Chapter6高頻功率放大器課件

6.1概述6.2諧振功率放大器的工作原理6.3諧振功率放大器的折線近似分析法6.4晶體管高頻放大器的高頻效應(yīng)6.5高頻功率放大器的電路組成Chapter6諧振功率放大器1、使用諧振功率放大器的目的放大高頻大信號使發(fā)射機末級獲得足夠大的發(fā)射功率。2、功率信號放大器使用中需要解決的兩個問題：①高效率輸出②高功率輸出聯(lián)想對比：諧振功率放大器與高頻小信號諧振放大器；諧振功率放大器與低頻功率放大器；6.1概述3、諧振功率放大器與小信號諧振放大器的異同之處相同之處：它們放大的信號均為高頻信號，而且放大器的負載均為諧振回路。不同之處：激勵信號幅度大小不同；放大器工作點不同；晶體管動態(tài)范圍不同。諧振功率放大器波形圖小信號諧振放大器波形圖5、工作狀態(tài)：功率放大器一般分為甲類、乙類、甲乙類、丙類等工作方式，為了進一步提高工作效率還提出了丁類與戊類放大器。諧振功率放大器通常工作于丙類工作狀態(tài)，屬于非線性電路諧振功率放大器通常用來放大窄帶高頻信號(信號的通帶寬度只有其中心頻率的1%或更小)，其工作狀態(tài)通常選為丙類工作狀態(tài)(c＜90)，為了不失真的放大信號，它的負載必須是諧振回路。非諧振功率放大器可分為低頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器。低頻功率放大器的負載為無調(diào)諧負載，工作在甲類或乙類工作狀態(tài)；寬帶高頻功率放大器以寬帶傳輸線為負載。諧振功率放大器的分析方法：圖解法，解析法1、原理電路諧振功率放大器的基本電路(1)晶體管的作用是在將供電電源的直流能量轉(zhuǎn)變?yōu)榻涣髂芰康倪^程中起開關(guān)控制作用。(2)諧振回路LC是晶體管的負載(3)電路工作在丙類工作狀態(tài)外部電路關(guān)系式：晶體管的內(nèi)部特性：6.2諧振功率放大器的工作原理高頻功率放大器中各部分電壓與電流的關(guān)系（a）9高頻功率放大器中各部分電壓與電流的關(guān)系LC回路能量轉(zhuǎn)換過程回路的這種濾波作用也可從能量的觀點來解釋?；芈肥怯蒐、C二個儲能元件組成。當(dāng)晶體管由截止轉(zhuǎn)入導(dǎo)電時，由于回路中電感L的電流不能突變，因此，輸出脈沖電流的大部分流過電容C，即使C充電。充電電壓的方向是下正上負。這時直流電源VCC給出的能量儲存在電容C之中。過了一段時間，當(dāng)電容兩端的電壓增大到一定程度(接近電源電壓)，晶體管截止，電容通過電感放電，下一周期到來重復(fù)以上過程。由于這種周期性的能量補充，所以振蕩回路能維持振蕩。當(dāng)補充的能量與消耗的能量相等時，電路中就建立起動態(tài)平衡，因而維持了等幅的正弦波振蕩。3、LC回路的能量轉(zhuǎn)換過程由上式可以得出以下兩點結(jié)論：2）由式可知如果維持晶體管的集電極耗散功率Pc不超過規(guī)定值，那么提高集電極效率c，將使交流輸出功率Po大為增加。諧振功率放大器就是從這方面入手，來提高輸出功率與效率的。1)設(shè)法盡量降低集電極耗散功率Pc，則集電極效率c自然會提高。這樣，在給定P=時，晶體管的交流輸出功率Po就會增大；如何減小集電極耗散功率Pc可見使ic在ec最低的時候才能通過，那么，集電極耗散功率自然會大為減小。晶體管集電極平均耗散功率：故：要想獲得高的集電極效率，諧振功率放大器的集電極電流應(yīng)該是脈沖狀。導(dǎo)通角小于180，處于丙類工作狀態(tài)。諧振功率放大器工作在丙類工作狀態(tài)時c＜90，集電極余弦電流脈沖可分解為傅里葉級數(shù)：直流功率：輸出交流功率：Vcm-----回路兩端的基頻電壓Icm1-----基頻電流Rp------回路的諧振阻抗放大器的集電極效率：集電極電壓利用系數(shù)波形系數(shù)，通角c的函數(shù)；c越小g1(c)越大6.3.1折線法所謂折線法是將電子器件的特性曲線理想化，用一組折線代替晶體管靜態(tài)特性曲線后進行分析和計算的方法。工程上都采用近似估算和實驗調(diào)整相結(jié)合的方法對高頻功率放大器進行分析和計算。折線法就是常用的一種分析法。對諧振功率放大器進行分析計算，關(guān)鍵在于求出電流的直流分量Ic0和基頻分量Icm1。6.3諧振功率放大器的折線近似分析法折線分析法的主要步驟：1、測出晶體管的轉(zhuǎn)移特性曲線ic~eb及輸出特性曲線ic~ec，并將這兩組曲線作理想折線化處理。2、作出動態(tài)特性曲線。3、根據(jù)激勵電壓vb的大小在已知理想特性曲線上畫出對應(yīng)電流脈沖ic和輸出電壓vc的波形。4、求出ic的各次諧波分量Ic0、Ic1、Ic2……由給定的負載諧振阻抗的大小，即可求得放大器的輸出電壓、輸出功率、直流供給功率、效率等指標(biāo)。晶體管實際特性和理想折線根據(jù)理想化原理晶體管的靜態(tài)轉(zhuǎn)移特性可用交橫軸于VBZ的一條直線來表示(VBZ為截止偏壓)。由上圖可見，根據(jù)理想化原理，在放大區(qū),集電極電流只受基極電壓的控制,與集電極電壓無關(guān);在飽和區(qū)，集電極電流只受集電極電壓的控制，而與基極電壓無關(guān)。6.3.2晶體管特性曲線的理想化及其特性曲線在非線性諧振功率放大器中，常常根據(jù)集電極是否進入飽和區(qū)，將放大區(qū)的工作狀態(tài)分為三種：1)欠壓工作狀態(tài)：集電極最大點電流在臨界線的右方，交流輸出電壓較低且變化較大。2)過壓工作狀態(tài)：集電極最大點電流進入臨界線之左的飽和區(qū)，交流輸出電壓較高且變化不大。3)臨界工作狀態(tài)：是欠壓和過壓狀態(tài)的分界點，集電極最大點電流正好落在臨界線上。當(dāng)晶體管特性曲線理想化后，丙類工作狀態(tài)的集電極電流脈沖是尖頂余弦脈沖。這適用于欠壓或臨界狀態(tài)。尖頂余弦脈沖晶體管的內(nèi)部特性為：它的外部電路關(guān)系式ic=gc(eb–VBZ)(1)eb=–VBB+Vbmcost(2)ec=VCC–Vcmcost(3)將式(2)代入式(1)，得

ic=gc(–VBB+Vbmcost–VBZ) (4)當(dāng)t=c時，ic=0，代入上式得0=gc(–VBB+Vbmcosc–VBZ) (5)即

6.3.3集電極余弦電流脈沖的分解因此，知道了Vbm、VBB與VBZ各值，c的值便完全確定。將式(4)與式(5)相減，即得

ic=gcVbm(cost–cosc) (7)

當(dāng)t=0時，ic=icmax，因此

icmax=gcVbm(1–cosc)(8) (6)

將式(7)與式(8)相除，即得或

式(9)即為尖頂余弦脈沖的解析式，它完全取決于脈沖高度icmax與通角c。(9)尖頂脈沖的分解系數(shù)當(dāng)c≈120時，Icm1/icmax達到最大值。在Icmax與負載阻抗Rp為某定值的情況下，輸出功率將達到最大值。這樣看來，取c=120應(yīng)該是最佳通角了。但此時放大器處于甲類工作狀態(tài)效率太低。右圖可見：尖頂脈沖的分解系數(shù)：－波形系數(shù)由曲線可知：極端情況c=0時，此時=1，c可達100%因此，為了兼顧功率與效率，最佳通角取70左右。由于4)根據(jù)可求得最佳負載電阻：在臨界工作時，接近于1，作為工作估算，可設(shè)定=1?！白罴选钡暮x在于采用這一負載值時，調(diào)諧功率放大器的效率較高，輸出功率較大?？梢宰C明，放大器所要求的最佳負載是隨導(dǎo)通角c改變而變化的。c小，Rp大。要提高放大器的效率，就要求放大器具有大的最佳負載電阻值。在實際電路中，放大器所要求的最佳電阻需要通過匹配網(wǎng)絡(luò)和終端負載(如天線等)相匹配。

2)根據(jù)求得Vb

3)根據(jù)icmax=gcVb(1–cosc)求得icmax、Ic1、Ic0

c=70，cos70=0.342，

Ic1=icmax1(70)=20.436=0.872A

Ic0=i

cmax0(70)=20.253=0.506A

1)根據(jù)圖可求得轉(zhuǎn)移特性的斜率gc例6-1某諧振功率放大器的轉(zhuǎn)移特性如圖所示。已知該放大器采用晶體管的參數(shù)為：fT≥150MHz，功率增益Ap≥13dB，管子允許通過的最大電流IcM=3A，最大集電極功耗為Pcmax=5W。管子的VBZ=0.6V，放大器的負偏置VBB=1.4V，c=70，VCC=24V，=0.9，試計算放大器的各參數(shù)。4)求交流電壓振幅、對應(yīng)功率、效率Pc=P=–Po=2.6W<Pcmax

(安全工作)

則

5)激勵功率

因為Ap=13dB，即

1.諧振功率放大器的動態(tài)特性晶體管的靜態(tài)特性是在集電極電路內(nèi)沒有負載阻抗的條件下獲得的。如，維持基極電壓eb不變，改變集電極電壓ec

，就可求出ic–ec靜態(tài)特性曲線族。如果集電極電路有負載阻抗，則當(dāng)改變eb使ic變化時，由于負載上有電壓降，就必然同時引起eC的變化。6.3.4諧振功率放大器的動態(tài)特性與負載特性當(dāng)放大器工作于諧振狀態(tài)時，它的外部電路關(guān)系式為eb=–VBB+Vbmcost

ec=VCC–Vcmcost消去cost可得，eb=–VBB+Vbm另一方面，晶體管的折線化方程為ic=gc(eb–VBZ)得出在ic–ec坐標(biāo)平面上的動態(tài)特性曲線(負載線或工作路)方程：=gd(ec–V0)圖中示出動態(tài)特性曲線的斜率為負值，它的物理意義是：從負載方面看來，放大器相當(dāng)于一個負電阻，亦即它相當(dāng)于交流電能發(fā)生器，可以輸出電能至負載。用類似的方法，可得出在ic–eb坐標(biāo)平面的動態(tài)特性曲線。電壓、電流隨負載變化波形根據(jù)上式可作出功放的動態(tài)特性曲線如圖所示：動態(tài)線作法：AB為動態(tài)特性曲線，也稱為工作路。⑴取B點，作斜率為gd的直線；⑵取Q、A兩點，連成直線。特殊點說明⑴A點：＝0，eb達到最大，eC達到最小，iC達到最大；⑵Q點：＝90，eC＝VCC，虛擬電流IQ＝gc（－VBB－VBZ）ic–vCE坐標(biāo)平面上的動態(tài)特性曲線的作法與相應(yīng)的ic波形

2.功率放大器的負載特性——改變RP對工作狀態(tài)的影響在VCC、VBB、vb為一定，只變化放大器的負載電阻而引起的放大器輸出電壓、輸出功率、效率的變化特性稱為負載特性。電壓、電流隨負載變化波形1)

在負載電阻RP由小至大變化時，負載線的斜率由小變大，如圖中123。不同的負載，放大器的工作狀態(tài)是不同的,所得的ic波形、輸出交流電壓幅值、功率、效率也是不一樣的。2)欠壓、過壓、臨界三種工作狀態(tài)①欠壓狀態(tài)②臨界狀態(tài)根據(jù)Rp與ebmax相交在不同區(qū)域，可分為三種工作狀態(tài):③過壓狀態(tài)根據(jù)上述分析，可以畫出諧振功率放大器的負載特性曲線負載特性曲線VCC變化時對工作狀態(tài)的影響在欠壓區(qū)內(nèi)，輸出電流的振幅基本上不隨VCC變化而變化，故輸出功率基本不變；而在過壓區(qū)，輸出電流的振幅將隨VCC的減小而下降，故輸出功率也隨之下降。3.改變Vcc對工作狀態(tài)的影響在過壓區(qū)中輸出電壓隨VCC改變而變化的特性為集電極調(diào)幅的實現(xiàn)提供依據(jù)；因為在集電極調(diào)幅電路中是依靠改變VCC來實現(xiàn)調(diào)幅過程的。改變VCC時，其工作狀態(tài)和電流、功率的變化如上圖所示。VCC由小大時，對應(yīng)工作狀態(tài)由過壓臨界欠壓。Vbm變化，但VCC、VBB、Rp不變或VBB變化，但VCC、Vb、Rp不變這兩種情況所引起放大器工作狀態(tài)的變化是相同的。因為無論是Vbm還是VBB的變化，其結(jié)果都是引起ebmax的變化。由eb=VBB+Vbmcost

ebmax=VBB+Vbm當(dāng)VBB或Vbm由小到大變化時，放大器的工作狀態(tài)由欠壓經(jīng)臨界轉(zhuǎn)入過壓。4.改變Vbm或VBB對工作狀態(tài)的影響Vbm變化時電流、功率的變化當(dāng)vbm由小到大變化時，放大器的工作狀態(tài)由欠壓臨界過壓。導(dǎo)通角c的調(diào)整例6-2諧振功率放大器輸出功率Po已測出，在電路參數(shù)不變時，為提高Po采用提高Vbm的辦法。但效果不明顯，試分析原因，并指出為了達到Po明顯提高的目的，可采用什么措施?負載特性曲線基區(qū)渡越時間的影響晶體管基極體電阻rbb的影響飽和壓降Vces引線電感的影響6.4晶體管功率放大器的高頻效應(yīng)

在高頻小信號工作時，渡越角是以擴散電容的形式來表示基區(qū)渡越時間的影響的，由于信號的幅度小結(jié)電容可等效成線性的。而在大信號高頻工作時，必須考慮其非線性特性。

通過實驗，可以用示波器觀察功率放大器放大管各極電流波形隨工作頻率變化而變化的情況。高頻情況下功放管

各電極電流波形6.4.2基區(qū)渡越時間的影響在工作頻率很高，渡越角在0=10~20時，功放管各電極電流的變化情況：高頻情況下功放管各電極電流波形上述分析表明，ic的導(dǎo)通角加大，將使功率管的效率大大降低；Ib1的加大將使激勵功率增加，這會使放大器的功率增益降低，這種現(xiàn)象將隨工作頻率升高而加劇。當(dāng)頻率增高時，已經(jīng)證明基極電流的基波振值Ib1是迅速增加的，這表明b–e間呈現(xiàn)的交流阻抗顯著減小，因此rbb的影響便相對增加，要求的激勵功率將更大，這會使功率增益進一步減小。6.4.3晶體管基極體電阻rbb的影響6.4.4飽和壓降Vces大信號注入時，功率管的飽和壓降將增大，在高頻工作時，集電極體電阻也要提高，致使飽和壓降進一步增加。例如:當(dāng)f=30MHz時，實測某管的Vces=1.5V，當(dāng)f=200MHz時，Vces則可大到3.5V。

Vces的增加，會使功率放大器的輸出功率、效率、功率增益均減少。

在更高頻率工作時，要考慮管子各電極引線電感的影響，其中以發(fā)射極的引線電感影響最嚴重，因為它能使輸出輸入電路之間產(chǎn)生寄生耦合。

一般長度為10mm的引線，其電感約為10–3H，在工作頻率為300MHz時，感抗值約為1.9，若通過1A高頻電流，則會在此感抗上產(chǎn)生約1.9V的負反饋電壓。這種負反饋當(dāng)然會使輸出功率及功率增益下降，并使激勵增加。6.4.5引線電感的影響6.5.1直流饋電電路6.5.2輸出回路和級間耦合回路集電極饋電電路基極饋電電路級間耦合電路輸出匹配電路6.5高頻功率放大器的電路組成1.集電極饋電電路根據(jù)直流電源連接方式的不同，集電極饋電電路又分為串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種。6.5.1直流饋電電路饋電線路的基本組成原則1）其直流通路應(yīng)如圖（a）所示。2）其基波分量的交流流通路應(yīng)如圖（b）所示。如原理圖所示：3）其諧波分量的交流流通路應(yīng)如圖（c）所示。輸出回路為例集電極電路對各頻率成分電流的等效電路無論是串饋還是并饋都必須滿足外部電路方程：輸出回路滿足：ec=VCC–Vcmcost(3)串并饋直流供電路的優(yōu)缺點優(yōu)點：在并饋電路中，信號回路兩端均處于直流地電位，即零電位。對高頻而言，回路的一端又直接接地，因此回路安裝比較方便，調(diào)諧電容C上無高壓，安全可靠；缺點:在并饋電路中，LC處于高頻高電位上，它對地的分布電容較大，將會直接影響回路諧振頻率的穩(wěn)定性；串聯(lián)電路的特點正好與并饋電路相反。2.基極饋電電路基極饋電電路也分串饋和并饋兩種。基極偏置電壓VBB可以單獨由穩(wěn)壓電源供給，也可以由集電極電源VCC分壓供給。在功放級輸出功率大于1W時，基極偏置常采用自給偏置電路。利用發(fā)射極直流電流在發(fā)射極偏置電阻上產(chǎn)生所需的偏置的方法，稱為自偏置。這種方法具有在輸入信號幅度變化時自動穩(wěn)定輸出電壓的作用。3.輸入回路的饋電線路1）串聯(lián)饋電如圖（a）所示。基極電路兩種饋電形式2）并聯(lián)饋電如圖（b）所示。eb=–VBB+Vbmcost輸入回路滿足：3）偏置電路中的自生反偏壓圖（b）CB2和RB、CB1、LB產(chǎn)生穩(wěn)定的IB0，IB0RB自生反偏壓；CB2圖（c）主要由CE和RE產(chǎn)生穩(wěn)定的IE0，IE0RB自生反偏壓；圖（d）利用基極電流在基極擴散電阻rbb’上產(chǎn)生所需要的VBB1.級間耦合網(wǎng)絡(luò)對于中間級而言，最主要的是應(yīng)該保證它的電壓輸出穩(wěn)定，以供給下級功放穩(wěn)定的激勵電壓，而效率則降為次要問題。多級功放中間級的一個很大問題是后級放大器的輸入阻抗是變化的，是隨激勵電壓的大小及管子本身的工作狀態(tài)變化而變化的。這個變化反映到前級回路，會使前級放大器的工作狀態(tài)發(fā)生變化。此時，若前級原來工作在欠壓狀態(tài)，則由于負載的變化，其輸出電壓將不穩(wěn)定。6.5.2輸出回路和級間耦合回路對于中間級應(yīng)采取如下措施：1)使中間級放大器工作于過壓狀態(tài)，使它近似為一個恒壓源。2)降低級間耦合回路的效率?；芈沸式档秃?，其本身的損耗加大。這樣下級輸入阻抗的變化相對于回路本身的損耗而言就不顯得重要了。中間級耦合回路的效率一般為k=0.1-0.5，平均在0.3上下。也就是說，中間級的輸出功率應(yīng)為后一級所需激勵功率的3-10倍。2.輸出匹配網(wǎng)絡(luò)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)常常是指設(shè)備中末級功放與天線或其他負載間的網(wǎng)絡(luò)，這種匹配網(wǎng)絡(luò)有L型、型、T型網(wǎng)絡(luò)及由它們組成的多級網(wǎng)絡(luò)，也有用雙調(diào)諧耦合回路的。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的主要功能與要求是匹配、濾波、隔離和高效率。高頻調(diào)諧功率放大器的阻抗匹配就是在給定的電路條件下，改變負載回路的可調(diào)元件，將負載阻抗ZL轉(zhuǎn)換成放大管所要求的最佳負載阻抗Rp，使管子送出的功率P0能盡可能多的饋至負載。這就叫做達到了匹配狀態(tài)，或簡稱匹配。1)形匹配網(wǎng)絡(luò)下圖是兩種形網(wǎng)絡(luò)是其中的形式之一(也可以用T型網(wǎng)絡(luò))。圖中R2代表終端(負載)電阻，R1代表由R2折合到左端的等效電阻，故接線用虛線表示。下圖是兩種形網(wǎng)絡(luò)是其中的形式之一(也可以用T型網(wǎng)絡(luò))。圖中R2代表終端(負載)電阻，R1代表由R2折合到左端的等效電阻，故接線用虛線表示。最常見的輸出回路是復(fù)合輸出回路，如圖所示。圖中，介于電子器件與天線回路之間的L1C1回路就叫做中介回路；RACA分別代表天線的輻射電阻與等效電容；Ln、cn為天線回路的調(diào)諧元件，它們的作用是使天線回路處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，以獲得最大的天線回路電流iA，亦即使天線輻射功率達到最大。復(fù)合輸出回路(為了簡化電路，省略了直流電源及輔助元件L、C、C等)這種電路是將天線(負載)回路通過互感或其他形式與集電極調(diào)諧回路相耦合。２)復(fù)合輸出回路可以看到：從晶體管集電極向右方看去，等效為一個并聯(lián)諧振回路，如圖所示。等效電路由耦合電路的理論可知，當(dāng)天線回路調(diào)諧到串聯(lián)諧振狀態(tài)時，它反映到L1C1中介回路的等效電阻為因而等效回路的諧振阻抗為改變M就可以在不影響回路調(diào)諧的情況下，調(diào)整中介回路的等效阻抗，以達到阻抗匹配的目的。耦合越緊，即互感M越大，則反映等效電阻越大，回路的等效阻抗也就下降越多。為了使器件的輸出功率絕大部分能送到負載RA上就希望

反射電阻r>>回路損耗電阻r1衡量回路傳輸能力優(yōu)劣的標(biāo)準，通常以輸出至負載的有效功率與輸入到回路的總交流功率之比來代表。這比值叫做中介回路的傳輸效率k，簡稱中介回路效率。從回路傳輸效率高的觀點來看，應(yīng)使QL盡可能地小。但從要求回路濾波作用良好來考慮，則QL值又應(yīng)該足夠大。從兼顧這兩方面出發(fā)，QL值一般不應(yīng)小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。故有:M變化對工作狀態(tài)的影響負載特性曲線PA--天線功率Po—集電極輸出功率功率P=--電源供給功率k--中介回路效率c--集電極效率總效率1.160MHz，13W諧振功率放大電路放大器的功率增益達9dB，可向50負載供出13W功率，電路如圖所示?；鶚O采用自給偏置電路，Ib0在Lb的直流電阻上產(chǎn)生很小的負向偏置電壓，C1、C2、L1構(gòu)成T型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C1和C2，使本級的輸入阻抗等于前級放大器所要求的50匹配電阻，以傳輸最大的功率。集電極采用并饋電路。LC為高頻扼流圈，CC為高頻旁路電容。對于交流信號，放大器的輸出端采用L型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C3、C4可使50的負載阻抗變換為功率放大管所要求的最佳匹配阻抗Rp。6.5諧振功率放大器實例

2.50MHz，25W調(diào)諧功率放大電路放大器的功率增益為7dB，可給50負載輸出25W功率，電路如圖所示。本電路基極部分與上圖相同，集電極的饋電是串饋形式，L2不是高頻扼流圈，而是網(wǎng)絡(luò)元件，L2、L3、C3、C4構(gòu)成型匹配網(wǎng)絡(luò)。

在發(fā)射系統(tǒng)中常采用晶體管丙類倍頻器來獲得所需要的發(fā)射信號頻率。采用倍頻器的原因：(1)降低主振器的頻率，對頻率穩(wěn)定指標(biāo)是有利的。(2)為了提高發(fā)射信號頻率的穩(wěn)定程度，主振器常采用石英晶體振蕩器，但限于工藝，石英諧振器的頻率目前只能達到幾十MHz，為了獲得頻率更高的信號，主振后需要倍頻。(3)加大調(diào)頻發(fā)射機信號的頻移或相移，即加深調(diào)制度。(4)倍頻器的輸入信號與輸出信號的頻率是不相同的，因而可削弱前后級寄生耦合，對發(fā)射機的穩(wěn)定工作是有利的。(5)展寬通頻帶倍頻器常有三種形式：1、乘法器實現(xiàn)倍頻；2、丙類放大器倍頻，3、參量倍頻器，是利用晶體管的結(jié)電容隨電壓變化的非線性來實現(xiàn)倍頻。5.6晶體管倍頻器丙類倍頻器5.6.1原理框圖某系統(tǒng)發(fā)射信號頻率為49MHz，該頻率由16.333MHz三倍頻而來。16.333MHz振蕩器輸出接激勵級，若將輸出負載回路調(diào)諧在三次諧波頻率上即可得到49MHz的發(fā)射頻率。其如圖所示。5.6.2晶體管丙類倍頻電路與工作原理丙類倍頻器的基本電路如圖所示。Rb_自偏電阻，也可用高頻扼流圈代之，