(xù)時(shí)間為(0,T),且具有相等的能量,即(4-1)

接收機(jī)輸入端的噪聲n(t)為高斯白噪聲,單邊功率譜為n0。我們的目的是要設(shè)計(jì)一個(gè)接收機(jī),能在噪聲干擾下以最小錯(cuò)誤概率檢測(cè)信號(hào)。接收機(jī)接收到的信號(hào)為(4-2)

(4-3)和(4-4)式中F為一常數(shù),如圖4-1所示。圖4-1

和

示意圖

判決法則為

r＞r0

判為s2(t)r＜r0

判為s1(t)

由此可見,當(dāng)發(fā)射s1(t)而判為s2(t)的錯(cuò)誤概率Q1和發(fā)射s2(t)而判為s1(t)的錯(cuò)誤概率Q2分別為(4-5)(4-6)(4-7)總的判錯(cuò)概率為Pe=P(s1)Q1+P(s2)Q2(4-8)

式中P(s1)和P(s2)分別為發(fā)送s1(t)和s2(t)的先驗(yàn)概率。由上式可知,Pe是判決門限值r0的函數(shù),求其極限(4-9)故最佳門限值應(yīng)滿足(4-10)最佳判決為判為s1(t)判為s2(t)(4-11)

如果P(s1)=P(s2)=1/2,則式(4-11)可化為

判為s1(t)判為s2(t)(4-12)

式(4-12)稱為最大似然判決準(zhǔn)則,

和

稱為似然概率密度函數(shù)。由式(4-11)可得(4-13)

判為s1(t);若不等式符號(hào)相反,則判為s2(t)。對(duì)式子兩邊取對(duì)數(shù),有(4-14)

判為s1(t);若不等式符號(hào)相反,則判為s2(t)。對(duì)上式進(jìn)一步簡(jiǎn)化,并考慮可得(4-15)判為s1(t);若不等式符號(hào)相反,則判為s2(t)。式中(4-16)若P(s1)＝P(s2)＝1/2,則U1=U2,式(4-16)可變?yōu)?4-17)圖4-2最佳接收機(jī)結(jié)構(gòu)4.1.2匹配濾波器實(shí)現(xiàn)上述最佳接收機(jī)的判決準(zhǔn)則是最小差錯(cuò)概率,但最終歸結(jié)為兩個(gè)檢測(cè)統(tǒng)計(jì)量(4-20)(4-21)和

設(shè)線性濾波器的時(shí)域沖擊響應(yīng)為h(t),頻域的傳輸函數(shù)為H(ω),則h(t)與H(ω)為一傅氏變換對(duì)。根據(jù)線性疊加原理,線性濾波器的輸出可分為兩部分,即信號(hào)部分和噪聲部分,用公式表示為

g(t)=s0(t)+n0(t)(4-22)

式中(4-23)n0(t)的平均功率N0為(4-24)

令t0為某一指定時(shí)刻,則濾波器輸出的瞬時(shí)信號(hào)功率與噪聲平均功率之比為(4-25)如果(4-26)則有(4-27)

由此可知,在白噪聲情況下,按式(4-27)設(shè)計(jì)的線性濾波器將能在給定時(shí)刻t0上獲得最大輸出信噪比2E/n0。由于其傳輸特性與信號(hào)的復(fù)共軛一致,故稱之為匹配濾波器。對(duì)式(4-27)進(jìn)行傅氏變換,可得匹配濾波器的沖擊響應(yīng)為

h(t)=ksi(t0-t)(4-28)

即h(t)為信號(hào)si(t)的鏡像信號(hào)si(-t)在時(shí)間上平移t0。圖4-3匹配濾波器接收機(jī)4.2擴(kuò)頻相關(guān)接收機(jī)的結(jié)構(gòu)4.2.1超外差接收機(jī)與數(shù)字中頻接收機(jī)傳統(tǒng)的接收機(jī)結(jié)構(gòu)一般都用超外差(SuperHeterodyne)式。所謂超外差接收機(jī),就是通過(guò)變頻(一次或多次)將射頻已調(diào)信號(hào)變頻到易處理的中頻上,最終對(duì)中頻已調(diào)信號(hào)進(jìn)行處理——放大、濾波與解調(diào)。

數(shù)字中頻接收機(jī)又稱數(shù)字變換接收機(jī),其典型的接收機(jī)結(jié)構(gòu)仍是超外差型,只不過(guò)是由模擬頻率變換把RF頻譜變到較低的中頻上,然后在此低IF上進(jìn)行數(shù)字化,用DSP技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)信號(hào)提取和解調(diào),如圖4-4所示。用于數(shù)字中頻接收機(jī)的DSP技術(shù)主要有直接數(shù)字式合成器(DDS)、數(shù)字下變換(DDC)、高速數(shù)字濾波(DF)以及多速率(MultiRate)技術(shù)等。圖4-4數(shù)字中頻接收機(jī)原理圖

數(shù)字中頻接收機(jī)是基于采樣的固有混疊特性來(lái)實(shí)現(xiàn)的。采樣定理告訴我們,當(dāng)采樣速率不小于信號(hào)最高頻率的兩倍時(shí),采樣后可真實(shí)地保留原模擬信號(hào)的信息。數(shù)字中頻接收是利用這樣一個(gè)事實(shí):低通同相和正交部分可以表示為帶通信號(hào)的采樣(樣本),接收機(jī)對(duì)帶通信號(hào)進(jìn)行采樣,只要采樣速率滿足下面條件(4-29)4.2.2直接變換接收機(jī)所謂直接變換接收機(jī),就是外差接收的本振(正交注入混頻器)頻率fL與變頻前信號(hào)載頻fc相同,從而使變頻后的中頻頻率為零,如圖4-5所示。其中,D表示所需信號(hào),Ii表示干擾。接收RF信號(hào)經(jīng)雙工器送入低噪聲放大器,再經(jīng)低通濾波后由功分器分別饋向正交混頻器。圖4-5直接變換接收機(jī)原理圖4.2.3零中頻接收機(jī)零中頻接收機(jī)與直接變換接收機(jī)的結(jié)構(gòu)非常相似,主要差別在于前者的接收本振不需鎖定,是一個(gè)固定的自由振蕩器,而解調(diào)則在接收機(jī)主增益后完成。零中頻接收是由數(shù)字無(wú)線電向軟件無(wú)線電轉(zhuǎn)變的過(guò)渡方案。零中頻接收檢測(cè)原理如圖4-6所示,正交混頻器提供兩路具有同樣帶寬的正交信號(hào),它們包含輸入RF信號(hào)的所有信息,但并不表示已解調(diào)的信號(hào)。圖4-6零中頻接收檢測(cè)原理4.2.4軟件無(wú)線電接收機(jī)軟件無(wú)線電是指由軟件來(lái)確定和完成無(wú)線電臺(tái)的功能,電臺(tái)的工作參數(shù)(如工作頻段、工作模式等)具有完全的可編程特性。軟件無(wú)線電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)由信道處理模塊、環(huán)境管理模塊和軟件工具三大模塊組成,其中的信道處理模塊實(shí)際上就是一個(gè)無(wú)線收發(fā)信機(jī),包括RF、IF、基帶處理和信源編碼以及A/D和D/A變換器幾部分。需要說(shuō)明的是,在擴(kuò)頻接收機(jī)中要注意以下一些問(wèn)題:(1)射頻系統(tǒng)阻抗匹配。(2)接收機(jī)的線性度問(wèn)題。4.3相關(guān)接收的相關(guān)器4.3.1相關(guān)與相關(guān)器

1.相關(guān)原理與相關(guān)器模型所謂相關(guān)器或相關(guān)檢測(cè),就是用本地產(chǎn)生的相同的信號(hào)與接收到的信號(hào)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算,其中相關(guān)函數(shù)最大的就最可能是所要的有用信號(hào)。用一個(gè)簡(jiǎn)單的比喻就是“用像片找人”。如果想在一群人中去尋找某個(gè)不相識(shí)的人,最簡(jiǎn)單有效的方法就是手里有一張某人的照片,然后用照片一個(gè)一個(gè)的對(duì)比,這樣下去自然能夠找到此人。

從數(shù)學(xué)關(guān)系上講,相關(guān)就是一個(gè)信號(hào)

f(t)與其自身(自相關(guān))或另一個(gè)信號(hào)g(t)(互相關(guān))延時(shí)(或位移)相乘后積分,即(4-30)(4-31)

由以上式可知,相關(guān)的基本原理就是相乘加積分,如圖4-7所示。我們把實(shí)現(xiàn)相關(guān)處理的部件稱為相關(guān)器,因此,圖4-7就是相關(guān)器的模型。圖4-7相關(guān)器模型圖

2.相關(guān)器的分類與技術(shù)要求相關(guān)器通常可以分為兩大類,即模擬相關(guān)器和數(shù)字相關(guān)器。對(duì)于模擬相關(guān)器,根據(jù)采用器件的不同可以分為以下幾種:(1)聲表面波(SAW)相關(guān)器:SAW相關(guān)器、SAW(抽頭)延遲線、SAW卷積器；

(2)電荷耦合器件(CCD)延遲線；

(3)模擬乘法器和環(huán)形混頻器。

對(duì)于數(shù)字相關(guān)器或數(shù)字匹配濾波器,根據(jù)工作原理的不同可以分為以下幾種:(1)全并行數(shù)字相關(guān)器；

(2)滑動(dòng)數(shù)字相關(guān)器；

(3)混合數(shù)字相關(guān)器；

(4)基于DSP算法的數(shù)字相關(guān)器。

對(duì)相關(guān)器的技術(shù)要求一般有:(1)無(wú)偽碼泄漏;(2)無(wú)載波泄漏或弱載波泄漏;(3)對(duì)無(wú)源相關(guān)器,要求插入損耗要小;對(duì)于有源相關(guān)器,要求有一定的增益(非處理增益)。4.3.2相關(guān)方式根據(jù)在擴(kuò)頻接收機(jī)中的位置來(lái)分，相關(guān)器有下述三種相關(guān)方式。

1.直接式相關(guān)直接式相關(guān)又稱高頻相關(guān),它是指接收到的擴(kuò)頻信號(hào)在接收機(jī)的高頻電路里直接與本地參考信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理的相關(guān)器,其相關(guān)原理如圖4-8所示,這里的本地參考信號(hào)指的是與發(fā)端同步的偽碼。

圖4-8直接式相關(guān)器原理框圖

(a)擴(kuò)頻調(diào)制器;(b)相關(guān)解擴(kuò)器圖4-9直接相關(guān)解擴(kuò)波形圖

應(yīng)當(dāng)指出,這里的相關(guān)器與圖4-1的相關(guān)器模型不完全相同。由于這里的相關(guān)器的本地參考信號(hào)是與發(fā)送端相同且同步的偽隨機(jī)序列,因此這個(gè)相關(guān)器只能實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻信號(hào)的相關(guān)解擴(kuò),而沒(méi)有用相干載波對(duì)原始調(diào)制信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)。2.外差式相關(guān)外差式相關(guān)器中的外差的概念與外差式接收機(jī)中的外差的概念相同,即都需要有混頻器來(lái)對(duì)輸入信號(hào)變頻,只不過(guò)外差式相關(guān)器中還要有相關(guān)器。由于有混頻器的變頻作用,使得載有信息的信號(hào)被變換到中頻上,輸出與輸入的中心頻率不同,這就避免了直接饋通的可能性。

一般外差相關(guān)方式的原理如圖4-10所示。圖(a)為DS用一般外差相關(guān)器,圖(b)為FH用一般外差相關(guān)器。在圖(a)中,本地參考信號(hào)是用與發(fā)送端發(fā)射信號(hào)完全相同的方法產(chǎn)生的,它與所接收的信號(hào)相差一個(gè)中頻

fIF,與發(fā)射信號(hào)的區(qū)別在于本地參考信號(hào)沒(méi)有被信息碼調(diào)制。圖4-10一般外差相關(guān)方式原理圖

也就不會(huì)發(fā)生強(qiáng)干擾信號(hào)直接繞過(guò)去的泄漏了。并且后面還有一個(gè)中頻帶通濾波器,可以起到濾除干擾的作用。在圖(b)中,本地參考信號(hào)為與接收信號(hào)差一個(gè)中頻

fIF的跳頻本振信號(hào)。在實(shí)際電路中,如果發(fā)射機(jī)與接收機(jī)不是同時(shí)工作時(shí),產(chǎn)生本地參考信號(hào)的電路還可用作發(fā)射機(jī)的調(diào)制器。所謂中頻相關(guān)方式,就是把載有信息的高頻擴(kuò)頻信號(hào),首先經(jīng)過(guò)混頻變成中頻的擴(kuò)頻信號(hào),相關(guān)處理在中頻上完成,如圖4-11所示。圖4-11中頻相關(guān)方式框圖

一個(gè)典型的外差式相關(guān)器的輸出波形如圖4-12所示。其中，(a)圖為無(wú)調(diào)制信號(hào)的解擴(kuò)載波信號(hào),(b)圖為受一方波調(diào)制的PSK信號(hào)相關(guān)器輸出信號(hào),方波頻率為1200Hz,類似于一個(gè)2400b/s的0-1序列,上面兩種情況均無(wú)干擾存在。(b)圖中已調(diào)信號(hào)的邊帶對(duì)稱地分布在被抑制的載波的兩邊,只有奇次諧波存在。由圖可見,兩個(gè)主邊帶信號(hào)振幅不等,理想情況應(yīng)是相等的,這是由于接收機(jī)的非線性引起的,但并不會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)性能明顯下降從而引起系統(tǒng)性能的降低。

圖4-12典型相關(guān)器波形

(a)無(wú)調(diào)制,無(wú)干擾;(b)PSK調(diào)制,無(wú)干擾

3.基帶相關(guān)基帶相關(guān)器是一種在基帶完成相關(guān)運(yùn)算的部件。與中頻相關(guān)類似,基帶相關(guān)器可以利用混頻器,采用零中頻技術(shù),把輸入的擴(kuò)頻信號(hào)的中心頻率搬移到零中頻上,得到基帶的擴(kuò)頻信號(hào),然后再進(jìn)行相關(guān)處理。圖4-13TMC2023功能框圖

無(wú)源的數(shù)字匹配濾波器,實(shí)際上是由抽頭延遲線和加法累加器構(gòu)成,有時(shí)也稱為橫向?yàn)V波器,其結(jié)構(gòu)如圖4-14所示。數(shù)字匹配濾波器要預(yù)置好擴(kuò)頻接收的整數(shù)據(jù)周期的編碼數(shù)據(jù),與輸入信號(hào)作逐位匹配相關(guān)處理,比較適合給定通信擴(kuò)頻碼的情況。一個(gè)數(shù)字匹配濾波器的實(shí)例是Zilog公司的Z3340芯片,如圖4-15所示,它是一個(gè)雙64位的11Mc/s的數(shù)字匹配濾波器。圖4-14橫向?yàn)V波器結(jié)構(gòu)圖4-15Z3340芯片功能框圖

圖4-16為一個(gè)256級(jí)的二進(jìn)制數(shù)字相關(guān)器的框圖,它由配置寄存器、8個(gè)32級(jí)的相關(guān)器陣列、加權(quán)與求和單元、可編程延遲單元及輸入/輸出寄存器等組成,其核心是相關(guān)器陣列。通過(guò)內(nèi)部設(shè)置,它可以實(shí)現(xiàn)32級(jí)、64級(jí)、128級(jí)和256級(jí)的數(shù)字相關(guān),通過(guò)外部級(jí)聯(lián)還可以實(shí)現(xiàn)更長(zhǎng)級(jí)數(shù)的數(shù)字相關(guān)。圖4-16某256級(jí)的二進(jìn)制數(shù)字相關(guān)器框圖

在相關(guān)器陣列中,第一級(jí)的相關(guān)器陣列直接從輸入端DIN7接收數(shù)據(jù),其它七級(jí)的相關(guān)器陣列可通過(guò)配置寄存器的設(shè)置分別從外部輸入端DIN0～6接收數(shù)據(jù),或者從前一級(jí)的移位寄存器輸出接收數(shù)據(jù)。如果把此相關(guān)器用作單相關(guān)器,其相關(guān)輸出的總和由CASOUT0～12輸出,輸入數(shù)據(jù)和參考數(shù)據(jù)經(jīng)一定的延遲分別從DOUT0~7和AUXOUT0~7輸出,如圖4-17所示。相關(guān)的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度(稱為相關(guān)窗)是可以通過(guò)寄存器設(shè)置的。也可以將此相關(guān)器用作雙相關(guān)器或二維相關(guān)器,其頂層配置框圖如圖4-18所示。圖4-17單相關(guān)器配置框圖圖4-18雙相關(guān)器配置框圖

圖4-19相關(guān)單元的框圖和時(shí)序圖

(a)相關(guān)單元的框圖；(b)相關(guān)單元的時(shí)序圖

圖4-19相關(guān)單元的框圖和時(shí)序圖

(a)相關(guān)單元的框圖；(b)相關(guān)單元的時(shí)序圖4.3.3相關(guān)器的性能

1.碼定時(shí)偏移對(duì)相關(guān)處理的影響相關(guān)器的主要任務(wù)是使本地參考信號(hào)與輸入信號(hào)匹配,使隱藏的載有信息的信號(hào)再現(xiàn),得到最大的輸出。然而,在實(shí)際系統(tǒng)中,本地參考信號(hào)的碼序列和接收機(jī)收到的信號(hào)的碼序列在碼圖案和時(shí)間上都很難完全匹配。在第3章中我們講過(guò),最長(zhǎng)線性序列的自相關(guān)函數(shù)為圖4-20中的三角形。圖4-20二進(jìn)制序列在同步區(qū)域的自相關(guān)波形由此可見,從相關(guān)器的輸出端看,噪聲有如下幾個(gè)方面:(1)大氣和電路系統(tǒng)內(nèi)部噪聲×本地碼調(diào)制;(2)不需要的信號(hào)×本地碼調(diào)制;(3)所需信號(hào)×本地碼調(diào)制。

圖4-21給出了一對(duì)相同碼沒(méi)有完全同步時(shí)對(duì)相關(guān)器輸出的影響,由碼調(diào)制(FSK)所產(chǎn)生的許多相應(yīng)的頻率,對(duì)于被同步的信號(hào)它們是重疊的,并且被變換成中頻,然而在比特時(shí)間內(nèi)不重疊的部分,輸入信號(hào)與本地參考信號(hào)的乘積位于這兩個(gè)信號(hào)的協(xié)方差所限制的區(qū)域內(nèi)的某處,這部分輸出就是噪聲。這些噪聲一部分將落入中頻頻帶之內(nèi),從而降低了系統(tǒng)的輸出信噪比。因此,擴(kuò)頻系統(tǒng)的相關(guān)處理過(guò)程,對(duì)于位同步提出了十分嚴(yán)格的要求。圖4-21碼定時(shí)偏移對(duì)相關(guān)器輸出的影響

觀察圖4-21可知,當(dāng)兩個(gè)碼相對(duì)于精確同步有滑動(dòng)時(shí),相關(guān)器輸出碼噪聲相應(yīng)地增加。碼定時(shí)偏移每增加τ,就使噪聲有

2τ的增加,結(jié)果信號(hào)比噪聲的函數(shù)為(4-32)圖4-22碼定時(shí)偏移時(shí)相關(guān)器輸出的信噪比2.載波抑制度不足和碼不平衡對(duì)相關(guān)器輸出的影響如果發(fā)射端的雙平衡調(diào)制器的載波抑制度不足或直擴(kuò)信號(hào)的碼不平衡(偽碼一周期內(nèi)的“1”和“－1”的碼元數(shù)不一致),都會(huì)使載波產(chǎn)生泄漏,在載波頻率點(diǎn)上有明顯的譜尖峰,形成窄帶干擾。對(duì)發(fā)射機(jī)來(lái)講,浪費(fèi)了發(fā)射功率;對(duì)接收機(jī)來(lái)講,對(duì)相關(guān)器的輸出有影響;對(duì)整個(gè)系統(tǒng)來(lái)講,失去了擴(kuò)頻信號(hào)的隱蔽性。另外,擴(kuò)頻序列編碼時(shí)鐘的泄漏,會(huì)使擴(kuò)頻信號(hào)在頻譜上產(chǎn)生寄生調(diào)制,同樣會(huì)產(chǎn)生窄帶干擾,從而對(duì)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)以及整個(gè)系統(tǒng)產(chǎn)生危害。

3.前置濾波器特性對(duì)相關(guān)器性能的影響相關(guān)器之前的射頻或中頻帶通濾波器(稱之前置濾波器)對(duì)相關(guān)器的相關(guān)輸出也有一定的影響。設(shè)前置濾波器的傳輸特性

HB(ω)＝HBB(ω－ωc),

HBB(ω)具有以下低通特性:其它圖4-23帶前置濾波器的相關(guān)器的等效電路假設(shè)接收信號(hào)為(4-34)則前置濾波器輸出為(4-35)那么,相關(guān)處理的結(jié)果為(4-36)(4-37)

式中,Sc(ω)是擴(kuò)頻序列c(t)的功率譜密度函數(shù)。在偽碼與載波均同步情況下,相關(guān)器輸出為(4-38)

圖4-24、4-25分別給出了帶限和相位非線性畸變前置濾波器對(duì)相關(guān)輸出的影響曲線。應(yīng)當(dāng)指出,前置濾波器的傳輸特性若不是理想帶通特性,則相關(guān)輸出也不會(huì)是如圖4-26所示的形式。圖4-24不同前置濾波器帶寬的相關(guān)峰輸出圖4-25具有非線性畸變的相位特性前置濾波器對(duì)應(yīng)的相關(guān)峰輸出圖4-26BTc＝2時(shí)相關(guān)峰輸出4.中頻頻偏對(duì)相關(guān)處理的影響偽碼定時(shí)的偏移會(huì)對(duì)相關(guān)處理產(chǎn)生影響,而中頻頻率的偏移同樣會(huì)對(duì)相關(guān)器產(chǎn)生影響。中頻頻偏越大,相關(guān)器輸出的相關(guān)峰的主峰下降得越多,主旁峰的比值也下降得越多,從而使相關(guān)器的相關(guān)處理增益降低,有關(guān)這方面的詳細(xì)討論可參見第6章。4.4直擴(kuò)系統(tǒng)的相關(guān)接收4.4.1直擴(kuò)系統(tǒng)接收機(jī)組成及解擴(kuò)方式直擴(kuò)系統(tǒng)的相關(guān)接收,首先需要相關(guān)解擴(kuò),直擴(kuò)系統(tǒng)的相關(guān)解擴(kuò)主要由相關(guān)器或匹配濾波器完成。直擴(kuò)系統(tǒng)的解擴(kuò)方式通常采用外差式相關(guān)或基帶相關(guān)方式。隨著專用器件和專用集成電路的發(fā)展,相關(guān)處理的方式有向中頻相關(guān)和基帶相關(guān)方向發(fā)展的趨勢(shì)。直擴(kuò)系統(tǒng)的接收機(jī)的組成如圖4-27所示。圖4-27直擴(kuò)系統(tǒng)接收機(jī)組成

圖4-27中,接收到的信號(hào)中有需要的直擴(kuò)信號(hào),也有各種干擾(如單頻或窄帶連續(xù)載波、寬帶干擾等),還有接收機(jī)內(nèi)部的噪聲。解擴(kuò)的過(guò)程相當(dāng)于一次擴(kuò)頻過(guò)程,但解擴(kuò)器對(duì)不同的輸入信號(hào)所起的作用是不同的。4.4.2直擴(kuò)信號(hào)的相關(guān)處理直擴(kuò)信號(hào)的相關(guān)處理,是用與發(fā)端偽隨機(jī)序列同步的本地參考信號(hào)對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理。使有用信號(hào)由寬帶信號(hào)恢復(fù)為窄帶信號(hào),而將干擾信號(hào)擴(kuò)展,降低干擾信號(hào)的譜密度,使之進(jìn)入到信號(hào)頻帶內(nèi)的功率下降。從而使系統(tǒng)獲得處理增益,提高系統(tǒng)的抗干擾能力。根據(jù)圖4-27,設(shè)接收機(jī)經(jīng)混頻后的中頻信號(hào)為

rI(t)=sI(t)+nI(t)+JI(t)(4-39)

其中(4-40)圖4-28nI(t)譜密度

本地產(chǎn)生的偽隨機(jī)序列為c′(t),經(jīng)相關(guān)器的相乘(后接中頻窄帶濾波器)后可得信息分量為(4-41)

若擴(kuò)頻碼已完成同步,有c(t)·c′(t)=1,這樣(4-42)經(jīng)解調(diào)可以恢復(fù)出傳輸?shù)男盘?hào)a(t)。經(jīng)相關(guān)后的噪聲分量和干擾分量分別為和(4-43)(4-44)圖4-29各分量頻譜密度4.5直擴(kuò)系統(tǒng)的性能4.5.1直擴(kuò)系統(tǒng)的抗干擾性能直擴(kuò)系統(tǒng)最重要的應(yīng)用就是在軍事通信中作為一種具有很強(qiáng)抗干擾性的通信手段。在實(shí)際中我們遇到的干擾主要有下面幾種:白噪聲干擾或?qū)拵г肼暩蓴_、部分頻帶噪聲干擾、單頻及窄帶干擾、脈沖干擾以及多徑干擾等。在實(shí)際應(yīng)用中,應(yīng)根據(jù)干擾情況,確定直擴(kuò)系統(tǒng)的處理增益和其它參數(shù),使之達(dá)到可靠通信的目的。

1.加性白噪聲干擾擴(kuò)頻信號(hào)在傳輸過(guò)程中,必然會(huì)受到噪聲干擾,這種干擾一般為加性高斯白噪聲(AWGN)或帶限白噪聲。設(shè)噪聲的單邊功率譜密度為

n0,經(jīng)混頻后為一帶限白噪聲,帶寬為擴(kuò)頻信號(hào)帶寬Bc,譜密度仍為n0,故相關(guān)器輸入噪聲功率為(4-67)由上面分析可知,相關(guān)器輸出噪聲功率為(4-68)

式中,Wa為信息帶寬(Wa＝2πBa)?？紤]到Ba<<Bc,只考慮fI附近的噪聲功率,則

近似為Kn0,其中K為一與調(diào)制方式有關(guān)的常數(shù)。對(duì)PSK調(diào)制,K＝0.903;對(duì)MSK調(diào)制,K＝0.995。所以(4-69)由于解擴(kuò)前后信息能量不變,因此處理增益為(4-70)圖4-30直擴(kuò)系統(tǒng)對(duì)窄帶干擾的處理過(guò)程

2.窄帶干擾與單頻干擾設(shè)窄帶干擾信號(hào)中心頻率為

fJ,帶寬為BJ,且fJ=fI,BJ=Ba。輸入相關(guān)器的干擾功率為NJ,功率譜密度為GJ(ω),那么,解擴(kuò)后干擾信號(hào)的輸出功率為(4-71)

3.正弦脈沖干擾中心頻率為

fJ的正弦脈沖調(diào)制波對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)的干擾效應(yīng)與上述分析方法類似,當(dāng)這種干擾脈沖出現(xiàn)時(shí),接收機(jī)相關(guān)器的輸出信干比為(4-74)(4-75)4.多徑干擾多徑干擾是一種在通信中,特別是移動(dòng)通信中常見的且影響很嚴(yán)重的干擾,它屬于乘性干擾。抗多徑干擾的方法很多,擴(kuò)頻技術(shù)就是其中的一種。下面我們先分析多徑干擾形成的原因,然后再看直擴(kuò)系統(tǒng)如何抗多徑干擾。1)多徑干擾多徑干擾是由于電波在傳播過(guò)程中遇到各種反射體(如電離層、對(duì)流層、高山和建筑物等)引起的反射或散射,在接收端收到的直接路徑信號(hào)與反射路徑信號(hào)產(chǎn)生的群反射信號(hào)之間的隨機(jī)干涉形成的,如圖4-31所示。圖4-32為多徑傳輸基帶合成波形。

圖4-31多徑傳輸示意圖圖4-32多徑傳輸基帶合成波形

由式(4-77)可知:第一,從波形看,多徑傳播的結(jié)果使單一頻率的確知信號(hào)變成了包絡(luò)和相位受到調(diào)制的信號(hào),如圖4-33(a)所示,這樣的信號(hào)稱為衰落信號(hào);第二,從頻譜上看,多徑引起了頻率彌散,即由單個(gè)頻率變成了一個(gè)窄帶頻譜,如圖4-33(b)所示。圖4-33多徑信號(hào)波形與頻譜示意圖

一般說(shuō)來(lái),數(shù)字信號(hào)傳輸時(shí)希望有較高的傳輸速率,而較高的傳輸速率對(duì)應(yīng)有較寬的信號(hào)頻帶。因此,數(shù)字信號(hào)在多徑媒質(zhì)中傳輸時(shí)容易因存在選擇性衰落而引起嚴(yán)重的碼間干擾。為了減小碼間干擾的影響,通常要限制數(shù)字信號(hào)的傳輸速率。表4-1給出了在移動(dòng)通信中多徑傳播的典型數(shù)據(jù),表4-2為某些信道的典型多徑時(shí)延值。表4-1移動(dòng)通信中多徑傳播典型數(shù)據(jù)表4-2某些信道典型多徑時(shí)延2)直擴(kuò)系統(tǒng)的抗多徑能力直擴(kuò)系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗多徑干擾的能力,其抗多徑效應(yīng)的機(jī)理主要在于:(1)直擴(kuò)系統(tǒng)是一種寬帶系統(tǒng),盡管在通信中一部分頻譜可能被衰落,但不會(huì)帶來(lái)太大的惡化。

(2)偽隨機(jī)序列具有尖銳的自相關(guān)特性,因而對(duì)多徑效應(yīng)不敏感。圖4-34給出了直擴(kuò)減弱多徑效應(yīng)的示意圖。圖4-34直擴(kuò)抗多徑示意圖(3)當(dāng)碼元Tc相當(dāng)窄且偽碼碼長(zhǎng)很長(zhǎng)時(shí),系統(tǒng)的頻譜很寬,反射回來(lái)的多徑頻率分量不可能同時(shí)到達(dá)接收點(diǎn),形成的多徑干擾信號(hào)就被削弱,對(duì)接收有用信號(hào)影響不大。圖4-35多徑信號(hào)示意圖圖4-36抗多徑干擾條件示意圖4.5.2直擴(kuò)系統(tǒng)的多址性能直擴(kuò)系統(tǒng)為一寬帶系統(tǒng),如果使用很寬的頻帶來(lái)傳送一路信息數(shù)據(jù),那么頻帶(或頻譜)利用率就非常低,這是通信系統(tǒng)所不希望的。對(duì)于直擴(kuò)系統(tǒng)來(lái)說(shuō),要提高頻譜利用率,必須在同一寬頻帶上傳送多路信息數(shù)據(jù),即提高多址能力。SSRA方式的接收模型如圖4-37所示。設(shè)同時(shí)工作的用戶有K個(gè),各用戶有不同的擴(kuò)頻編碼。為了討論方便,設(shè)各發(fā)射信號(hào)si(t)(i=1,2…,K)的平均功率為i=1,2,…,K(4-85)則接收機(jī)的輸入信號(hào)為(4-86)

式中,n(t)是雙邊功率譜密度為n0／2的白噪聲;Pi為第i個(gè)用戶的信號(hào)功率。設(shè)某接收機(jī)的本地參考信號(hào)為vj(t)=sj(t),且處于同步狀態(tài),則經(jīng)相關(guān)器后輸出為(4-87)

其中,第一項(xiàng)為接收機(jī)對(duì)所需信號(hào)的響應(yīng),第二項(xiàng)為接收機(jī)對(duì)不需要的信號(hào)的響應(yīng)(稱為多址干擾項(xiàng)),第三項(xiàng)為接收機(jī)對(duì)噪聲的響應(yīng)。圖4-37SSRA接收模型圖4-38多址系統(tǒng)的用戶數(shù)4.5.3直擴(kuò)系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸性能數(shù)據(jù)傳輸性能是指在給定通信方式情況下,單位時(shí)間能傳送的信息數(shù)據(jù)比特?cái)?shù)。我們知道,不同的調(diào)制方式(如BPSK、QPSK、MPSK等)有相應(yīng)不同的數(shù)據(jù)傳輸性能。擴(kuò)頻通信也是一樣的,但是擴(kuò)頻通信還可以通過(guò)另外的方法提高數(shù)據(jù)傳輸性能。我們這里只討論后者,即討論多進(jìn)制擴(kuò)頻或M元擴(kuò)頻通信。

M元擴(kuò)頻通信的原理如圖4-39所示。發(fā)射時(shí)只發(fā)射一個(gè)擴(kuò)頻碼,但是是在M個(gè)擴(kuò)頻碼(設(shè)互相正交)中選擇的。因此,一次發(fā)送的信息量為lbM(bit),如果擴(kuò)頻碼周期為T,則其數(shù)據(jù)傳輸能力為(4-105)這與MPSK調(diào)制方式的數(shù)據(jù)傳輸能力一樣,但它們的誤碼率性能卻不相同。圖4-39M元擴(kuò)頻通信信號(hào)原理圖圖4-40M元擴(kuò)頻通信的比特誤碼率表4-3多進(jìn)制擴(kuò)頻系統(tǒng)與直擴(kuò)系統(tǒng)比較4.5.4直擴(kuò)系統(tǒng)的抗截獲性能截獲敵方信號(hào)的目的在于:①發(fā)現(xiàn)敵方信號(hào)的存在;②確定敵方信號(hào)的頻率;③確定敵方發(fā)射機(jī)的方向。理論分析表明,信號(hào)的檢測(cè)概率與信號(hào)能量和噪聲功率譜密度之比成正比,與信號(hào)的頻帶寬度成反比。直擴(kuò)信號(hào)正好具有這兩方面的優(yōu)勢(shì),它的功率譜密度很低,單位時(shí)間內(nèi)的能量就很小,同時(shí)它的頻帶很寬。因此,它具有很強(qiáng)的抗截獲性。4.6跳頻系統(tǒng)的相關(guān)接收4.6.1跳頻接收機(jī)的組成定頻信號(hào)的接收設(shè)備中,一般都采用超外差式的接收方法,即接收機(jī)本地振蕩器的頻率比所接收的外來(lái)信號(hào)的載波頻率相差一個(gè)中頻,經(jīng)過(guò)混頻后產(chǎn)生一個(gè)固定的中頻信號(hào)和混頻產(chǎn)生的組合波頻率成分。經(jīng)過(guò)中頻帶通濾波器的濾波作用,濾除組合波頻率成分,而使中頻信號(hào)進(jìn)入解調(diào)器。解調(diào)器的輸出就是所要傳送給收端的信息。

跳頻信號(hào)的接收,其過(guò)程與定頻的相似。為了保證混頻后獲得中頻信號(hào),要求頻率合成器的輸出頻率要比外來(lái)信號(hào)高出一個(gè)中頻。因?yàn)橥鈦?lái)的信號(hào)載波頻率是跳變的,則要求本地頻率合成器輸出的頻率也隨著外來(lái)信號(hào)的跳變規(guī)律而跳變,這樣才能通過(guò)混頻獲得一個(gè)固定的中頻信號(hào)。圖4-41給出跳頻信號(hào)接收機(jī)的框圖。圖中的跳頻器產(chǎn)生的跳頻圖案應(yīng)當(dāng)與所要接收頻率高出一個(gè)中頻,并且要求收、發(fā)跳頻完全同步。所以,接收機(jī)中的跳頻器還需受同步指令的控制,以確定其跳頻的起、止時(shí)刻。圖4-41跳頻接收機(jī)原理框圖4.6.2跳頻信號(hào)的相關(guān)處理設(shè)發(fā)射機(jī)發(fā)送的跳頻信號(hào)為

s(t)=Aa(t)cos(ωit+θi)(4-117)

式中:a(t)為傳輸?shù)男畔?ωi∈［ω1,ω2,…,ωn］為傳輸信號(hào)的瞬時(shí)(角)頻率,它是時(shí)間的函數(shù);θi為每一頻率持續(xù)時(shí)間內(nèi)的初始相位。那么,接收機(jī)收到的信號(hào)為

r(t)=s(t)+n(t)+J(t)+sJ(t)(4-118)

式中:n(t)為噪聲;J(t)為干擾信號(hào);sJ(t)為其它網(wǎng)的跳頻信號(hào)。圖4-42混頻等效電路

本地頻率合成器產(chǎn)生的本地信號(hào)為cosω′jt,其中ω′j∈［ω1+ωI,ω2+ωI,…,ωn+ωI］,j=1,2,…,N,與發(fā)端的跳頻圖案相似,不同之處是收端的頻率集中的頻率元的頻率比發(fā)端的頻率集中的頻率元的頻率高出(或低于)一個(gè)中頻ωI。將接收到的信號(hào)與本地產(chǎn)生的本振信號(hào)同時(shí)送入相關(guān)器進(jìn)行混頻,如圖4-42所示。

由于n(t)為高斯白噪聲,其譜密度為n0,則由圖4-43可知,進(jìn)入解調(diào)器的噪聲功率為(4-125)與窄帶系統(tǒng)的解調(diào)器的輸入噪聲功率相同。因此可以得出結(jié)論:跳頻系統(tǒng)不能改善系統(tǒng)的抗噪聲性能。這一結(jié)論與直擴(kuò)系統(tǒng)是一致的。

圖4-43噪聲分量功率譜(a)n(t)功率譜;(b)混頻n′(t)功率譜圖4-44不同網(wǎng)信號(hào)跳頻圖案圖4-45形成干擾示意圖4.6.3跳頻系統(tǒng)的抗干擾性能

1.單頻干擾與窄帶干擾單頻干擾或窄帶干擾對(duì)寬帶接收機(jī)的影響非常嚴(yán)重。這些干擾可能來(lái)自功率大、距離近的電臺(tái)或干擾源,也可能來(lái)自敵方的人為干擾。

由第2章的分析可知,為了改善跳頻系統(tǒng)的誤碼性能,可以用增加可用頻率數(shù)的辦法,也可以用增加冗余度(同時(shí)提高跳頻速率)的辦法。增加冗余度,就是采用頻率編碼,最簡(jiǎn)單的例子是采用重復(fù)碼,即一個(gè)信碼用幾個(gè)頻率傳輸,而在解碼時(shí)用多數(shù)判決準(zhǔn)則,重復(fù)碼通常用奇數(shù)個(gè)比特構(gòu)成,判決時(shí)可以3中取2,5中取3,…。這時(shí)誤碼率為(4-131)

在實(shí)際中增加多余度究竟能使誤碼率改善多少,取決于系統(tǒng)參量。顯然,每比特信息發(fā)送的切普數(shù)越多,誤碼率就越小,這要求跳頻速率和射頻帶寬成正比增加。如果系統(tǒng)帶寬或頻率合成器產(chǎn)生的頻率的能力受到限制,則必須在每比特發(fā)送較多頻率數(shù)與降低誤碼率之間進(jìn)行一定的折衷。圖4-47給出了多頻傳輸在不同判決準(zhǔn)則下誤碼率P′e與誤切普率Pe之間的關(guān)系。圖4-46頻譜部分重疊節(jié)省頻帶(a)頻譜不重疊;(b)頻譜重疊圖4-47

多頻傳輸在不同判決準(zhǔn)則下P′e與Pe的關(guān)系

2.寬帶阻塞干擾在直擴(kuò)系統(tǒng)中,干擾直擴(kuò)信號(hào),單頻或窄帶干擾比寬帶干擾更有效;而在跳頻系統(tǒng)中,干擾跳頻信號(hào),寬帶干擾比窄帶或單頻干擾更有效。因?yàn)閷拵Ц蓴_“擊中”跳頻信號(hào)的概率較大。3.跟蹤式干擾跟蹤式干擾機(jī)的組成為一頻譜分析儀和干擾機(jī)。工作時(shí),它首先用頻譜分析儀分析出跳頻發(fā)射機(jī)發(fā)送信號(hào)的頻率等參數(shù),然后將干擾機(jī)的頻率調(diào)到跳頻信號(hào)的頻率上,對(duì)跳頻信號(hào)進(jìn)行干擾。4.轉(zhuǎn)發(fā)式干擾所謂轉(zhuǎn)發(fā)式干擾,往往是在敵對(duì)環(huán)境中敵方有意設(shè)置的人為干擾,如圖4-48所示。其中的干擾機(jī)把收到的信號(hào),經(jīng)處理(放大,加噪聲調(diào)制等)后,再以最小的時(shí)延轉(zhuǎn)發(fā)出去。由于這種干擾的功率大,可以和所需信號(hào)的功率相當(dāng),因而造成的影響也比較大。圖4-48轉(zhuǎn)發(fā)式干擾示意圖5.“遠(yuǎn)-近”效應(yīng)在直擴(kuò)系統(tǒng)中,信號(hào)與干擾處于同一頻帶,由于干擾機(jī)離接收機(jī)的距離遠(yuǎn)小于發(fā)射機(jī)到接收機(jī)距離,前者路徑衰減比后者的弱得多,雖然直擴(kuò)系統(tǒng)有處理增益,干擾機(jī)到達(dá)接收機(jī)電平仍然能超過(guò)直擴(kuò)系統(tǒng)的干擾容限。6.多徑干擾由第4.5節(jié)分析可知,直擴(kuò)系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗多徑干擾的能力,其抗多徑干擾能力的大小取決于偽隨機(jī)碼的碼元寬度Tc,Tc越小(碼速越高),抗多徑干擾的能力越強(qiáng)。直擴(kuò)系統(tǒng)抗多徑的條件是τR≥1。跳頻系統(tǒng)也具有抗多徑能力,而且在信噪比相對(duì)較低的情況下,FH／FSK系統(tǒng)還可以利用多徑改善性能,但在一般情況下,條件相同,直擴(kuò)系統(tǒng)的抗多徑能力要比跳頻系統(tǒng)強(qiáng)。

跳頻系統(tǒng)要抗多徑干擾,應(yīng)保證在一跳時(shí)間之內(nèi)與多徑信號(hào)沒(méi)有重疊部分,即要求(4-135)式中τ為多徑時(shí)延。若以Rh＝1／Th表示跳頻速率,則上式可改寫為(4-136)4.7跳頻器4.7.1跳頻器在跳頻系統(tǒng)中,跳頻器實(shí)質(zhì)上是一個(gè)頻率源,由它產(chǎn)生滿足系統(tǒng)性能指標(biāo)要求的頻率信號(hào),它產(chǎn)生的頻率是一個(gè)隨時(shí)間變化的頻率信號(hào)。

1.跳頻通信對(duì)跳頻器的要求

(1)要求輸出頻譜要純,輸出頻率要準(zhǔn)、穩(wěn),否則接收和發(fā)射兩端不易同步,不能可靠地進(jìn)行通信;(2)跳頻圖案要多,跳頻規(guī)律隨機(jī)性要強(qiáng),從而可加強(qiáng)通信的保密性能;(3)要求頻率轉(zhuǎn)換速度要快,輸出的可用頻率數(shù)要多。跳頻速率越快,通信頻率的跳變?cè)讲灰妆桓蓴_或破譯,但頻率跳變太快也會(huì)使頻譜展寬,且使得跳頻器結(jié)構(gòu)復(fù)雜,成本高;(4)跳頻器輸出頻率要高。頻率越高,可利用的頻率范圍越寬,跳頻通信產(chǎn)生的頻率數(shù)越多,保密性就越強(qiáng);(5)跳頻器必須要有很高的可靠性和穩(wěn)定性、抗震性,適合于戰(zhàn)術(shù)通信和移動(dòng)通信使用的要求;(6)跳頻器要求體積小、輕便,使跳頻電臺(tái)適用于攜帶式移動(dòng)通信。2.跳頻器的技術(shù)指標(biāo)不同的跳頻電臺(tái)對(duì)跳頻器的要求不同,跳頻數(shù)和跳頻速率是決定整個(gè)跳頻系統(tǒng)性能的關(guān)鍵參數(shù)。目前比較先進(jìn)的跳頻器技術(shù)指標(biāo)可以達(dá)到:(1)頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間＜1μs;(2)電臺(tái)輸出的寄生信號(hào)頻率低于選定頻率80dB;(3)跳頻信號(hào)帶寬60MHz;(4)頻率數(shù)為4095(即212－1);(5)跳頻速率為105h/s。4.7.2跳頻器的組成跳頻器主要由產(chǎn)生多種頻率的頻率合成器和控制頻率跳變的偽隨機(jī)碼產(chǎn)生器組成,如圖4-49所示。圖4-49跳頻器的組成4.7.3直接式頻率合成器直接式頻率合成器是直接把主頻率(參考頻率)經(jīng)分頻、倍頻和混頻后,得到不同的頻率,因而輸出頻率的準(zhǔn)確性和穩(wěn)定性與主頻率相同。圖4-50是這種頻率合成器的一種基本單元——“和頻-分頻”基本單元,圖4-51為這種頻率合成器組成框圖。圖4-50“和頻-分頻”基本單元框圖圖4-51直接式頻率合成器的組成框圖圖4-52簡(jiǎn)單直接式頻率合成器4.7.4間接式頻率合成器間接式頻率合成器是用主頻率(參考頻率)通過(guò)鎖相環(huán)路控制的一個(gè)可變的振蕩器,得到不同的輸出頻率,如圖4-53所示。壓控振蕩器的頻率fv被可變分頻器N分頻,得到fv／N,與輸入?yún)⒖碱l率fc／M比相,通過(guò)環(huán)路濾波器濾波,把一相差信號(hào)轉(zhuǎn)換為一直流信號(hào),送給壓控振蕩器(VCO),調(diào)整VCO,使fv／N＝fc／M,因而可得VCO的輸出頻率為(4-138)

圖4-53間接式頻率合成器

這種頻率合成器的轉(zhuǎn)換時(shí)間在毫秒級(jí),適合于中、慢速跳頻;它產(chǎn)生的頻率的穩(wěn)定度取決于參考頻率的穩(wěn)定度,因而一般有較高的頻率穩(wěn)定度;結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,體積小,易集成。為提高間接式頻率合成器的跳頻速率,也可采用圖4-54所示的雙環(huán)電路,兩個(gè)環(huán)路交替工作。采用這種環(huán)路,可以提高頻率合成器的跳頻速率。圖4-54雙環(huán)路頻率合成器4.7.5直接式數(shù)字頻率合成器

1.DDS的原理和特點(diǎn)

DDS的組成如圖4-55所示,由一相位累加器、只讀存貯器(ROM)、數(shù)／模轉(zhuǎn)換器(DAC)和低通濾波器組成,圖中fc為時(shí)鐘頻率。圖4-55DDS的組成DDS的特點(diǎn)如下:(1)頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間快,可達(dá)納秒級(jí),這主要取決于累加器中數(shù)字電路的門延遲時(shí)間;(2)分辨率高,可達(dá)MHz級(jí),這取決于累加器的字長(zhǎng)N和參考時(shí)鐘fc。

(3)頻率變換時(shí)相位連續(xù);(4)非常好的相位噪聲性能,其相位噪聲由參考時(shí)鐘fc的純度確定,隨20lgL減小。

(5)輸出頻率帶寬,最大的輸出頻率為fc／2,這是由Nyquist

采樣定理決定的。2.DDS的性能頻率合成器的主要技術(shù)指標(biāo)包括波段、帶寬、轉(zhuǎn)換時(shí)間、相位噪聲、雜散、體積、復(fù)雜度、成本等。對(duì)DDS而言,其波段、帶寬及穩(wěn)定度取決于器件和參考時(shí)鐘fc;由于是一開環(huán)系統(tǒng),頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間是門電路的延遲時(shí)間,可達(dá)到ns級(jí),完全可以滿足任何跳頻系統(tǒng)或其它系統(tǒng)的要求;體積小、成本低也是DDS的一大優(yōu)點(diǎn)。圖4-56輸出信號(hào)頻譜圖DDS的雜散性能的改善可以通過(guò)以下措施來(lái)實(shí)現(xiàn):(1)增加DAC的位數(shù),有效位每增加一位,DDS的輸出雜散電平將改善6dB;(2)增加有效相位位數(shù),每增加一位,DDS的輸出雜散電平將改善8dB;(3)設(shè)計(jì)性能良好的低通濾波器,最大限度地濾除第一個(gè)混淆信號(hào)。

3.DDS與PLLDDS和PLL是兩種頻率合成技術(shù),其頻率合成的方式是不同的。DDS是一種全數(shù)字開環(huán)系統(tǒng),而PLL是一種模擬的閉環(huán)系統(tǒng)。由于合成的方式不同,因而都具有其特有的優(yōu)點(diǎn)與不足,從設(shè)計(jì)DDS和PLL需考慮的因素的比較就可以看出這兩種頻率合成技術(shù)的差異。在PLL頻率合成器中,設(shè)計(jì)時(shí)要考慮的因素為:(1)頻率分辨率即頻率步長(zhǎng);(2)建立時(shí)間;(3)調(diào)諧范圍(帶寬);(4)相位噪聲(譜純度);(5)成本、復(fù)雜度和功耗。而對(duì)于DDS,設(shè)計(jì)時(shí)要考慮的因素有:(1)時(shí)鐘頻率(帶寬);(2)雜散響應(yīng)(譜純度);(3)成本、復(fù)雜度和功耗。圖4-57DDS/PLL