低電磁騷擾開關電源的實現-基礎電子

精品文檔-下載后可編輯低電磁騷擾開關電源的實現-基礎電子0引言

電源裝置是電子電氣設備中所不可缺少的部件，開關電源以其效率高、體積小、重量輕、電壓適應性好等優(yōu)點，受到相關行業(yè)的青睞。但目前存在的缺陷是電磁騷擾大，對環(huán)境或對其他設備造成不利影響。目前對于可變負載的開關電源，筆者所了解到的產品輸出噪聲電壓也在70mV以上。設計低電磁騷擾的開關電源，也就成了許多設計人員的希望，為此提出了種種方法。本例設計要點不同于常規(guī)技術，而是采取了從源頭上對電磁噪聲進行消除，再結合一些常規(guī)措施。將電源輸出端口的噪聲電壓降至20mV以下，顯著提高開關電源的電磁兼容性指標。

1開關電源電路結構與降噪原理

該開關電源的設計目標是穩(wěn)定20V輸出，輸出電流0～2A可變，用于音響系統(tǒng)。為了突出降低電磁噪聲的處理技術，簡化電路，用單片開關電源芯片TOP224Y進行設計。TOP224Y內部已包含了PWM調制所需的所有電路以及激勵管輸出，由它激勵變壓器，開關頻率為100kHz，內部MOS激勵管的耐壓為700V，輸出功率小于45W。電路如圖1所示，該電路可以獲得更大的輸出功率，只需更改部分器件。圖1中左邊的電路R1，L1，D1，C1至C7是常規(guī)的共模濾波和整流電路，獲取約300V的直流電壓供DC-DC變換電路使用；右邊電路L5，C11等是普通的LC濾波電路；IC2，D8，R9，R10組成電壓反饋電路，形成閉環(huán)結構，穩(wěn)定電源輸出電壓；中間部分是DC-DC變換器，降噪聲的關鍵是對這一部分的電路進行適當處理。

對于中間部分電路而言，TOP224Y作為PWM控制、激勵，都是常規(guī)處理?？刂贫薈的工作電壓取自變壓器的反激勵電壓，其中D3是整流管，D4是發(fā)光二極管，用作指導燈。C端的反饋信號來自IC2的輸出。芯片的漏極輸出端D連接變壓器和R1，D2，其中R1是半導體壓敏電阻，與D2一起組成芯片限壓保護電路，防止芯片因過壓而擊穿。該項電路的激勵方式采用以正激勵為主的正、反混合激勵式，變壓器有4個繞組，其中2個是基本相似的輸出繞組n3,n4，它的同名端關系如圖2所示。

DC-DC變換后的整流管使用了三只：D5，D6和D7，沒有獨立設置續(xù)流二極管，不同于其他電源電路。D5為續(xù)流而設置的復用二極管，D6和是正激勵脈沖整流二極管，D7是反激勵電壓整流二極管。L4是DC-DC變換后的級濾波電感。在正激勵期間，變壓器輸出繞組n3經D6，L4輸出電流，級濾波電感L4中電流i4增大，同時，變壓器自身利益的激勵磁電流i1也在增大。

當正激勵結束馬上就進入反激勵階段，濾波電感L4中電流i4將從原值逐步減小。而變壓器中也會保持勵磁電流，但它是多繞組結構，勵磁電流可以出現在任意一個繞組中，各電流方向以維持原磁場方向為準。如果控制當時的濾波電感電流i4n1i1／n4，可以將變壓器磁芯中的勵磁電流全部轉移至n4繞組。也就是電流i4流經變壓器輸出繞組n4，除了維持變壓器磁芯磁場，尚有多余，其余量在n4與n3中按匝數比分配。此時，二極管D5馬上導通，二極管D6繼續(xù)導通，而二極管D7仍然截止。變壓器繞組無感生電壓，不放釋放磁場能。隨著濾波電感儲能的釋放，電流i4逐步減小，直至i4=n1i1／n4時，D6進入截止狀態(tài)?？梢奃6沒有被除數強迫截止，處理得當，可以消除其關斷噪聲。接著，變壓器開始產生反激勵電動勢而釋放儲能，二極管D7開始導通，變壓器的反激勵電壓被限制。直到變壓器儲能釋放盡，等待下一個周期的激勵。

按照這一方法處理，可以消除整流二極管D6的硬關斷噪聲，但變壓器漏感造成的芯片激勵管的硬關斷噪聲仍然存在，這里的輔助繞組可以起到一定的吸收作用。對于整流二極管的硬開通噪聲，仍采用RC電路吸收能量，降低噪聲，如圖1中的R7，C10電路。

2主要器件參數的設定

2．1確定變壓器參數

電路的正激勵電壓U為300V，根據芯片的反向耐壓參數和可靠性要求，反激電壓設為200V。開關周期為10μs，因此，其中正激勵時間為t1=4．0μs，反激勵時間為t2=6．0μs。按照15W反激勵輸出功率計算，每一個周期里變壓器儲能應該達到150μJ，即Li1m2=300μJ而Lilm=U1t1，所以有：

式中：i1m為變壓器初級線圈的電流值(單位：A)。可以算得變壓器初級繞組的電感量L0應該達到4．8mH。若該電感量取得再大一些也可以，只是反激勵能量會減小，要更多地依靠正激勵輸出。

對于變壓器初級繞組的匝數．按照40W輸出功率的要求，變壓器可以采用E128錳鋅鐵氧體磁芯，其平均磁路長度為56mm，中心磁芯截面積Ae1為77mm2。這一規(guī)格的變壓器為了避免磁芯出現磁飽和，初級繞組的少匝數為：

Bmax是變壓器磁芯允許的磁感應強度。為了達到4．8mH電量的初級繞組匝數：

顯然，繞制75匝磁路閉合時已接近磁飽和狀態(tài)。為了可靠起見，增加初級繞組匝數，控制在80～100匝間，這里取為100匝。同時，在磁路中設置氣隙以增加磁路磁阻Rm。氣隙厚度通常根據實際測試情況確定。這類單極性激勵電路將變壓器輸出繞組設計成不對稱結構。根據輸出20V輸出電壓的限制，輸出繞組n4反激電壓定為21V，變比n=200：21=9．5。反激勵輸出繞組n4的匝數根據變壓比可確定為各11匝；輸出繞組n3正激電壓定為20／0．4=50V。正激勵輸出繞組n3的匝數為100x50／300=16匝；反饋電壓采用反激勵輸出，以穩(wěn)定輸出電壓值。按照200：15計算，繞組的匝數為8匝。按照以上這些參數，合理繞制變壓器。

2．2確定級濾波電感參數

濾波電感的電感量確定原則是：在變壓器的正激勵期間，濾波電感中形成的勵磁電流i4足以維持變壓器雄姿磁芯中勵磁的需要。如果是大電流輸出，按連續(xù)濾波考慮，L4的電感量取值為：

式中：n是變壓器的反激匝比，在此為9．5；U1是原邊正激勵電壓；U2是副邊正激勵電壓；U0是電源輸出的直流電壓。如果是小電流輸出，按斷續(xù)濾波考慮，L4的電感量為：

考慮不同輸出電流均能符合續(xù)流要求，濾波電感L4的電感量可以取為45μH，這一電感量不能取得過小。

濾波器磁芯的材料一般采用粉芯磁環(huán)，它比鐵氧體磁芯的儲能值大。若選用φ22鐵粉芯磁環(huán)，其平均磁路長度為50mm，磁芯橫截面積Ac2為6×11mm2，相對磁導率為70。達到50μH的線圈匝數為：

濾波器不飽和工作電流與磁芯材料的關系為Imax=(BmaxAe2Rm／N)=(Bmaxl／μ0μτN)。由此算得允許的工作電流為16A，遠大于電源的實際輸出電流，不會出現磁飽和，可以放心使用。該濾波實際在φ22鐵粉芯磁環(huán)上繞26匝，實測為0．048mH。

2．3確定其他主要元件參數

第二級濾波電感器也采用同規(guī)格的鐵粉芯磁環(huán)，在不出現磁飽和的條件下，電感量以大為好，一般要達到100μH以上。

濾波電容的容量在體積與成本許可的條件下，以大為好，一般取1000μF左右。而且要將電解電容器與高速的CBB電容順聯合使用，以提高高頻脈沖的濾波能力。

高頻整流二極管應采用快恢復管或者肖特基管，否則，開關噪聲還是難以消除。各二極管的整流電流值在2A以上，反向耐壓參數在80V以上。為了降低共模傳導和輻射騷擾，開關電源在裝配時應該保證高頻交流信號共地結構，采取有效的電磁屏蔽等措施。

3電源測試與效果

這一例開關電源電磁騷擾抑制技術主要依靠變壓器與濾波器互相協(xié)調工作實現的，可以稱之為系統(tǒng)互補抑制噪聲技術。該電源經過實驗室測試，其輸出噪聲相比采用同樣器件的常規(guī)電源低得多。圖3是兩者輸出端口噪聲電壓波形的比較，其中，圖3(a)是普通電路的效果，圖3(b)是系統(tǒng)互補抑制噪聲技術的效果。在圖3(b)中的噪聲波形已經包含部分共模輻射噪聲波形(淡灰色部分)，實際差模噪聲電壓比圖中的幅度還要小，在20mV以下。這一點可以將示波器探頭芯線與地線短接后，單點連接電源輸出端顯示波形加以證明。如果是差模電壓，不會在單點連接時顯示在示波器上，共模噪聲電壓則會顯示。而且，不管連接在正極還是負極上，顯示波形幅度與特征均相同。共模噪聲幅度需要在接地方式和加裝外屏蔽殼進行抑制。

4結語

系統(tǒng)互補抑制噪聲技術可以大幅度地降低差模噪聲電壓輸出。從開關器件上電流、電壓變化的特點上看，這一種設計