單相正弦波逆變電源論文范例

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單相正弦波逆變電源

單相正弦波逆變電源

目錄

一、概述二、方案論證32.1方案比較與選擇32.2方案描述3三、理論分析與計算3

3.1提高效率的方法33.2Boost電感電容參數(shù)計算33.3逆變器濾波電感選擇3四、電路與程序設(shè)計4

4.1硬件部分設(shè)計44.2軟件部分設(shè)計5五、測試方案與測試結(jié)果7

5.1測試儀器75.2測試步驟與測試數(shù)據(jù)75.3測試結(jié)果分析8六、總結(jié)七、

概述

任何電子設(shè)備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。電子設(shè)備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。傳統(tǒng)的晶體管串聯(lián)調(diào)整正弦波逆變電源是連續(xù)控制的線性正弦波逆變電源。這種傳統(tǒng)正弦波逆變電源技術(shù)比較成熟,并且已有大量集成化的線性正弦波逆變電源模塊,具有穩(wěn)定性能好、輸出紋波電壓小、使用可靠等優(yōu)點、但其通常都需要體積大且笨重的工頻變壓器與體積和重量都不得和很大的濾波器。由于調(diào)整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓穩(wěn)定，其集電極與發(fā)射極之間必須承受較大的電壓差，導(dǎo)致調(diào)整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于調(diào)整管上消耗較大的功率,所以需要采用大功率調(diào)節(jié)器整管并裝有體積很大的散熱器,很難滿足現(xiàn)代電子設(shè)備發(fā)展的要求。在近半個多世紀(jì)的發(fā)展過程中，正弦波逆變電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點而逐漸取代傳統(tǒng)技術(shù)制造的連續(xù)工作電源，并廣泛的應(yīng)用，正弦波逆變電源技術(shù)進入快速發(fā)展期。正弦波逆變電源采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)，通過控制開關(guān)的占空比調(diào)整輸出電壓。它的功耗小，效率高，正弦波逆變電源直接對電網(wǎng)電壓進行整流、濾波、調(diào)整，然后由開關(guān)調(diào)整管進行穩(wěn)壓，不需要電源變壓器，此外，開關(guān)工作頻率為幾十千赫，濾波電容器、電感器數(shù)值較小。因此正弦波逆變電源具有重量輕、體積小等優(yōu)點。另外，于

功耗小，機內(nèi)溫升低，提高了整機的穩(wěn)定性和可靠性。而且其對電網(wǎng)的適應(yīng)能力也有較大的提高，一般串聯(lián)穩(wěn)壓電源允許電網(wǎng)波動范圍為220V10%,而正弦波逆變電源在電網(wǎng)電壓在110～260V范圍變化時,都可獲得穩(wěn)定的輸出阻抗電壓。正弦波逆變電源的高頻化是電源技術(shù)發(fā)展的創(chuàng)新技術(shù),高頻化帶來的效益是使正弦波逆變電源裝置空前的小型化,并使正弦波逆變電源進入更廣泛的領(lǐng)域,特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用,扒動了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外正弦波逆變電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有深遠的意義。

目前市場上正弦波逆變電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關(guān)頻率可達幾十千赫；采用MOSFET的正弦波逆變電源轉(zhuǎn)抽象頻率可達幾百千赫。為提高開關(guān)頻率，必須采用高速開關(guān)器件。在一定范圍內(nèi)，開關(guān)頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。因此，高頻化是正弦波逆變電源的主要發(fā)展方向。高可靠性——正弦波逆變電源的使用的元器件比連續(xù)工作電源少數(shù)十倍，因此提高的可靠性。從壽命角度出發(fā)，電解電容、光耦合器及排風(fēng)扇等器件的壽命決定著電源的壽命。所以，要從設(shè)計方面著眼，盡可能使較少的器件，提高集成度。這樣不但解決了電路復(fù)雜、可靠性差的問題，也增加了保護等功能，簡化了電路，提高了平均無故障時間。正弦波逆變電源的發(fā)展從來都是與半導(dǎo)體器件及磁性元件等的發(fā)展休戚相關(guān)的。高頻化的實現(xiàn)，需要相應(yīng)的高速半導(dǎo)體器件和性能優(yōu)良的高頻電磁元件。發(fā)展功率MOSFET、IGBT等

新型高速器件,開發(fā)高頻用的低損磁性材料,改進磁元件的結(jié)構(gòu)及設(shè)計方法,提高濾波電容的介電常數(shù)及降低其等串聯(lián)電阻等,對于正弦波逆變電源小型化始終產(chǎn)生著巨大的推動作用。

總之，人們在正弦波逆變電源技術(shù)領(lǐng)域里，邊研究低損耗回路技術(shù)，邊開發(fā)新型元器件，兩者相互促進并推動著正弦波逆變電源以每年過兩位數(shù)的市場增長率向小型、薄型、高頻、低噪聲以及高可靠性方向發(fā)展。

一、系統(tǒng)方案論證與選取

1.1方案比較與選擇

方案一直接進行DC-AC變換，輸出的正弦波直接用工頻變壓器升至所需的電壓；但此方案中輸出頻率在10Hz到50Hz內(nèi)變化，采用工頻變壓器升壓，電路參數(shù)難以滿足變頻范圍內(nèi)的優(yōu)化，功耗大，效率低，故不采用該方案。

方案二先采用DC-DC電路進行升壓，再采用DC-AC電路產(chǎn)生所需的輸出正弦波形；此方案SPWM載波的頻率在不同的輸出頻率下可以基本不變，10Hz到50Hz內(nèi)濾波網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)基本穩(wěn)定、效率高，所以選此方案。1.2方案描述

本系統(tǒng)分為兩個部分，前級采用Boost進行升壓一倍產(chǎn)生48V母線電壓，后級采用全橋逆變電路將48V直流母線電壓轉(zhuǎn)換為有效值為26V正弦波。系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。

圖1總體框圖

二、理論分析與計算

2.1開關(guān)管的選擇

根據(jù)本設(shè)計要求，由于本系統(tǒng)輸入電壓低、電流大，需要選擇

較低導(dǎo)通電阻的開關(guān)器件，75N75具有導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快等優(yōu)點，選取75N75能夠符合要求。

2.2Boost電感的計算

2.2.1.升壓電路采用Boost連續(xù)模式工作，電感計算公式為：

（1-1）

其中Vo為輸出電壓，單位為V；Vd為二極管壓降，單位為V；T為周期，單位為s；Dmin為最小占空比，Io（min）為輸出電流最小值,單位為A。由公式（1-1）計算得電感L=147μH

2.2.2.電感的繞制鐵氧體磁環(huán)磁導(dǎo)率的測算：

a、測量磁環(huán)的外徑D，內(nèi)徑d，環(huán)的高度H，單位mm。

b、用漆包線穿繞10~20圈，繞緊點，不要太松，測量其電感量L

，

單位為uH，

電感量大點測算誤差小，電感量小測算誤差就會大，請根據(jù)實際需要確定穿繞的圈數(shù)N。

c、將以上數(shù)據(jù)代入下式計算出大約的磁導(dǎo)率u0u0=2500*L*(D+d)/((D-d)*H*N*N)2.2.3.濾波電容的計算

a.設(shè)定開關(guān)工作頻率：f=60kHz，輸出電流Io=1A；根據(jù)變壓器，輸入、輸出電壓求實際最大占空比Dmax=0.457；b、計算Toff、Ton：

Toff=1/f*(1-Dmax)=9.05Ton=1/f*Dmax=7.62c、計算輸出峰值電流：

d、根據(jù)輸出波形，來計算輸出電容量：

由上圖波形可知：Io減少、Uo也減小，即輸出電解電容主要維持t1到t2時間段電壓。設(shè)輸出紋波為120mV則：

e、紋波電流，一般取輸出電流的5%～20%，即Inppl=20%*1=0.2A實際每個電解電容的紋波電流為0.2A，故滿足設(shè)計要求。

f、

實際最大值

g、經(jīng)驗公式

注：ESR值需要根據(jù)實際紋波電流大小而定，實際使用值比計算值應(yīng)小得多；大概是最大值的20%左右或更小。

三、電路與程序設(shè)計

3.1、硬件部分設(shè)計3.1.1Boost升壓模塊

由于輸出功率較小，本設(shè)計采用Boost連續(xù)模式電路結(jié)構(gòu)進行升壓，電路如圖2所示。當(dāng)開關(guān)管Q1導(dǎo)通時，電源經(jīng)由電感-開關(guān)管形成回路，電感將電能轉(zhuǎn)化為磁能貯存；當(dāng)開關(guān)管Q1關(guān)斷時，電感中的磁能轉(zhuǎn)化為電能，經(jīng)由二極管-負載-電源形成回路，此時的輸出電壓為電感電壓加電源電壓，通過反饋回路調(diào)節(jié)輸出電壓，從而得到所需的母線電壓。

圖2Boost升壓模塊

3.1.2逆變器模塊

逆變電路采用了全橋電路結(jié)構(gòu)，電路如圖3所示。主控芯片產(chǎn)生的SPWM波通過兩個IR2109模塊輸出兩路互補的單極性SPWM驅(qū)動信號，使得左右橋臂產(chǎn)生輸出相位差為180，極性相反的SPWM脈沖，經(jīng)LC濾波后，得到正弦波交流電。

圖3逆變器模塊

3.1.3PWM固定頻率是由SG3525芯片產(chǎn)生。SG3525芯片的資料見如下：

引腳1：誤差放大反向輸入引腳9：PWM比較補償信號輸入端引腳2：誤差放大同向輸入引腳10：外關(guān)斷信號輸入端引腳3：振蕩器外接同步信號輸入端引腳11：輸出A

引腳4：振蕩器輸出端引腳4：振蕩器輸出端

引腳5:振蕩器定時電容接入端引腳13：輸出級偏置電壓接入端引腳6：振蕩器定時電祖接入端引腳14：輸出端B

引腳7:振蕩器放電端引腳15：偏置電源輸入端

引腳8:軟啟動電容接入端引腳16：基準(zhǔn)電源輸出端

圖中與14腳輸出兩路互補的PWM波，其頻率由與5、6管腳所連的R、C決定。PWM頻率計算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，調(diào)節(jié)6端的電阻即可改變PWM輸出頻率。同時，芯片內(nèi)部16腳的基準(zhǔn)電壓為5.1V采用了溫度補償，設(shè)有過流保護電路，5.1V反饋到2端同向輸入端，當(dāng)反向輸入端也為5.1V時，芯片穩(wěn)定，正常工作。若兩端電壓不相等，芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)自動調(diào)整將其保持穩(wěn)定。在脈寬比較起的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調(diào)節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化，由于結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)河電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無論開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有提高，目前比較理想的新型控制器。R和C設(shè)定了PWM芯片的工作頻率，計算公式為T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT。再通過R13和C3反饋回路。構(gòu)成頻率補償網(wǎng)絡(luò)。C6為軟啟動時間設(shè)定電容。

3.1.2SPWM波的原理：

在進行脈寬調(diào)制時，使脈沖系列的占空比按正弦規(guī)律來安排。當(dāng)正弦值為最大值時，脈沖寬度也最大，脈沖間隔最小，反之正弦值較小時，脈沖寬度也小，脈沖間的間隔較大。這樣的電壓脈沖系列可以使負載電流中的高次諧波成分大為減少，成為正弦波脈寬調(diào)制。3.1.3SPWM調(diào)制信號的產(chǎn)生:

要得到正弦電壓的輸出，就要使逆變電路的控制信號以SPWM方式控制功率管的開關(guān)，所得到的脈沖方波輸出再經(jīng)過濾波就可以得到正弦輸出電壓。通過SG3525來實現(xiàn)輸出正弦電壓，首先要得到SPWM的調(diào)制信號，而要得到SPWM調(diào)制信號，必須得有一個幅值在l～35V，按正弦規(guī)律變化的饅頭波，將它加到SG3525腳2，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調(diào)制波實現(xiàn)SPWM的控制電路框圖如圖3.1.3(a)所示，實際電路各點的波形如圖3.1.3(b)所示。

3.1.3電流檢測及過流保護電路設(shè)計

1.本系統(tǒng)采用霍爾傳感器將電流值轉(zhuǎn)化成電壓值，通過運算放大

器進行放大，并送入單片機進行A/D轉(zhuǎn)換。電路圖如圖4所示。當(dāng)單片機采樣的電流大于2.4A時，單片機發(fā)出過流保護并關(guān)閉逆變器輸出，5s后恢復(fù)逆變輸出，從而實現(xiàn)輸出過流保護及自恢復(fù)功能。

圖4電流檢測電路

2霍爾傳感器的工作原理：磁場平衡式霍爾電流傳感器是由原邊電路、聚磁環(huán)、霍爾元件、次級線圈、放大器等組成，如圖所示。其工作原理是磁場平衡式的，即原邊電流所產(chǎn)生的磁場，用通過次級線圈的電流所產(chǎn)生的磁場進行補償，使霍爾元件始終處于檢測零磁通的工作狀態(tài)

。

具

體

工

作

過

程

為

：

當(dāng)原邊回路有一大電流IP流過時，在導(dǎo)線周圍產(chǎn)生一個強的磁場HP，這一磁場被聚磁環(huán)聚集，并感應(yīng)霍爾元件，使其有一個信號輸出Uh，這一信號經(jīng)放大器N放大，再輸入到功率放大器中，這時相應(yīng)的功率管導(dǎo)通，從而獲得一個補償電流Is。由于這一電流要通過很多匝繞組，

多匝導(dǎo)線所產(chǎn)生的磁場Hs與原邊電流所產(chǎn)生的磁場Hp方向相反，因而相互抵消，引起磁路中總的磁場變小，使霍爾器件的輸出逐漸減小，最后當(dāng)Is與匝數(shù)相乘所產(chǎn)生的磁場Hs與Ip所產(chǎn)生的磁場Hp相等時，達到磁場平衡，Is不再增加，這時霍爾元件就處于零磁通檢測狀態(tài)。上述過程是在非常短的時間內(nèi)完成的，這一平衡的建立所需時間在１μs之內(nèi)，且是一個動態(tài)平衡過程，即：原邊電流Ip的任何變化都會破壞這一磁場平衡，一旦磁場失去平衡，霍爾元件就有信號輸出，經(jīng)放大器放大后，立即有相應(yīng)的電流流過次級線圈對其進行補償。因此從宏觀上看，次級補償電流的安匝數(shù)在任何時刻都與原邊電流的安匝數(shù)相等，即：|NpIp|=|NsIs|

其中：Np為原邊匝數(shù)，Ip原邊電流；Ns為次級匝數(shù)，Is為次級電流。所以，若已知Np、Ns，測得Is，即可得到原邊電流Ip的大小。利用同樣的原理，可進行電壓測量，只需在原邊線圈回路中串聯(lián)一個電阻R1，將原邊電流Ip轉(zhuǎn)換成被測電壓Up。即：Up=(R1+Rin)Ip=(R1+Rin)NsIs/Np式中Rin為原邊內(nèi)阻。

磁平衡式電流電壓傳感器測量輸出信號為電流形式Is。若要獲得電壓的輸出形式，用戶需在M端和電源零點之間串一只電阻Rm，并在其上取電壓Um，如圖所示，串聯(lián)電阻的大小由下式限定：

Rmmax=(Emin-Uces-IsRi)/Is

其中：Emin為電源輸出最小電壓，Ri為傳感器次級內(nèi)阻，Uces為輸出功率管的飽和壓降。

用戶可取的最大電壓為：Ummax=Rmmax╳Is

3.2軟件部分設(shè)計3.2.1變頻輸出軟件算法

由于逆變電路滿足載波頻率=基波頻率*單個正弦波輸出點數(shù)的關(guān)系；本設(shè)計將10-50Hz頻率段分成四段，每段單個正弦波輸出點數(shù)不變，通過改變載波頻率得到所需要基波頻率。系統(tǒng)保存了每段對應(yīng)長度的正弦數(shù)據(jù)表和每個頻率對應(yīng)的載波周期；當(dāng)計算某一設(shè)定頻率SPWM數(shù)據(jù)表時，通過將該頻率下的載波周期乘以該頻率所在段的正弦數(shù)據(jù)表得到對應(yīng)的SPWM數(shù)據(jù)表，輸出相應(yīng)SPWM波，就可以得到設(shè)定頻率的正弦波。

2.3.2軟件流程圖

軟件部分完成了設(shè)定頻率SPWM波計算輸出、電壓電流的采樣，變壓器及MOS管溫度的采集、過流保護及自恢復(fù)功能和系統(tǒng)信息顯示等功能。軟件流程圖見圖6。

四、測試方案與測試結(jié)果

4.1測試儀器

（1）100Ω滑動變阻器

（2）LecroywaveRunner104MXI數(shù)字示波器（3）UT52型四位半萬用表

（4）DH1718-5型雙路跟蹤直流穩(wěn)壓電源（5）ZN4116失真測試儀4.2測試步驟及數(shù)據(jù)

4.2.1輸出電壓和頻率測試：

系統(tǒng)正常運行條件下，調(diào)節(jié)滑動變阻器為15歐和50歐時，測試逆變器輸出電壓值（使用萬用表測量）和頻率（使用示波器測量）。

4.2.2逆變率測試：

使用萬用表測試負載為15歐時，輸入、輸出的電阻、電壓，從而

得到逆變率。

4.2.3輸出正弦波電壓諧波總含量THD：

使用失真度儀ZN4116測量負載為15歐、50歐和空載的THD。

表3

4.2.4-1過流保護電路測試：

定義：當(dāng)輸出電流大于設(shè)定保護值時，系統(tǒng)自動關(guān)閉輸出，形成過流保護。當(dāng)輸出電流小于設(shè)定保護值時，系統(tǒng)自動恢復(fù)正常工作狀態(tài)。

測試方法:調(diào)節(jié)滑動變阻器使輸出電流逐漸增加，記錄進行過流保護時電流。實驗測得過流保護電流為2.41A，恢復(fù)時間5秒。

4.2.4-2空載待機測試:

（1）定義：當(dāng)無負載接入時，系統(tǒng)關(guān)閉輸出進入待機模式。當(dāng)有負載接

入時，系統(tǒng)進入正常工作狀態(tài)

（2）測試方法：接入負載后斷開負載，觀察系統(tǒng)輸出狀態(tài)。（3）結(jié)果與分析：輸出端負載斷開5s后系統(tǒng)進入待機狀態(tài)，此時無輸

出。再次接入負載，系統(tǒng)就開始進入逆變工作狀態(tài)。4.2.5輸出頻率可調(diào)測試：

通過按鍵改變輸出頻率，使用示波器測試輸出波形，測得輸出頻率在10-50Hz內(nèi)連續(xù)可調(diào)。4.2.6工作參數(shù)顯示功能測試：

在電路中加入萬用表測試輸入輸出電流，使用示波器查看輸出頻率，記錄顯示參數(shù)信息進行比較。4.2.7其它功能測試：

電路功率器件溫度顯示，過溫保護功能測試：可以顯示當(dāng)前功率器件溫度；當(dāng)功率器件溫度達到過溫保護電路啟動(關(guān)閉逆變器輸出)。

4.2.7其它功能測試：

電路具有功率器件溫度顯示、過溫保護功能：可以顯示當(dāng)前開關(guān)管的溫度；當(dāng)功率器件保護溫度達到設(shè)定值時，開啟風(fēng)扇（軟件可實現(xiàn)，為了效率未在電路中加風(fēng)扇）；當(dāng)功率器件溫度達到過溫保護值時，電路啟動保護功能(關(guān)閉逆變器輸出)。4.3測試結(jié)果分析：

該單相正弦波逆變電源的輸入為24VDC，輸出有效值為26V的正弦交流電。頻率在10~50Hz范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。輸出正弦波電壓總