基于MC34063的開關電源電路參數(shù)計算方法-設計應用

精品文檔-下載后可編輯基于MC34063的開關電源電路參數(shù)計算方法-設計應用開關電源以其高效率、小型、重量輕的特點被用于幾乎所有的電子設備，是電子信息行業(yè)飛速發(fā)展中不可缺少的一種電源。而在開關電源的設計中，開關電源芯片外圍電路各參數(shù)設計是關系到開關電源穩(wěn)定可靠工作非常重要的一環(huán)。MC34063是一種振蕩頻率可變的電流檢測型DC-DC轉換芯片，按照其規(guī)格書對其外圍電路設計，當負載較重時，輸出電壓往往不能穩(wěn)定在目標電壓值。針對此問題，本文對電路參數(shù)的設計方法進行改進，并且通過實驗驗證改進參數(shù)的合理性。

1MC34063電路介紹

1.1MC34063基本特性

MC34063是一單片雙極型線性集成電路，專用于直流-直流變換器控制部分。片內包含有溫度補償帶隙基準源、一個占空比周期控制振蕩器、驅動器和大電流輸出開關，能輸出1.5A的開關電流。通過不同外圍電路設計，可實現(xiàn)升壓、降壓、電壓反向等功能。其基本特點如下：輸入電壓在6~40V之間；短路電流限制；低靜態(tài)電流；輸出開關電流可達1.5A（無外接三極管）；輸出電壓可調；振蕩電容為470pF，當負載較輕時，其工作振蕩頻率從50KHz到55KHz，當負載較重時，其工作頻率可達80KHz。

1.2MC34063的工作原理

MC34063的內部結構如圖1所示。振蕩器通過恒流源對外接在CT管腳（3腳）上的定時電容不斷地充電和放電以產(chǎn)生振蕩波形。充電和放電電流都是恒定的（當負載恒定時），振蕩頻率僅取決于外接定時電容的容量。在圖1中，與門的一端接在振蕩器輸出端，在振蕩器對外充電達到某個閾值電平時振蕩器輸出翻轉為高電平。與門另一端接在比較器的輸出端，當比較器的反相輸入端低于1.25V時，比較器輸出高電平。當與門的兩輸入端都變成高電平時觸發(fā)器被置為高電平，輸出開關管導通，反之當振蕩器的電容在放電期間輸出低電平，觸發(fā)器被復位，使得輸出開關管處于關閉狀態(tài)。

圖1MC34063內部結構圖

通過檢測連接在VCC（6腳）和7腳之間采樣電阻上的壓降來完成電流限制，當檢測到電阻上的電壓降達到300mV時，電流限制電路將振蕩器的充電過程強制成放電過程，迫使振蕩器的輸出為低電平，使觸發(fā)器復位，關閉輸出開關管。

2MC34063降壓電路設計

在白色家電中，通常需要將繼電器使用的+12V轉化為數(shù)字電路使用的+5V電源。利用MC34063可以實現(xiàn)高效廉價的轉換電路。例如，將+12V轉化+5V、輸出電流為0.5A的電源，其輸出的濾波波動電壓Vop為50mV。現(xiàn)有的計算方法在對電感及輸出端電容的計算上與實際值存在一定差距。本設計通過輸出電容上電壓的變化，利用過渡過程進行分析，并計算出MC34063電路中電感L1以及輸出電容C3兩個關鍵器件的值。

根據(jù)要求，由12V變?yōu)?V，則開關電源的占空比為：

D=5/12=0.42（1）

MC34063通過的輸入電流Iimax為：Iimax/D=0.5/0.42=1.19A（2）

MC34063降壓電路如圖2所示。

圖2MC34063降壓電路+12V轉+5V

2.1電阻參數(shù)的選擇

降壓電路中電阻分為輸入端的限流電阻和回路采樣電阻。降壓電路中限流電阻R1的阻值為：

R1=Vipk/Iimax=0.3/1.19=0.252Ω（3）

故，R1選擇1%精度的0.24Ω的標準電阻值。

采樣回路電阻R2和R3要對輸出回路分流，為了減少功耗，R2與R3選擇千歐級別電阻，因此選擇R2為3.6kΩ（1%精度），R3為1.2kΩ（1%精度）。

2.2電感L1與輸出濾波電容C3的計算

本設計的振蕩電容C2采用推薦的470pF電容，這樣，開關電源芯片的工作頻率為50kHz。則開通時間Ton與關斷時間Toff分別為：

Ton=0.42/50000=8.4uS（4）

Toff=（1-0.42）/50000=11.6uS（5）

峰值電流Ipk與輸出電流Iomax：

Ipk=Vipk/R1=0.3/0.24=1.25A（6）

Iomax=D*Ipk=0.42*1.25=0.525A（7）

因濾波波動電壓Vop=50mV，則輸出的變化范圍為5/2?Vop，即［4.975V，5.025V］。輸出電容C3電壓為5.025V，電壓為4.975V，放電的初始狀態(tài)為零輸入響應（Toff狀態(tài)），則有：

考慮到鋁電解電容有20%的偏差，則C3=116uF/0.8=145uF，選擇20%精度的標準容值220uF。

在Ton狀態(tài)，根據(jù)能量守恒（L1儲能，電容C3充電，負載消耗電能）有：

電容C3的充電電流為：

?C3的充電電流大于輸入峰值電流Iipk，其原因是C3電容容量實際值比計算值大所致。所以，實際C3的充電電流與其濾波波動電壓分別為：

為避免達到芯片限制電流，電感的電流IL1按照限制電流的0.8倍來計算，即，IL1=1.25*0.8=1A。這樣，對上式整理并計算，得：L=42.08uH。由于電感有20%的偏差，則L=42.08uH/0.8=52.6uH，選擇20%精度的標準感值68uH。

2.3其他器件參數(shù)選擇

續(xù)流二極管V1一般選恢復時間短、正向導通電壓小的肖特基二極管，若選擇普通的二極管則會使DC-DC的效率降低5~10%，本設計中選擇IF=1A的1N5817肖特基二極管。

3實驗測試

對設計的電路進行實驗，開關電源芯片為ST的MC34063，輸出電容取標準值220uF，電感取68uH。限流電阻及采樣電阻均選擇1%精度。對開關電源輸出端分別測試其空載、輕載（0.1A）、重載（0.5A）時+5V的輸出情況及C2電容處的振蕩周期，波形圖如圖3、4、5所示。輸出的波動由濾波波動（紋波）和器件的開關噪聲兩部分組成，其中開關噪聲可通過在輸出電容C3兩端并聯(lián)30pF和4.7nF的電容來抑制，在本次測試中由于開關噪聲對結果影響不大，因此未對輸出端的噪聲進行處理。從表1中可知，輸出在三種負載下能較好的穩(wěn)定在+5V，輸出波動隨著負載的增加而增大，MC34063的工作頻率隨負載增加而