第7章脈寬調(diào)(PWM)技術(shù)0

《電力電子技術(shù)Ⅰ》

Monday,February6,2023譚超課程名稱：電力電子技術(shù)Ⅰ

(PowerElectronics)

學(xué)

分：4

總學(xué)時(shí)：64

適用專業(yè)：電氣工程及其自動(dòng)化、自動(dòng)化

先修課程：電機(jī)與拖動(dòng)、電子技術(shù)基礎(chǔ)、電路原理等

§7.PWM控制技術(shù)

引言§7.1PWM控制的基本原理§7.2PWM逆變電路及其控制方法§7.3PWM跟蹤控制技術(shù)§7.4PWM整流電路及其控制方法本章小結(jié)逆變電路方波模式下：控制輸出電壓基波V1的大小僅由輸入電壓VD唯一確定?？刂戚敵鲭妷翰ㄐ危笾C波成分小且最低階次諧波階次高，諧波頻率高?？刂品桨?:可控整流方案控制方案2:直流/直流變換器調(diào)壓方案控制方案3:逆變器自身控制方案概述概述逆變器自身控制方案通過(guò)開關(guān)器件的脈沖寬度調(diào)制（PWM），調(diào)整輸出基波電壓的大小、增大輸出電壓中的最低次諧波的階次并減小其諧波數(shù)值，達(dá)到調(diào)控其輸出基波電壓同時(shí)又改善輸出電壓波形的目的。概述逆變器自身控制方案概述§7.PWM控制技術(shù)?引言PWM(PulseWidthModulation)控制就是脈寬調(diào)制技術(shù)：即通過(guò)對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來(lái)等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值)。第5、4章已涉及到PWM控制，第5章直流斬波電路采用的就PWM技術(shù)；第4章的4.1斬控式調(diào)壓電路和4.4矩陣式變頻電路都涉及到了?！?.PWM控制技術(shù)?引言PWM控制的思想源于通信技術(shù)，全控型器件的發(fā)展使得實(shí)現(xiàn)PWM控制變得十分容易。PWM技術(shù)的應(yīng)用十分廣泛，它使電力電子裝置的性能大大提高，因此它在電力電子技術(shù)的發(fā)展史上占有十分重要的地位。PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的成功應(yīng)用，才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位?，F(xiàn)在使用的各種逆變電路都采用了PWM技術(shù)?！?.1PWM控制的基本思想1）重要理論基礎(chǔ)——面積等效原理沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。沖量窄脈沖的面積效果基本相同環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同圖7-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖d)單位脈沖函數(shù)f(t)d(t)tOa)矩形脈沖b)三角形脈沖c)正弦半波脈沖tOtOtOf(t)f(t)f(t)§7.1PWM控制的基本思想b)圖7-2沖量相等的各種窄脈沖的響應(yīng)波形實(shí)例說(shuō)明“面積等效原理”a）u(t)－電壓窄脈沖，是電路的輸入。

i(t)－輸出電流，是電路的響應(yīng)。

Ouωt>SPWM波§7.1PWM控制的基本思想Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈沖來(lái)代替一個(gè)正弦半波Ouωt>§7.1PWM控制的基本思想若要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。Ouωt>SPWM波Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈沖來(lái)代替一個(gè)正弦半波Ouωt>§7.1PWM控制的基本思想OwtUd-Ud對(duì)于正弦波的負(fù)半周，采取同樣的方法，得到PWM波形，因此正弦波一個(gè)完整周期的等效PWM波為：OwtUd-Ud根據(jù)面積等效原理，正弦波還可等效為下圖中的PWM波，而且這種方式在實(shí)際應(yīng)用中更為廣泛。§7.1PWM控制的基本思想等幅PWM波輸入電源是恒定直流

第3章的直流斬波電路7.2節(jié)的PWM逆變電路

7.4節(jié)的PWM整流電路OwtUd-Ud不等幅PWM波輸入電源是交流或不是恒定的直流

6.1節(jié)的斬控式交流調(diào)壓電路

6.4節(jié)的矩陣式變頻電路Uoωt§7.1PWM控制的基本思想2）PWM電流波電流型逆變電路進(jìn)行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波可等效的各種波形直流斬波電路直流波形SPWM波正弦波形等效成其他所需波形，如:所需波形等效的PWM波§7.2PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)。逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場(chǎng)合。本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體。PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實(shí)用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路?！?.2PWM逆變電路及其控制方法

7.2.1計(jì)算法和調(diào)制法7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制7.2.3規(guī)則采樣法7.2.4PWM逆變電路得諧波分析7.2.5提高直流電壓利用和減少開關(guān)次數(shù)7.2.6PWM逆變電路的多重化§7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法1）計(jì)算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計(jì)算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形。本法較繁瑣，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化?！?.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法2）調(diào)制法工作時(shí)V1和V2通斷互補(bǔ)，

V3和V4通斷互補(bǔ)。以u(píng)o正半周為例:V1通，V2斷，V3和V4交替通斷。負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。負(fù)載電流為正的區(qū)間:V1和V4導(dǎo)通時(shí)，uo等于Ud。V4關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過(guò)V1和VD3續(xù)流，uo=0圖7-4單相橋式PWM逆變電路7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法圖7-4單相橋式PWM逆變電路2）調(diào)制法負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間，

V1和V4仍導(dǎo)通，io為負(fù)，實(shí)際上io從VD1和VD4流過(guò)，仍有uo=Ud。V4關(guān)斷V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0。uo總可得到Ud和零兩種電平。uo負(fù)半周，讓V2保持通，V1保持?jǐn)啵琕3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平。7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法3）單極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT的通斷。ur正半周，V1保持通，V2保持?jǐn)?。?dāng)ur>uc時(shí)使V4通，V3斷，uo=Ud。當(dāng)ur<uc時(shí)使V4斷，V3通，uo=0。ur負(fù)半周，請(qǐng)同學(xué)們自己分析。圖7-5單極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud表示uo的基波分量在上述討論中在控制電路中，一個(gè)頻率為fr、幅值為Ur的參考正弦波Wsin（調(diào)制信號(hào)）加載于頻率為ft、幅值為Ut的三角波WΔ（載波）后，得到一個(gè)脈沖寬度變化的SPWM波Wspwm（已調(diào)制波），用已調(diào)制波的高低邏輯電平經(jīng)分配與放大后去驅(qū)動(dòng)逆變器的主開關(guān)元件，即可使逆變器輸出與已調(diào)制波Wspwm相似的SPWM電壓波形；7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法3）雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得PWM波也有正有負(fù)，其幅值只有±Ud兩種電平。同樣在調(diào)制信號(hào)ur和載波信號(hào)uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制器件的通斷。ur正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。圖7-6雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT的通斷。7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法3）雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）當(dāng)ur>uc時(shí)，給V1和V4導(dǎo)通信號(hào)，給V2和V3關(guān)斷信號(hào)。如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，

uo=Ud

。當(dāng)ur<uc時(shí)，給V2和V3導(dǎo)通信號(hào)，給V1和V4關(guān)斷信號(hào)。如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-Ud。圖7-6雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT的通斷。7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法圖7-5雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-5單極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud對(duì)照上述兩圖可以看出，單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制，由于對(duì)開關(guān)器件通斷控制的規(guī)律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法4）雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）圖7-7三相橋式PWM型逆變電路三相的PWM控制公用三角波載波uc三相的調(diào)制信號(hào)urU、urV和urW依次相差120°ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

以U相為例分析控制規(guī)律：當(dāng)urU>uc時(shí)，給V1導(dǎo)通信號(hào)，給V4關(guān)斷信號(hào)，uUN’=Ud/2。當(dāng)urU<uc時(shí)，給V4導(dǎo)通信號(hào)，給V1關(guān)斷信號(hào)，uUN’=-Ud/2。當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號(hào)時(shí)，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是VD1(VD4)導(dǎo)通。ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

U相控制規(guī)律：uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2兩種電平。uUV波形可由uUN’-uVN’得出：當(dāng)1和6通時(shí)，uUV=Ud，當(dāng)3和4通時(shí)，uUV=－Ud，當(dāng)1和3或4和6通時(shí)，uUV=0。輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構(gòu)成防直通的死區(qū)時(shí)間同一相上下兩臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短主要由開關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間決定。死區(qū)時(shí)間會(huì)給輸出的PWM波帶來(lái)影響，使其稍稍偏離正弦波。ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

（1）驅(qū)動(dòng)信號(hào)可由硬件電路實(shí)現(xiàn)，亦可由軟件MicroProcessor或DSP實(shí)現(xiàn)。（2）提高電壓利用率，可改變vr或采用空間矢量控制。三相逆變器輸出電壓和波形的SPWM控制7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法5）特定諧波消去法

(SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM)這是計(jì)算法中一種較有代表性的方法。輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次（不包括0和π），共6個(gè)開關(guān)時(shí)刻可控。為減少諧波并簡(jiǎn)化控制，要盡量使波形對(duì)稱。圖7-9特定諧波消去法的輸出PWM波形OwtuoUd-Ud2ppa1a2a37.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法首先，為消除偶次諧波，使波形正負(fù)兩半周期鏡對(duì)稱，即其次，為消除諧波中余弦項(xiàng)，應(yīng)使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以π/2為軸線對(duì)稱OwtuoUd-Ud2ppa1a2a3同時(shí)滿足式(7-1）、(7-2）的波形稱為四分之一周期對(duì)稱波形，用傅里葉級(jí)數(shù)表示為7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法OwtuoUd-Ud2ppa1a2a3確定a1的值，再令兩個(gè)不同的an=0(n=1,3,5…)，就可建三個(gè)方程，求得a1、a2和a3。圖7-9特定諧波消去法的輸出PWM波形解讀該公式：1、利用此公式算出a12、如果要消去某一諧波，則令其為零即可，如a5=07.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法在三相對(duì)稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消?？煽紤]消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程：7.2.1

計(jì)算法和調(diào)制法一般在輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對(duì)稱，k個(gè)開關(guān)時(shí)刻可控，除用一個(gè)自由度控制基波幅值外，可消去k－1個(gè)頻率的特定諧波。k的取值越大，開關(guān)時(shí)刻的計(jì)算越復(fù)雜。除計(jì)算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在7.3節(jié)介紹。7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為：異步調(diào)制同步調(diào)制。7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制通常保持fc固定不變，當(dāng)fr變化時(shí)，載波比N是變化的在信號(hào)波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大1）異步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制2）

同步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)保持同步的調(diào)制方式，當(dāng)變頻時(shí)使載波與信號(hào)波保持同步，即N等于常數(shù)。ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud圖7-10同步調(diào)制三相PWM波形7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制2）

同步調(diào)制ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud圖7-10同步調(diào)制三相PWM波形基本同步調(diào)制方式：fr變化時(shí)N不變，信號(hào)波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。三相電路中公用一個(gè)三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對(duì)稱。為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱，N應(yīng)取奇數(shù)。fr很低時(shí)，fc也很低，由調(diào)制帶來(lái)的諧波不易濾除。fr很高時(shí)，fc會(huì)過(guò)高，使開關(guān)器件難以承受。規(guī)則：?jiǎn)栴}：怎么辦？7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制3）分段同步調(diào)制——異步調(diào)制和同步調(diào)制的綜合應(yīng)用。把整個(gè)fr范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段的N不同。在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過(guò)高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過(guò)低。圖7-11分段同步調(diào)制方式舉例

7.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制3）分段同步調(diào)制——為防止fc在切換點(diǎn)附近來(lái)回跳動(dòng)，采用滯后切換的方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時(shí)容易實(shí)現(xiàn)。

可在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來(lái)，和分段同步方式效果接近。圖7-11分段同步調(diào)制方式舉例

解讀上圖：在不同的fr頻段，N=fc/fr(載波比，圖中的斜率)不一樣7.2.3規(guī)則采樣法1）自然采樣法：按照SPWM控制的基本原理產(chǎn)生的PWM波的方法，其求解復(fù)雜，難以在實(shí)時(shí)控制中在線計(jì)算，工程應(yīng)用不多。2）規(guī)則采樣法工程實(shí)用方法，效果接近自然采樣法，計(jì)算量小得多。7.2.3規(guī)則采樣法三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點(diǎn)不和三角波(負(fù)峰點(diǎn))重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，使計(jì)算大為減化。如圖所示確定A、B點(diǎn)，在tA和tB時(shí)刻控制開關(guān)器件的通斷。脈沖寬度d

和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。

規(guī)則采樣法原理ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規(guī)則采樣法自然采樣法規(guī)則采樣法7.2.3規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法計(jì)算公式推導(dǎo)正弦調(diào)制信號(hào)波三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度(7-7)a稱為調(diào)制度，0≤a<1；已做歸一化處理wr為信號(hào)波角頻率從圖7-12得,

(7-6)ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規(guī)則采樣法17.2.3規(guī)則采樣法3）三相橋逆變電路的情況三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120°同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為d′U、d′V和d′W。同一時(shí)刻三相調(diào)制波電壓之和為零，由式(7-6)得

由式(7-7)得利用以上兩式可簡(jiǎn)化三相SPWM波的計(jì)算(7-8)(7-9)7.2.4PWM逆變電路的諧波分析使用載波對(duì)正弦信號(hào)波調(diào)制，會(huì)產(chǎn)生和載波有關(guān)的諧波分量。諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一。方波輸出7.2.4PWM逆變電路的諧波分析7.2.4PWM逆變電路的諧波分析方波輸出7.2.4PWM逆變電路的諧波分析分析以雙極性SPWM波形為準(zhǔn)。同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊情況，只分析異步調(diào)制方式。分析方法以載波周期為基礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式。盡管分析過(guò)程復(fù)雜，但結(jié)論簡(jiǎn)單而直觀。7.2.4PWM逆變電路的諧波分析c+kr)角頻率(nww1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-諧波振幅0.20.40.60.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0圖7-13，不同a時(shí)單相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。1）單相的分析結(jié)果PWM波中不含低次諧波，只含wc及其附近的諧波以及2wc、3wc等及其附近的諧波。圖7-13單相PWM橋式逆變電路雙極性輸出電壓頻譜圖7.2.4PWM逆變電路的諧波分析2）三相的分析結(jié)果公用載波信號(hào)時(shí)的情況圖7-14，不同a時(shí)三相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-0.20.40.60.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角頻率(nwc+kwr)圖7-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖諧波振幅7.2.4PWM逆變電路的諧波分析三相和單相比較，共同點(diǎn)是都不含低次諧波，一個(gè)較顯著的區(qū)別是載波角頻率wc整數(shù)倍的諧波沒(méi)有了，諧波中幅值較高的是wc±2wr和2wc±wr。SPWM波中諧波主要是角頻率為wc、2wc及其附近的諧波，很容易濾除。當(dāng)調(diào)制信號(hào)波不是正弦波時(shí)，諧波由兩部分組成：一部分是對(duì)信號(hào)波本身進(jìn)行諧波分析所得的結(jié)果，另一部分是由于信號(hào)波對(duì)載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。諧波分析小結(jié)EXAMPLE7-1ConsiderasquarewaveinverterwithVdc=100V,R=10,L=25mH,andf=60Hz.DetermineFundamentaloutputvoltageTHDforoutputvoltageandcurrentandpowerabsorbedbyloadEXAMPLE7-1solutionFundamentaloutputvoltageTHDvandTHDIEXAMPLE7-1solutionnfn(Hz)Vn(V)Zn()In(A)Pn(W)160127.313.79.27429.3318042.3301.4210530025.548.20.531.4742018.267.70.270.37954014.185.40.170.14EXAMPLE7-1solution7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)直流電壓利用率——逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力。減少器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗。正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時(shí)，輸出線電壓的基波幅值為，直流電壓利用率為0.866，實(shí)際還更低。7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)梯形波調(diào)制方法的思路采用梯形波作為調(diào)制信號(hào)，可有效提高直流電壓利用率。當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時(shí)，梯形波所含的基波分量幅值更大。ucurUurVurWuuUN'OwtOwtOwtOwtuVN'uUV7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)圖7-15梯形波為調(diào)制信號(hào)的PWM控制1）梯形波調(diào)制方法的原理及波形梯形波的形狀用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時(shí)梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長(zhǎng)后相交所形成的三角形的高。ucurUurVurWuuUN'OwtOwtOwtOwtuVN'uUV7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)圖7-15梯形波為調(diào)制信號(hào)的PWM控制1）梯形波調(diào)制方法的原理及波形σ=0時(shí)梯形波變?yōu)榫匦尾?，?1時(shí)梯形波變?yōu)槿遣?。梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波。低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為d

。7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)圖7-16，d和U1m/Ud隨s

變化的情況。圖7-17，s變化時(shí)各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。圖7-16s

變化時(shí)的d

和直流電壓利用率梯形波調(diào)制的缺點(diǎn)：輸出波形中含5次、7次等低次諧波s=0.4時(shí)，諧波含量也較少，約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。00.20.40.60.81.0d0.20.40.60.81.01.2UdU1ms0.20.40.60.81.0s5wr00.10.27wr11wr13wr圖7-17s變化時(shí)的各次諧波含量2）線電壓控制方式7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)uucr1uOwturur1uOwtur3圖7-18疊加3次諧波的調(diào)制信號(hào)對(duì)兩個(gè)線電壓進(jìn)行控制，適當(dāng)?shù)乩枚嘤嗟囊粋€(gè)自由度來(lái)改善控制性能。目標(biāo)——使輸出線電壓不含低次諧波的同時(shí)盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關(guān)次數(shù)。直接控制手段仍是對(duì)相電壓進(jìn)行控制，但控制目標(biāo)卻是線電壓。2）線電壓控制方式7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)uucr1uOwturur1uOwtur3圖7-18疊加3次諧波的調(diào)制信號(hào)鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號(hào)，也可疊加直流分量，都不會(huì)影響線電壓。疊加三次諧波在相電壓調(diào)制信號(hào)中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時(shí)，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)3）線電壓控制方式舉例（疊加3倍次諧波和直流分量）疊加up，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號(hào)的大小而變化。

圖7-19線電壓控制方式舉例7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3周期的值和三角波負(fù)峰值相等。在這1/3周期中，不對(duì)調(diào)制信號(hào)值為-1的相進(jìn)行控制，只對(duì)其他兩相進(jìn)行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式

。

優(yōu)點(diǎn)（1）在1/3周期內(nèi)器件不動(dòng)作，開關(guān)損耗減少1/3。（2）最大輸出線電壓基波幅值為Ud，直流電壓利用率提高。（3）輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調(diào)制方式。7.2.6空間矢量PWM控制SpaceVectorPWM

經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。而電流滯環(huán)跟蹤控制則直接控制輸出電流，使之在正弦波附近變化，這就比只要求正弦電壓前進(jìn)了一步。然而交流電動(dòng)機(jī)需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動(dòng)機(jī)空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。在交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)中，最終目的是使電動(dòng)機(jī)的磁鏈成為圓形的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，以獲得穩(wěn)定的電磁轉(zhuǎn)矩。

如果對(duì)準(zhǔn)這一目標(biāo)，把逆變器和交流電動(dòng)機(jī)視為一體，按照跟蹤圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)來(lái)控制逆變器的工作，其效果應(yīng)該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制”。磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電壓空間矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”?？臻g矢量的定義

交流電動(dòng)機(jī)繞組的電壓、電流、磁鏈等物理量都是隨時(shí)間變化的，分析時(shí)常用時(shí)間相量來(lái)表示，但如果考慮到它們所在繞組的空間位置，也可以如圖所示，定義為空間矢量uA0，uB0，uC0

。

電壓空間矢量

電壓空間矢量的相互關(guān)系定子電壓空間矢量：uA0

、uB0

、uC0

的方向始終處于各相繞組的軸線上，而大小則隨時(shí)間按正弦規(guī)律脈動(dòng)，時(shí)間相位互相錯(cuò)開的角度也是120°。合成空間矢量：由三相定子電壓空間矢量相加合成的空間矢量us是一個(gè)旋轉(zhuǎn)的空間矢量，它的幅值不變，是每相電壓值的3/2倍。電壓空間矢量的相互關(guān)系

當(dāng)電源頻率不變時(shí)，合成空間矢量us以電源角頻率1為電氣角速度作恒速旋轉(zhuǎn)。當(dāng)某一相電壓為最大值時(shí)，合成電壓矢量us就落在該相的軸線上。用公式表示，則有電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系

三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表示的定子電壓方程式為

近似關(guān)系當(dāng)電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速不是很低時(shí)，定子電阻壓降在式中所占的成分很小，可忽略不計(jì)，則定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關(guān)系為

磁鏈軌跡當(dāng)電動(dòng)機(jī)由三相平衡正弦電壓供電時(shí)，電動(dòng)機(jī)定子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉(zhuǎn)，磁鏈?zhǔn)噶宽敹说倪\(yùn)動(dòng)軌跡呈圓形（一般簡(jiǎn)稱為磁鏈圓）。這樣的定子磁鏈旋轉(zhuǎn)矢量可用下式表示。由前式可得上式表明：當(dāng)磁鏈幅值一定時(shí)，us的大小與1

（或供電電壓頻率f1

）成正比，其方向則與磁鏈?zhǔn)噶空?，即磁鏈圓的切線方向。六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)

（1）電壓空間矢量運(yùn)動(dòng)軌跡在常規(guī)的PWM變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，異步電動(dòng)機(jī)由六拍階梯波逆變器供電，這時(shí)的電壓空間矢量運(yùn)動(dòng)軌跡是怎樣的呢？

磁場(chǎng)軌跡與電壓空間矢量運(yùn)動(dòng)軌跡的關(guān)系如圖所示，當(dāng)磁鏈?zhǔn)噶吭诳臻g旋轉(zhuǎn)一周時(shí)，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運(yùn)動(dòng)2弧度，其軌跡與磁鏈圓重合。這樣，電動(dòng)機(jī)旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的軌跡問(wèn)題就可轉(zhuǎn)化為電壓空間矢量的運(yùn)動(dòng)軌跡問(wèn)題。

旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)與電壓空間矢量的運(yùn)動(dòng)軌跡

主電路原理圖

三相逆變器-異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)主電路原理圖

7.2.6空間矢量PWM控制SpaceVectorPWM

Six-Stepthree-phaseVoltageSourceInverterFig.Three-phasevoltagesourceinverter.7.2.6空間矢量PWM控制SpaceVectorPWM三相橋式逆變器開關(guān)狀態(tài)表

（a）開關(guān)模式分析

設(shè)工作周期從100狀態(tài)開始，這時(shí)VT6、VT1、VT2導(dǎo)通，其等效電路如圖所示。各相對(duì)直流電源中點(diǎn)的電壓都是幅值為

UAO’=Ud/2UBO’=UCO’=-Ud/2O+-iCUdiAiBidVT1VT6VT2（b）工作狀態(tài)100的合成電壓空間矢量由圖可知，三相的合成空間矢量為u1，其幅值等于Ud，方向沿A軸（即X軸）。

u1uAO’-uCO’-uBO’ABC（c）工作狀態(tài)110的合成電壓空間矢量

u1存在的時(shí)間為/3，在這段時(shí)間以后，工作狀態(tài)轉(zhuǎn)為110，和上面的分析相似，合成空間矢量變成圖中的u2

，它在空間上滯后于u1的相位為/3弧度，存在的時(shí)間也是/3

。u2uAO’-uCO’uBO’ABC（d）每個(gè)周期的六邊形合成電壓空間矢量

u1u2u3u4u5u6u7

u8

依此類推，隨著逆變器工作狀態(tài)的切換，電壓空間矢量的幅值不變，而相位每次旋轉(zhuǎn)/3

，直到一個(gè)周期結(jié)束。這樣，在一個(gè)周期中6個(gè)電壓空間矢量共轉(zhuǎn)過(guò)2弧度，形成一個(gè)封閉的正六邊形，如圖所示。7.2.6空間矢量PWM控制SpaceVectorPWM基本逆變器稱為6拍逆變器。6拍逆變器：6種工作狀態(tài)各出現(xiàn)1次，每種狀態(tài)持續(xù)60°

開關(guān)工作狀態(tài)如果，圖中的逆變器采用180°導(dǎo)通型，功率開關(guān)器件共有8種工作狀態(tài)（見(jiàn)附表），其中6種有效開關(guān)狀態(tài)；2種無(wú)效狀態(tài)（因?yàn)槟孀兤鬟@時(shí)并沒(méi)有輸出電壓）：上橋臂開關(guān)VT1、VT3、VT5全部導(dǎo)通下橋臂開關(guān)VT2、VT4、VT6全部導(dǎo)通VoltageSourceInverter(VSI)Fig.Sixinvertervoltagevectorsforsix-stepvoltagesourceinverter.SwitchingSequence:561(V1)612(V2)123(V3)234(V4)345(V5)456(V6)561(V1)5PWMMETHODS

SpaceVectorPWMBasicswitchingvectorsandSectorsBasicswitchingvectorsandsectors.6activevectors(V1,V2,V3,V4,V5,V6)AxesofahexagonalDClinkvoltageissuppliedtotheloadEachsector(1to6):60degrees2zerovectors(V0,V7)

AtoriginNovoltageissuppliedtotheload7.2.7PWM逆變電路的多重化PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關(guān)頻率、減少開關(guān)損耗、減少和載波有關(guān)的諧波分量PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路（圖7-20，圖6-21)圖7-20二重PWM型逆變電路兩個(gè)單元逆變電路的載波信號(hào)相互錯(cuò)開180°輸出端相對(duì)于直流電源中點(diǎn)N’的電壓uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波7.2.6PWM逆變電路的多重化輸出線電壓共有0、(±1/2)Ud、±Ud五個(gè)電平，比非多重化時(shí)諧波有所減少。電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數(shù)時(shí)的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高一倍。7.3PWM跟蹤控制技術(shù)PWM波形生成的第三種方法——跟蹤控制方法。把希望輸出的波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際波形作為反饋信號(hào)，通過(guò)兩者的瞬時(shí)值比較來(lái)決定逆變電路各開關(guān)器件的通斷，使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào)變化。常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。7.3PWM跟蹤控制技術(shù)

7.3.1

滯環(huán)比較方式

7.3.2

三角形比較方式

7.3.1滯環(huán)比較方式

1)

跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應(yīng)用最多。tOiii*+DIi*-DIi*圖7-23滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流圖7-22滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例基本原理把指令電流i*和實(shí)際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入。V1（或VD1）通時(shí)，i增大V2（或VD2）通時(shí)，i減小通過(guò)環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用7.3.1滯環(huán)比較方式

1)

跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應(yīng)用最多。tOiii*+DIi*-DIi*圖7-23滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流圖7-22滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例參數(shù)的影響環(huán)寬過(guò)寬時(shí)，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過(guò)窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過(guò)高，開關(guān)損耗增大。L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢；L小時(shí)，i的變化率大，開關(guān)頻率過(guò)高。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用7.3.1滯環(huán)比較方式2)三相的情況圖7-25三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形圖7-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路7.3.1滯環(huán)比較方式3)

采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(diǎn)。（1）硬件電路簡(jiǎn)單。（2）實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快。（3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。（4）和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電流中高次諧波含量多。（5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn)。7.3.1滯環(huán)比較方式4)采用滯環(huán)比較方式實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較，濾除偏差信號(hào)中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。圖7-26電壓跟蹤控制電路舉例7.3.1滯環(huán)比較方式和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋信號(hào)從電流變?yōu)殡妷?。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除。指令電壓u*=0時(shí)，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當(dāng)于一個(gè)自勵(lì)振蕩電路。u*為直流信號(hào)時(shí)，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等，正寬負(fù)窄或正窄負(fù)寬的矩形波。u*為交流信號(hào)時(shí)，只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵(lì)振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u*

相同，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。7.3.2三角形比較方式(1)基本原理不是把指令信號(hào)和三角波直接進(jìn)行比較，而是通過(guò)閉環(huán)來(lái)進(jìn)行控制。把指令電流i*U、i*V和i*W和實(shí)際輸出電流iU、iV、iW進(jìn)行比較，求出偏差，通過(guò)放大器A放大后，再去和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。圖7-27三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路7.3.2三角形比較方式(2)特點(diǎn)開關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。圖7-27三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路7.3.2三角形比較方式不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個(gè)固定的時(shí)鐘。以固定采樣周期對(duì)指令信號(hào)和被控制變量進(jìn)行采樣，根據(jù)偏差的極性來(lái)控制開關(guān)器件通斷。在時(shí)鐘信號(hào)到來(lái)的時(shí)刻，如i<i*，V1通，V2斷，使I增大。如i>i*，V1斷，V2通，使I減小。每個(gè)采樣時(shí)刻的控制作用都使實(shí)際電流與指令電流的誤差減小。采用定時(shí)比較方式時(shí)，器件的最高開關(guān)頻率為時(shí)鐘頻率的1/2。和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒(méi)有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。(3)除上述兩種比較方式外，還有定時(shí)比較方式。7.4PWM整流電路及其控制方法實(shí)用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數(shù)很低。二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路。控制PWM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1，也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。7.4PWM整流電路及其控制方法7.4.1PWM整流電路的工作原理7.4.2PWM整流電路的控制方法1．單相PWM整流電路圖7-28單相PWM整流電路7.4.1PWM整流電路的工作原理PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個(gè)電容串聯(lián)，其中點(diǎn)和交流電源連接。單相半橋電路

交流側(cè)電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的。全橋電路直流側(cè)電容只要一個(gè)就可以。單相全橋電路7.4.1PWM整流電路的工作原理(1)單相全橋PWM整流電路的工作原理正弦信號(hào)波和三角波相比較的方法對(duì)圖7-28b中的V1~V4進(jìn)行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產(chǎn)生一個(gè)SPWM波uAB。uAB中含有和正弦信號(hào)波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關(guān)的頻率很高的諧波，不含有低次諧波。7.4.1PWM整流電路的工作原理(1)單相全橋PWM整流電路的工作原理由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動(dòng)。當(dāng)正弦信號(hào)波頻率和電源頻率相同時(shí)，is也為與電源頻率相同的正弦波。us一定時(shí)，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定。改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90°，或使is與us相位差為所需角度。7.4.1PWM整流電路的工作原理圖7-29PWM整流電路的運(yùn)行方式向量圖a)整流運(yùn)行b)逆變運(yùn)行c)無(wú)功補(bǔ)償運(yùn)行d)超前角為j

dj·Us·UL·UR·UAB·Isd·Us·UR·UAB·Is·ULd·Us·UR·UAB·Is·ULd·Us·UR·UAB·Is·UL7.4.1PWM整流電路的工作原理a)整流運(yùn)行d·Us·UL·UR·UAB·Isa：滯后相角d

，和同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)。7.4.1PWM整流電路的工作原理b)逆變運(yùn)行d·Us·UR·UAB·Is·ULb：超前相角d

，和反相，逆變狀態(tài)，說(shuō)明PWM整流電路可實(shí)現(xiàn)能量正反兩個(gè)方向的流動(dòng)，這一特點(diǎn)對(duì)于需再生制動(dòng)的交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)很重要7.4.1PWM整流電路的工作原理c)無(wú)功補(bǔ)償運(yùn)行d·Us·UR·UAB·Is·ULc：滯后相角d，超前90°，電路向交流電源送出無(wú)功功率，這時(shí)稱為靜止無(wú)功功率發(fā)生器（StaticVarGenerator—SVG）。7.4.1PWM整流電路的工作原理d)超前角為j

jd·Us·UR·UABIs·ULd：通過(guò)對(duì)幅值和相位的控制，可以使比超前或滯后任一角度j

。7.4.1PWM整流電路的工作原理(2)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說(shuō)明整流狀態(tài)下:us>0時(shí)，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路。7.4.1PWM整流電路的工作原理(2)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說(shuō)明整流狀態(tài)下:us>0時(shí)，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路。7.4.1PWM整流電路的工作原理(2)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說(shuō)明整流狀態(tài)下：us>0時(shí)以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。V2通時(shí)，us通過(guò)V2、VD4向Ls儲(chǔ)能。V2關(guān)斷時(shí)，Ls中的儲(chǔ)能通過(guò)VD1、VD4向C充電。7.4.1PWM整流電路的工作原理(2)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說(shuō)明整流狀態(tài)下：us>0時(shí)以（V3、VD1、VD4、Ls）為例。V3通時(shí)，us通過(guò)VD1、V3向Ls儲(chǔ)能。V3關(guān)斷時(shí)，Ls中的儲(chǔ)能通過(guò)VD1、VD4向C充電。7.4.1PWM整流電路的工作原理(2)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說(shuō)明整流狀態(tài)下:us<0時(shí)，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路。7.4.1PWM整流電路的工作原理2．三相PWM整流電路三相橋式PWM整流電路，是最基本的PWM整流電路之一，應(yīng)用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴(kuò)展到三相。進(jìn)行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖7-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運(yùn)行狀態(tài)及圖c或