模擬調(diào)制技術河北科技

模擬調(diào)制技術河北科技第1頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五2.調(diào)制的必要性/目的A.便于信號的發(fā)送（頻譜搬移）根據(jù)天線理論，發(fā)射天線的尺度與信號的波長滿足一定的關系式時，信號才能得到有效的發(fā)射。即

如：因此，GSM手機的工作頻段規(guī)定在900—1800MHz。B.提高信道的利用率1.調(diào)制的定義

調(diào)制：就是用待傳送信號去控制某個高頻信號的幅度、頻率、相位等參量變化的過程，即用一個信號去裝載(攜帶/運輸)另一信號。這里：控制信號稱為調(diào)制信號，被控制信號稱為載波關于調(diào)制第2頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五B.提高信道的利用率以無線電廣播的中波波段為例：可用波段范圍為530KHz~1600KHz，而語音信號的頻率范圍為300～3400Hz，經(jīng)調(diào)制后每一個廣播電臺頻道的帶寬為9K。530KHz1600KHz3009000這樣中波波段中就可以均勻分布多個電臺!!!上述即為頻分復用，它是通過采用不同載波頻率的調(diào)制完成的。只傳輸一路信號。浪費??！3.模擬調(diào)制的分類第3頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五3.調(diào)制方式分類

連模擬調(diào)制續(xù)波調(diào)制數(shù)字調(diào)制－ASK、FSK、PSK等

幅度調(diào)制(AM)*雙邊帶（DSB)*單邊帶（SSB)*殘留邊帶(VSB)幅度調(diào)制角度調(diào)制頻率調(diào)制(FM)相位調(diào)制(PM)第4頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五幅度調(diào)制就是指用待傳送信號去控制載波信號的幅度變化的過程。5.1幅度調(diào)制(線性調(diào)制)的原理

數(shù)學表達式一般模型h(t)m(t)cosctsm(t)頻域表達式第5頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.1.1常規(guī)調(diào)幅（AM）1、調(diào)制原理

時域表達式

m(t)cosctSAM(t)A0條件:

頻域表達式第6頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五2.AM信號的波形和頻譜第7頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五頻譜特點AM信號的頻譜由 載頻分量 上邊帶 下邊帶 三部分組成。帶寬：是基帶信號帶寬fH的兩倍：載頻分量載頻分量上邊帶上邊帶下邊帶下邊帶波形特點：已調(diào)波包絡完全反應調(diào)制信號變化規(guī)律；第8頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五3.功率分配假設調(diào)制信號沒有直流分量，即因此，由假設調(diào)制信號沒有直流分量，即因此，由載波功率邊帶功率可見，AM信號的總功率包括載波功率和邊帶功率兩部分只有邊帶功率才與調(diào)制信號有關，載波分量不攜帶信息。第9頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五AM信號的缺點：功率利用率比較低；(∵不攜帶信息的載波分量占據(jù)大部分功率總功率)占用頻帶寬，BAM=2fH

。(∵含有用信息的兩個邊帶)克服措施：將載波抑制掉再傳輸

抑制載波的雙邊帶調(diào)制調(diào)制效率當調(diào)制信號為單音頻時:即使在“滿調(diào)幅”（時，也稱100％調(diào)制）條件下，其值為1/3第10頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.1.2雙邊帶調(diào)制（DSB）

導致已調(diào)信號中的載波分量?。SB信號的波形和頻譜第11頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五cosw0tOtO-wcwcwOt載波反相點-wcwc021wDSB信號的波形和頻譜tOm(t)1w0第12頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

DSB信號特點:DSB信號的包絡不再與調(diào)制信號的變化規(guī)律一致，因而不能采用簡單的包絡檢波來恢復調(diào)制信號，需采用相干解調(diào)(同步檢波)。在調(diào)制信號m(t)的過零點處，高頻載波相位有180°的突變。DSB信號無載頻分量,調(diào)制效率提高.BDSB=2fH缺點：占用頻帶寬，(∵含有兩個完全相同的邊帶)克服措施：將只傳輸一個邊帶單邊帶調(diào)制第13頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.1.3單邊帶調(diào)制（SSB）1.濾波法及SSB信號的頻域表示濾波法的原理方框圖

圖中，H()為單邊帶濾波器的傳輸函數(shù)，若它具有如下理想高通特性： 則可濾除下邊帶。 若具有如下理想低通特性： 則可濾除上邊帶。第14頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五SSB信號的頻譜上邊帶頻譜圖:濾波法的技術難點第15頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五2.相移法和SSB信號的時域表示首先以單頻調(diào)制為例，然后推廣到一般情況。設單頻調(diào)制信號為，載波為，保留上邊帶:保留下邊帶

第16頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五所以,將上下邊帶合并起來可以寫為

其中:“-”表示上邊帶；“+”表示下邊帶。式中，是的希爾伯特變換。

第17頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五物理意義：將f（t）中的所有頻率成分的相位都移性質：

希爾伯特變換第18頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五SSB信號的產(chǎn)生方法：第19頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

SSB信號特點：

由于它僅包含一個邊帶，因此其功率僅為DSB的一半，是抑制載波的已調(diào)信號，它的包絡不能直接反映調(diào)制信號的變化，所以仍需采用相干解調(diào)。它目前已成為短波通信中的一種重要調(diào)制方式。對邊帶濾波器的濾波性能要求很高，實際制造這樣的濾波器非常困難。克服措施：對一個邊帶進行逐漸截止

殘留邊帶調(diào)制第20頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.1.4殘留邊帶調(diào)制（VSB）原理第21頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五(a)VSB調(diào)制器模型(b)VSB解調(diào)器模型用濾波法實現(xiàn)殘留邊帶調(diào)制的原理如下圖所示。圖中,濾波器的特性應按殘留邊帶調(diào)制的要求來進行設計。

第22頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五第23頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五第24頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

顯然，滿足這種要求的滾降特性曲線并不是惟一的，而是有無窮多個。只要殘留邊帶濾波器的特性HVSB(ω)在±ωc處具有互補對稱（奇對稱）特性，那么，采用相干解調(diào)法解調(diào)殘留邊帶信號就能夠準確地恢復所需的基帶信號。第25頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

圖殘留邊帶濾波器特性（a）殘留部分是下邊帶的濾波器特性（b）殘留部分是上邊帶的濾波器特性

第26頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.1.5模擬幅度調(diào)制的解調(diào)

解調(diào)：在通信系統(tǒng)的接收端從已調(diào)信號中恢復出基帶信號的過程。從頻域上看，解調(diào)就是將調(diào)制時搬移到載頻附近的調(diào)制信號頻譜再搬回到原來的基帶范圍內(nèi)。調(diào)幅信號的解調(diào)相干解調(diào)：利用已調(diào)信號的相位變化來恢復調(diào)制信號＝>將調(diào)幅波與本地載波相乘。非相干解調(diào)：從已調(diào)信號的幅度變化中提取調(diào)制信號。第27頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

相干解調(diào)

要求：收發(fā)兩端的載波必須做到頻率相等，相位相同（即完全同步）。須采用頻率合成技術和鎖相環(huán)技術來保證；可應用于任何類型的調(diào)幅波解調(diào)器。但是DSB與SSB必須采用這種方法；一般模型LPFSm(t)cosctSd(t)Sp(t)如：DSB解調(diào)過程第28頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五相干解調(diào)第29頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五討論：在DSB中，設本地載波信號與發(fā)送載波的頻率誤差和相位分別為試分析其對解調(diào)結果的影響。

和解：

解調(diào)器模型為

相乘輸出LPFS0(t)S

(t)經(jīng)LPF后得到

討論

分別設以下兩種特殊情況：

設時，輸出信號的幅度將受到衰減，衰減程度取決于的大小。當時，輸出信號為零。時，幅度受到衰減且符號也要改變。

第30頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五2)設時，

當兩端的載波只有頻率誤差時，解調(diào)輸出仍為雙邊帶調(diào)幅信號，但該信號的載波角頻率為，輸出信號產(chǎn)生明顯失真。通常和兩種誤差都存在，因此，兩種影響也都存在，從而不同程度的影響了通信的質量。第31頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

非相干解調(diào)

快充慢放原理：

當?shù)屯V波器的截止頻率滿足以下關系時，Uo(t)的波動小，并保證基本上接近于Ui(t)的幅值。若Ui(t)是高頻等幅波，則Uo(t)是直流電壓。（用于整流電路）若Ui(t)是調(diào)幅波，Uo(t)將隨Ui(t)的幅值成比例地變化，因此Uo(t)曲線總是接近Ui(t)的包絡。（峰值包絡檢波）第32頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.2線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能5.2.1分析模型

衡量標準:輸出信噪比和調(diào)制制度增益考慮地點:接收端解調(diào)器.前提:均值為零的加性高斯白噪聲;

理想的且與信號等寬的帶通濾波器.第33頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五 其中，ni(t)、nc(t)及ns(t)具有相同的平均功率。第34頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.2.2DSB調(diào)制系統(tǒng)的性能帶通濾波器n(t)低通濾波器＋Sm(t)ni(t)解調(diào)器輸入信噪比第35頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五經(jīng)低通濾波器后，輸出信號為解調(diào)器輸出端的有用信號功率為帶通濾波器SDSB(t)sm(t)n(t)ni(t)mo(t)no(t)低通濾波器coswct＋解調(diào)器輸出信噪比第36頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五噪聲ni(t)=nc(t)cosωct-ns(t)sinωct與相干載波cosωct相乘后，得經(jīng)低通濾波器后，解調(diào)器最終的輸出噪聲為故輸出噪聲功率為帶通濾波器SDSB(t)sm(t)n(t)ni(t)mo(t)no(t)低通濾波器coswct＋第37頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

DSB信號的解調(diào)器使信噪比改善一倍。原因是采用同步解調(diào)，輸入噪聲中的正交分量ns(t)被消除的緣故。第38頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.2.3SSB調(diào)制系統(tǒng)的性能

帶通濾波器SSSB(t)sm(t)n(t)ni(t)mo(t)no(t)低通濾波器coswct＋(1)求Si－輸入信號的平均功率第39頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五(3)求NO－輸出噪聲的功率(2)求Ni－輸入噪聲的功率(4)求SO－輸出噪聲的功率因為：與相干載波相乘后第40頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五結論：解調(diào)器的輸入和輸出信噪比：調(diào)制制度增益：在SSB系統(tǒng)中，信號和噪聲有相同表示形式，所以相干解調(diào)過程中，信號和噪聲的正交分量均被抑制掉，故信噪比沒有改善。第41頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五DSB解調(diào)器的調(diào)制制度增益是SSB的二倍。因此就說：雙邊帶系統(tǒng)的抗噪性能優(yōu)于單邊帶系統(tǒng)？比較前提：解調(diào)器的輸入噪聲功率譜密度n0/2相同； 輸入信號的功率Si也相等。具體分析如下：在殘留邊帶濾波器滾降范圍不太時，認為VSB調(diào)制系統(tǒng)的抗噪性能與SSB系統(tǒng)相同第42頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.2.4AM包絡檢波的性能數(shù)學模型第43頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

輸出信噪比：其中理想包絡檢波器的輸出就是E(t)。由上式可知，檢波輸出中有用信號與噪聲無法完全分開。因此，計算輸出信噪比是件困難的事。第44頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五大信噪比情況：我們主要考慮兩種特殊情況。

第45頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五輸出信噪比第46頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五結論

1.AM信號的調(diào)制制度增益GAM隨A0的減小而增加。2.GAM總是小于1，這說明包絡檢波器對輸入信噪比沒有改善，而是惡化了。3.可以證明，采用同步檢測法解調(diào)AM信號時，得到的調(diào)制制度增益與上式給出的結果相同。例如：對于100%的調(diào)制，且m(t)是單頻正弦信號，這時AM的最大信噪比增益為第47頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五（2）小信噪比情況第48頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五調(diào)制信號m(t)無法與噪聲分開，包絡中不存在單獨的信號項m(t)。有用信號m(t)被噪聲所擾亂，m(t)cosθ(t)只能看作是噪聲。這種情況下，輸出信噪比不是按比例地隨著輸入信噪比下降，而是急劇惡化。通常把這種現(xiàn)象稱為門限效應。開始出現(xiàn)門限效應的輸入信噪比稱為門限值。第49頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五結論

1.門限效應是由包絡檢波器的非線性解調(diào)作用引起的。

2.同步解調(diào)不存在門限效應。

3.在大信噪比情況下，AM信號包絡檢波器的性能幾乎與相干解調(diào)法相同。但當輸入信噪比低于門限值時，將會出現(xiàn)門限效應.第50頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五第51頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五第52頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五本節(jié)小結分析模型抗噪聲性能作業(yè)P1395-85-95-13第53頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.3非線性調(diào)制（角度調(diào)制）的原理非線性調(diào)制：是頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分。實現(xiàn)方法：通過改變載波的頻率和相位－角度來實現(xiàn)。分類：角調(diào)制可分為頻率調(diào)制(FM)和相位調(diào)制(PM)。第54頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.3.1角度調(diào)制的基本概念1.FM和PM信號的一般表達式

A

－載波的恒定振幅；

[ct+(t)]＝(t)

－信號的瞬時相位；

(t)－瞬時相位偏移。

d[ct+(t)]/dt=(t)－稱為瞬時角頻率

d(t)/dt

－稱為瞬時頻偏。第55頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五（1）相位調(diào)制(PM)：指瞬時相位偏移隨調(diào)制信號作線性變化，

（2）頻率調(diào)制(FM)：指瞬時頻率偏移隨調(diào)制信號成比例變化，

可見：FM和PM非常相似，如果預先不知道調(diào)制信號的具體形式，則無法判斷已調(diào)信號是調(diào)頻信號還是調(diào)相信號。

第56頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五PM信號和FM信號波形

(a)PM信號波形(b)FM信號波形

第57頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五mp=KpAm

－調(diào)相指數(shù)，表示最大的相位偏移

－調(diào)頻指數(shù)，表示最大的相位偏移

－最大角頻偏 －最大頻偏。 2.單音調(diào)制FM與PM第58頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五3.FM與PM之間的關系比較下面兩式可見如將調(diào)制信號先微分再調(diào)頻，則得到的是調(diào)相波，這種方式叫間接調(diào)相；同樣，如將調(diào)制信號先積分再調(diào)相，則得到的是調(diào)頻波，叫間接調(diào)頻。（a）直接調(diào)頻

（b）間接調(diào)頻(c)直接調(diào)相(d)間接調(diào)相第59頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五（1）時域表示式

1定義：如果FM信號的最大瞬時相位偏移滿足下式條件

則稱為窄帶調(diào)頻；反之，稱為寬帶調(diào)頻。5.3.2窄帶調(diào)頻（NBFM）第60頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五（2）頻域表示式 利用以下傅里葉變換對 可得NBFM信號的頻域表達式（設m(t)的均值為0）第61頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五（3）NBFM和AM信號頻譜的比較兩者都含有一個載波和位于處的兩個邊帶，它們的帶寬相同BNBFM=BAM=2fm不同的是，NBFM是一種非線性調(diào)制。另外，NBFM的一個邊帶和AM反相。第62頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五NBFM和AM信號頻譜的比較舉例 以單音調(diào)制為例。設調(diào)制信號 按照上兩式畫出的頻譜圖和矢量圖如下：第63頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五頻譜圖第64頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

1.寬帶調(diào)頻信號時域表達式

5.3.3寬帶調(diào)頻+-=第65頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五2.寬帶調(diào)頻信號頻域表達式

其頻譜圖第66頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五3.寬帶調(diào)頻信號的帶寬貝塞爾函數(shù)的特點：當階數(shù)n>mf+1時，Jn(mf)的數(shù)值隨著n的增加而迅速減小。實際上可認為n=mf+1，即高低邊頻的總數(shù)為2n=2(mf+1)，則調(diào)頻波的頻譜有效寬度為

2(mf+1)fm

，即頻帶寬度

它稱為卡森（Carson）公式。

理論上調(diào)頻信號的頻帶寬度為無限寬。實際上邊頻幅度隨著n的增大而逐漸減小，因此調(diào)頻信號可近似認為具有有限頻譜第67頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五當mf<<1時， 這就是窄帶調(diào)頻的帶寬。當mf>>1時，有

當任意限帶信號調(diào)制時，上式中fm是調(diào)制信號的最高頻率，mf是最大頻偏f與fm之比。例如，調(diào)頻廣播中規(guī)定的最大頻偏f為75kHz，最高調(diào)制頻率fm為15kHz，故調(diào)頻指數(shù)mf＝5，由上式可計算出此FM信號的頻帶寬度為180kHz。第68頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五4.寬帶調(diào)頻信號的功率分配

調(diào)頻信號的平均功率為第69頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.3非線性調(diào)制（角度調(diào)制）的原理

角度調(diào)制的基本概念；窄帶調(diào)頻；寬帶調(diào)頻；第70頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.3.4調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)

1.調(diào)頻信號的產(chǎn)生直接調(diào)頻法：壓控振蕩器：優(yōu)點：可以獲得較大的頻偏。缺點：頻率穩(wěn)定度不高改進途徑：采用如下鎖相環(huán)（PLL）調(diào)制器第71頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五間接法

由窄帶調(diào)頻公式

第72頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五具體方案第73頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五2.調(diào)頻信號的解調(diào)

非相干解調(diào)：小信噪比時有門限效應第74頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五相干解調(diào)：相干解調(diào)僅適用于NBFM信號設相干載波第75頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五(1)輸入信噪比1.WBFM的非相干解調(diào)分析模型2.抗噪聲性能的推導5.4調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能第76頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

假設調(diào)制信號m(t)=0，則加到解調(diào)器輸入端的是未調(diào)載波與窄帶高斯噪聲之和，即 －包絡 －相位偏移計算輸出信號平均功率

(2)輸出信噪比-----大信噪比的情況下輸入噪聲為0時，解調(diào)輸出信號為計算輸出噪聲平均功率

第77頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五在大信噪比時，當x<<1時，有arctanx

x，故由于鑒頻器的輸出正比于輸入的頻率偏移，故鑒頻器的輸出噪聲

第78頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五

理想微分電路的功率傳輸函數(shù)為

則鑒頻器輸出噪聲功率譜密度為第79頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五鑒頻器前、后的噪聲功率譜密度如下圖所示

解調(diào)器輸出（LPF輸出）的噪聲功率為:第80頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五計算輸出信噪比

3.抗噪聲性能的分析

m(t)為單頻余弦波時制度增益第81頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五結論：在大信噪比情況下，信噪比增益很高.調(diào)頻系統(tǒng)可以通過增加傳輸帶寬來改善抗噪聲性能.但是，F(xiàn)M系統(tǒng)以帶寬換取輸出信噪比改善并不是無止境的。隨著傳輸帶寬的增加輸入噪聲功率增大輸入信噪比下降門限效應。第82頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五采用“預加重”和“去加重”技術來進一步改善調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比。預加重---在調(diào)制之前,其傳輸特性隨頻率的增加而上升,目的是提高信號的高頻分量。去加重---在解調(diào)之后，傳輸特性隨頻率的增加而下降，目的是使高頻端的噪聲衰減。第83頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五5.5各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的比較

設：1.輸入功率相等Si；3.基帶信號m(t)2.加性高斯白噪聲，第84頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五輸出信噪比第85頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的性能曲線7060504030201001020304050FM:m=6

m=3DSB/SSBAM第86頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五方式B設備復雜性主要應用DSB2Bb中等(相干解調(diào))(少)模擬數(shù)據(jù)傳輸;低帶寬信號FDM系統(tǒng)AM2Bb較小(包絡檢波)無線電廣播SSBBb較大（相干解調(diào),調(diào)制器復雜）語音通信,話音頻分多路通信VSBBb

～2Bb較大（相干解調(diào),調(diào)制器復雜）數(shù)據(jù)傳輸;寬帶(電視)系統(tǒng)FM2(mf+1)Bb中等(調(diào)制器較復雜）數(shù)據(jù)傳輸;無線廣播,微波中繼各種系統(tǒng)綜合性能比較及其應用：

第87頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五1.復用的概念

“復用”是一種將若干個彼此獨立的信號，合并為一個可在同一信道上同時傳輸?shù)膹秃闲盘柕姆椒ā?.復用方式有三種基本的多路復用方式：FDM/TDM/CDM。3.復用的目的：提高頻帶利用率。4.FDM實現(xiàn)的思路：帶限、調(diào)制（頻率分配）、合成、信道、分路、解調(diào)5.6頻分復用系統(tǒng)FDM第88頁，共94頁，2023年，2月20日，星期五