電子線路高頻非線性部分52

第5章角度調(diào)制與解調(diào)電路5.2調(diào)頻電路5.2.1調(diào)頻電路概述5.2.2直接調(diào)頻5.2.3張弛振蕩電路實現(xiàn)直接調(diào)頻5.2.4間接調(diào)頻電路——調(diào)相電路5.2.5擴展最大頻偏的方法5.2.1調(diào)頻電路概述一、直接調(diào)頻和間接調(diào)頻1．直接調(diào)頻(1)定義調(diào)制信號直接控制振蕩器的振蕩頻率，使其不失真地反映調(diào)制信號的變化規(guī)律。(2)被控的振蕩器種類①

LC、晶體振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻正弦波圖5-2-2)；②

張弛振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻非正弦波，可通過濾波等方式將調(diào)頻非正弦波變換為調(diào)頻正弦波圖5-2-3)。

2．間接調(diào)頻(圖5-2-4)(1)定義通過調(diào)相實現(xiàn)調(diào)頻的方法。(2)方法由調(diào)頻與調(diào)相的內(nèi)在聯(lián)系，將調(diào)制信號進行積分，用其值進行調(diào)相，便得到所需的調(diào)頻信號。圖5-2-1①正弦波振蕩器產(chǎn)生角頻率為

c的載波電壓

Vmcosct，通過調(diào)相器后引入一個附加相移

(c)，即

vO(t)=Vmcos[ct+(c)]。②若附加相移受到

v(t)的積分值[k1]的控制，則輸出的調(diào)制信號為vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]比較調(diào)頻波的表達(dá)式輸出為調(diào)頻波。vO(t)=Vmcos[ct+kf]間接調(diào)頻vO(t)=Vmcos[ct+kf]當(dāng)

v(t)=Vmcost時，上式可表示為vO(t)=Vmcos(ct+Mfsin

t)vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]式中，Mf

=

kp(k1Vm/)=m/，m=kpk1Vm

Mf：調(diào)頻指數(shù)，與調(diào)制信號振幅Vm成正比。調(diào)相器：實現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵，作用：產(chǎn)生受調(diào)制信號振幅Vm線性控制的附加相移(c)。優(yōu)點：調(diào)相電路的實現(xiàn)比較靈活。二、調(diào)頻電路的性能要求1．調(diào)頻特性

(1)定義描述瞬時頻率偏移f(=f-fc)隨調(diào)制電壓v

變化的特性。(2)特性

如圖5-2-1所示。圖5-2-1間接調(diào)頻電路組成方框圖(3)要求

在特定調(diào)制電壓范圍內(nèi)是線性的。2．調(diào)頻靈敏度(1)定義原點上的斜率

單位為

Hz/V，

SF越大，調(diào)制信號對瞬時頻率的控制能力就越強。(2)要求當(dāng)

v(t)=Vmcos

t時，畫出的

f(t)

波形如圖5-2-2所示。圖中，fm即為調(diào)頻信號的最大頻偏。3．調(diào)頻特性的非線性(1)中心頻率偏離量若調(diào)頻特性非線性，則由余弦調(diào)制電壓產(chǎn)生的

f(t)為非余弦波形，它的傅里葉級數(shù)展開式為f(t)=

f0+

fm1cos

t+fm2cos2

t+式中，f0=f0–fc為

f(t)的平均分量，表示調(diào)頻信號的中心頻率由

fc偏離到

f0，稱為中心頻率偏離量。(2)非線性失真系數(shù)評價調(diào)頻特性非線性的參數(shù)為

4．中心頻率準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度使接收機正常接收所必須滿足的重要性能指標(biāo)，否則，將造成信號失真，并干擾鄰近電臺信號。5.2.2直接調(diào)頻正弦振蕩器張弛振蕩器實現(xiàn)方法一、工作原理及其性能分析

1．工作原理將可變電抗器件接入LC振蕩回路中，其電容或電感量受調(diào)制信號控制，便可實現(xiàn)調(diào)頻。

2．可變電抗器件的種類

②鐵氧化磁芯繞制的線圈。電感可變器件，用在掃頻儀中，改變通過附加線圈的電流可控制磁場的變化，使磁芯導(dǎo)磁率變化，從而改變主線圈的電感量。

①

駐極體話筒或電容式話筒。電容可變器件用于便攜式調(diào)頻發(fā)射機，將聲波的強弱變化轉(zhuǎn)換為電容量的變化。接入振蕩回路當(dāng)中，可得瞬時頻率按講話聲音強弱變化的調(diào)頻信號。

③

變?nèi)荻O管。利用PN結(jié)反偏呈現(xiàn)的勢壘電容而構(gòu)成，應(yīng)用最為廣泛。優(yōu)點：工作頻率高、固有損耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入1．變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容的直接調(diào)頻電路(1)原理電路為

LC正弦振蕩器中的諧振回路。

Cj：變?nèi)荻O管的結(jié)電容，與

L共同構(gòu)成振蕩器的振蕩回路(全接入)。振蕩頻率近似等于回路的諧振頻率，即

osc

0=(2)性能分析①

歸一化調(diào)頻特性曲線方程已知變?nèi)荻O管結(jié)電容的變?nèi)萏匦訴B：PN結(jié)的內(nèi)建電位差，Cj(0)：v=0時的結(jié)電容，n：變?nèi)葜笖?shù)，由PN結(jié)工藝結(jié)構(gòu)定，在~6之間。變?nèi)荻O管總電壓

v=-(VQ+v

)，且|v

|

<VQ，代入(5-2-8)(5-2-8)式中，(5-2-9)式中，CjQ變?nèi)荻O管在靜態(tài)工作點Q上的結(jié)電容，x

為歸一化的調(diào)制信號電壓，其值恒小于1。將

Cj

代入

osc0=中，得(5-2-10)式中，為v

=0的振蕩(載波)角頻率，與

VQ有關(guān)。

(5-2-10)式(5-2-10)為歸一化調(diào)頻特性曲線方程，反映了振蕩角頻率

osc隨

x(即

v)變化的關(guān)系式。②歸一化調(diào)頻特性曲線：指數(shù)

n不同，f/fc隨x變化的曲線。f/fc

隨

x

變化的曲線如圖5-2-4所示，可見，除

n=2外，調(diào)頻特性曲線均為非線性曲線。圖5-2-4歸一化調(diào)頻特性曲線

所以，變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容，應(yīng)選用

n=2的超突變結(jié)變?nèi)莨?。否則，調(diào)制器將出現(xiàn)非線性失真，或使中心頻率偏離

c

值。③直接調(diào)頻電路的性能

當(dāng)

v(t)=Vmcos

t時，歸一化調(diào)制信號電壓其中，m=Vm/(VQ+VB)，若設(shè)

m足夠小，可以忽略式(5-2-10)級數(shù)展開式中，x的三次方及其以上各次方項，則圖5-2-4歸一化調(diào)頻特性曲線將代入，利用可求得調(diào)頻波的：A．最大頻偏B．中心頻率偏移c的數(shù)值C．二次諧波分量的最大角頻偏D．調(diào)頻波的二次諧波失真系數(shù)E．中心角頻率的相對偏離值

(3)討論

①變?nèi)荻O管選定，變?nèi)葜笖?shù)

n則定，增大

m可增大相對頻偏，但同時增大了非線性失真系數(shù)

kf2和中心頻率偏移c()故，最大相對頻偏受

kf2和

c

的限制。在滿足

kf2和c的條件下，提高

c可以增大調(diào)頻波的最大角頻偏值m。②當(dāng)n=2時，c

=0，2m

=0，實現(xiàn)不失真調(diào)頻。③變?nèi)荻O管由PN結(jié)組成，其性能受溫度影響較大，為減少影響，可采用部分接入電路。2．變?nèi)荻O管部分接入振蕩回路的直接調(diào)頻電路

(1)原理電路變?nèi)荻O管部分接入(Cj先和

C2串接，再和

C1并接)的振蕩回路。

(2)性能分析回路總電容為代入，則相應(yīng)的調(diào)頻特性方程

(3)討論若將回路總電容視作一個等效的變?nèi)荻O管，則等效變?nèi)葜笖?shù)

n必將小于變?nèi)荻O管指數(shù)，故為實現(xiàn)線性調(diào)頻：①必須選用

n大于2的變?nèi)荻O管。②

正確選擇

C1和

C2的大小。

部分接入，結(jié)電容僅為回路總電容的一部分，對振蕩頻率的調(diào)變能力比全部接入低。圖5-2-7由圖：C2主要影響低頻區(qū)的調(diào)制特性曲線圖5-2-6圖5-2-7C1主要影響高頻區(qū)的調(diào)頻特性線。部分接入，最大角頻偏：式中p=(1+p1)(1+p2+p1p2)

p1=CjQ/C2，p2=C1/CjQ比較全部接入最大角頻偏：可見，減小了1/p，而

p恒大于1。當(dāng)CjQ一定時，C2越小，P1越大；C1越大，P2越大，其結(jié)果都使p值增大，因此m越小。二、電路組成控制電路的接入原則：既可將

VQ和

v

加到變?nèi)荻O管上，實現(xiàn)控制作用，又不影響振蕩器的正常工作。

L1：高頻扼流圈，對高頻開路，對直流和調(diào)制頻率短路。

C2：高頻濾波電容，對高頻短路，對調(diào)制頻率開路。C1：隔直電容。對高頻短路，對調(diào)制頻率開路，VQ和

v

可有效加到變?nèi)荻O管上。①

對于高頻，由于

L1開路、C2短路，因而是由

L和

Cj組成的振蕩電路，不受控制電路影響。②

對于直流和調(diào)制頻率，C1阻斷，因而

VQ和

v

可有效地加到變?nèi)荻O管上，不受振蕩回路影響。

實際電路：變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路(1)中心頻率為140MHz的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路。圖5-2-9140MHz變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路①T的直流偏置：雙電源供電②振蕩電路變?nèi)莨苋尤氲碾姼腥c式③D的直流偏置④調(diào)制信號接入型濾波(2)

中心頻率為90MHz的直接調(diào)頻電路圖5-2-1190MHz直接調(diào)頻電路及其高頻通路①

Q點②

振蕩電路：變?nèi)莨懿糠纸尤?、電容三點式③

變?nèi)莨芸刂齐娐发?/p>

調(diào)制電路：v(t)

經(jīng)47F隔直電容和47H高頻扼流圈加到變?nèi)莨苌?3)

100MHz晶體振蕩器的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路圖5-2-12晶體振蕩器的變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路T1：音頻放大器；T2：皮爾斯晶體振蕩器諧振回路：調(diào)諧在三次諧波5.2.3張弛振蕩電路實現(xiàn)直接調(diào)頻用調(diào)制信號控制張弛振蕩電路的充放電電流，便可改變電路的振蕩頻率，實現(xiàn)直接調(diào)頻。載波為方波或三角波，經(jīng)過濾波器或波形變換器變成調(diào)頻正弦波。一、張弛振蕩器直接調(diào)頻電路

張弛振蕩器直接調(diào)頻電路如圖

5-2-13

所示。

電路為射極耦合多諧振蕩器。

T1，T2接成交叉耦合正反饋放大器。設(shè)起始狀態(tài)：T1導(dǎo)通，T2截止。

VCC向電容C充電，充電電流為I0。vE1基本不變，vE2下降。

當(dāng)

vE2=VCC-VD(on)1-VBE(on)

時：T2

導(dǎo)通，T1

截止。

電容反向充電，充電電流為

I0。vE2

基本不變，

vE1

下降。

當(dāng)vE1=VCC-VD(on)2-VBE(on)時：T1導(dǎo)通，T2截止。

重復(fù)以上過程，在集電極得到對稱方波電壓。

如果：VD(on)1=VD(on)2=VBE(on)，方波電壓頻率為用調(diào)制電壓控制I0可以得到調(diào)頻方波電壓。

集成壓控射極耦合多諧振蕩器M1658如圖5-2-14所示。

最高振蕩頻率155MHz。

T3~T6：交叉耦合正反饋放大器，其中T3，T4為射隨器，起隔離、電平位移和改善波形作用。T7、T8、T14：差分放大器，防止T5、T6進入飽和區(qū)。

T11、T12：差分放大器偏置電流源的固定部分。

T9、T10：差分放大器偏置電流源的可變部分。

T15：射隨器，輸入調(diào)制電壓，控制偏置電流源的可變部分。

④和⑤輸出極性相反的方波電壓。二、調(diào)頻非正弦波轉(zhuǎn)換為調(diào)頻正弦波1．調(diào)頻方波

參見圖5-2-15。調(diào)頻方波電壓電壓表達(dá)式

v(t)=VmK2(ct+Mfsin

t)有

得到調(diào)頻方波的傅里葉級數(shù)展開式

通過中心頻率為nc的帶通濾波器，可取出其中n次諧波的調(diào)頻正弦波。其載波角頻率為nc，調(diào)頻指數(shù)為nMf。

為保證調(diào)頻波不失真，帶通濾波器的帶寬應(yīng)大于所取頻譜寬度，同時為避免頻譜重疊，取式中，(BW)n+2

和(BW)n

分別為調(diào)頻方波中(n+2)次和

n

次諧波分量所占據(jù)的有效頻譜寬度。

參見圖5-2-16。

重復(fù)以上過程，在集電極得到對稱方波電壓。

2．調(diào)頻三角波

調(diào)頻三角波如圖5-2-17所示。三角波傅里葉級數(shù)展開式為：

單音調(diào)制時，令

調(diào)頻三角波的傅里葉展開式為：通過帶通濾波器可以取出載波角頻率為nc調(diào)頻指數(shù)為nMf的調(diào)頻正弦波。

調(diào)頻三角波還可以通過非線性變換網(wǎng)絡(luò)變?yōu)檎{(diào)頻正弦波。

將調(diào)頻三角波變換為調(diào)頻正弦波，可以采用圖5-2-18(a)所示的非線性變換網(wǎng)絡(luò)。

非線性變換網(wǎng)絡(luò)一般由精密轉(zhuǎn)折點電路近似實現(xiàn)。

當(dāng)vi=vc時

采用上述電路，毋須濾除不需要的諧波分量，頻率可在更寬的范圍內(nèi)調(diào)變。

張弛振蕩器調(diào)頻可以產(chǎn)生頻偏大，調(diào)制線性好的調(diào)頻波，電路便于集成化是目前廣泛采用的直接調(diào)頻電路。缺點是載波頻率不能很高。5.2.4間接調(diào)頻電路——調(diào)相電路調(diào)頻方法：直接調(diào)頻間接調(diào)頻間接調(diào)頻實現(xiàn)間接調(diào)頻電路的關(guān)鍵：調(diào)相電路。圖5-2-1實現(xiàn)方法：矢量合成法可變相移法可變時延法一、矢量合成法調(diào)相電路(1)原理單音調(diào)制時，調(diào)相信號的表達(dá)式為vO(t)=Vmcos(ct+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-Vmsinct

sin(Mpcos

t)vO(t)=Vmcos(ct+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-Vmsinct

sin(Mpcos

t)當(dāng)

Mp<(/12)，窄帶調(diào)相時，cos(Mpcos

t)1，sin(Mpcos

t)

Mpcos

t，由此產(chǎn)生的誤差小于3%。vO(t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-Vmsinct

sin(Mpcos

t)

Vmcosct-VmMpcos

t

sinct近似由載波信號(Vmcosct)和雙邊帶信號

(VmMpcos

tsin

ct)疊加而成。用矢量表示，兩矢量相互正交，其中雙邊帶信號矢量的長度按

VmMpcos

t的規(guī)律變化。(2)實現(xiàn)模型

(a)(b)圖5-2-19矢量合成法調(diào)諧電路的實現(xiàn)模型及其矢量合成原理(a)實現(xiàn)模型(b)矢量合成原理

如圖5-2-19所示，設(shè)

AM=1，原理上，這種方法只能不失真地產(chǎn)生

Mp<(/12)的窄帶調(diào)相波。vo(t)

Vmcosct-VmMpcos

tsinct窄帶調(diào)相波就是這兩個正交矢量合成的產(chǎn)物，故稱之為矢量合成法。二、可變相移法調(diào)相電路

1．實現(xiàn)原理

載波電壓

Vmcosct通過可控相移網(wǎng)絡(luò)[這個網(wǎng)絡(luò)在

c上產(chǎn)生的相移

(c)受調(diào)制電壓的控制]，且呈線性關(guān)系即

(c)=kpv(t)=Mpcos

t，其輸出電壓便為所需的調(diào)相波，即

vo(t)=Vmcos[ct+(c)]=

Vmcos(ct+Mpcost)2．實現(xiàn)方法——變?nèi)荻O管調(diào)相電路(1)原理圖圖5-2-24可變時延法調(diào)相電路的實現(xiàn)模型

Cj(D)、L組成諧振回路，由角頻為

c的電流源

iS(t)=Ismcosct激勵；Re：回路的諧振電阻。圖5-2-22(a)(b)(2)工作原理并聯(lián)諧振回路，阻抗：其中：若加在變?nèi)荻O管上的電壓

v=-(VQ+v)=-(VQ+Vmcost)，相應(yīng)的

Cj為

設(shè)

v

=0，Cj=CjQ，諧振回路的諧振角頻率

0等于輸入激勵電流的角頻率

c，即

0=c=1/，當(dāng)加上

v，0將隨

v

而變化，其值(參考式5-2-10)為圖5-2-21(b)回路提供的相移

z()將隨

v

即0而變化。因此，iS(t)在回路上產(chǎn)生的電壓將是相位受

v

調(diào)變的調(diào)相信號。3．不失真調(diào)相的條件(1)對

m的限制將用冪級數(shù)展開忽略二次方小項式中可見，必為小值。(2)對Mp的限制根據(jù)正切函數(shù)特性，當(dāng)時，tanz()

z()，由此引入的誤差小于10%，工程上是允許的。因此當(dāng)

=c時通常滿足

0(t)<<

c，上式簡化為式中，Mp=QenmMp應(yīng)小于

/6。結(jié)論：不失真調(diào)相條件選用

n=2的變?nèi)荻O管。限制

m為小值，保證

0(t)

不失真地反映

v。

限制

Mp小于

/6。4．實際電路(p278，圖5-2-22)圖5-2-22(a)實用電路(b)高頻通路(c)調(diào)制頻率通路

L、D：諧振回路。R1和

R2：隔離電阻隔離諧振回路輸入和輸出。

R4：隔離電阻，隔離變?nèi)荻O管控制電路、偏壓源(9V)、調(diào)制信號源。

C1、

C2、

C3：隔直耦合電容。R3、C4：高頻波；音頻積分若

C4取值較大，則

v

(t)在積分電路

R3C4中產(chǎn)生的電流

i(t)v(t)/R3，向電容

C4充電，故D上的調(diào)制信號電壓若

v(t)=Vmcos

t，D上的調(diào)制信號電壓這樣，調(diào)相電路便轉(zhuǎn)換為間接調(diào)頻電路。三、可變時延法調(diào)相電路1．原理將載波電壓通過可控時延網(wǎng)絡(luò)，如圖5-2-24所示。圖5-2-24可變延時法調(diào)相電路的實現(xiàn)模型2．電路時延網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓為vo(t)=Vmcos[c(t-)]圖5-2-24可變延時法調(diào)相電路的實現(xiàn)模型vo(t)=Vmcos[c(t-)]若

受調(diào)制信號線性控制，

=kdv

,則

vo(t)為所需的調(diào)相波。即

vo(t)=

Vmcos(ct-

ckd

v)=Vmcos(ct-Mpcos

t)式中，Mp=ckdVm，最大可達(dá)0.8。四、間接調(diào)頻與直接調(diào)頻電路性能上的差別調(diào)相電路能夠提供的最大線性相移

Mp均受到調(diào)相特性非線性的限制，且其值都很小。對間接調(diào)頻Mf=kp(k1Vm/)=m/(5-2-3)故

m=kpk1Vm，調(diào)相電路選定后，只與

Vm有關(guān)而與

c無關(guān)。間接調(diào)頻限制的是絕對頻偏

m。對