調(diào)頻通信電路

調(diào)頻通信電路第1頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．1引言8．2FM波和PM波信號8．3頻率調(diào)制電路8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC8．5頻率的解調(diào)電路8．6調(diào)頻接收機ASIC第2頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四

8．1引言頻率調(diào)制FM——載波的角頻率ω受控于基帶信號相位調(diào)制PM——相位θ受控于基帶信號載波振蕩信號的角度隨調(diào)制信號的幅度的變化，而載波的幅度則保持不變的一種調(diào)制。因此，又稱FM和PM為角度調(diào)制。通常將調(diào)頻和調(diào)相都看成是調(diào)頻FM，但有區(qū)別。優(yōu)點：噪聲低、系統(tǒng)保真高、效率高缺點：頻帶寬、收發(fā)通信設備復雜。第3頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．1FM波和PM波信號分析

1．FM和PM波形

FM波是基帶調(diào)制信號去調(diào)變載波的角頻率。載波的瞬時角頻率可表示為與調(diào)頻電路有關的比例常數(shù),單位為rad/V已調(diào)的瞬時相角為第4頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．1FM波和PM波信號分析

1．FM和PM波形

FM已調(diào)波表達式:

PM波是基帶調(diào)制信號去調(diào)變載波的相角，載波的瞬時相角為

PM已調(diào)波表達式為式中，kp為與調(diào)相電路有關的比例常數(shù)，單位為rad/V。第5頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．1FM波和PM波信號分析

1．FM和PM波形對于單音頻調(diào)制:

FM波的表達式PM波的表達式

第6頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．1FM波和PM波信號分析

1．FM和PM波形正弦信號對正弦載波的調(diào)頻和調(diào)相用單音頻調(diào)制信號對正弦載波進行調(diào)制時的FM和PM波形.可以看出,除了它們的時間關系(相位)外,FM和PM波形是一樣的.調(diào)頻波調(diào)相波第7頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．1FM波和PM波信號分析

2．調(diào)制指數(shù)和最大頻偏Mf

為調(diào)頻指數(shù)。Mf和UΩm、Ω及Δfm的關系為：Mp為調(diào)相指數(shù)，其值與調(diào)制信號的幅度UΩm成正比，即

FM波PM波第8頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．1FM波和PM波信號分析

2．調(diào)制指數(shù)和最大頻偏兩種調(diào)角波的最大角頻偏Δωm和最大頻偏Δfm可分別表示:PMΔωm=2πΔfm=kpUΩmΩ=MpΩFM Δωm=2πΔfm=kfUΩm=MfΩFM和PM波雖然都是基帶調(diào)制信號調(diào)變了瞬時相角，但兩種調(diào)制形成的已調(diào)波的最大頻偏Δfm是不同的。

FM的Δfm僅與調(diào)制信號的幅度UΩm成正比，而與調(diào)制信號的頻率無關。

PM的Δfm則與UΩm和Ω的乘積成正比，即Δfm還與調(diào)制信號的頻率成正比。第9頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．2FM波的功率分布和有效帶寬1．FM波的頻譜結構就功率分布單音調(diào)制的調(diào)頻信號用指數(shù)函數(shù)表示式中，Re[x(t)]表示函數(shù)x(t)的實部.它的付里葉級數(shù)展開式為是Ω的周期性函數(shù)，第10頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．2FM波的功率分布和有效帶寬1．FM波的頻譜結構就功率分布式中的Jn(Mf)是系數(shù)為Mf的n階第一類貝塞爾函數(shù)(BesslFunctionofTheFirstKind)，Jn(Mf)的表達式為Jn(Mf)=J-n(Mf),頻譜的載頻為兩邊對稱.Jn(Mf)=J-n(Mf),以頻譜為中心頻譜成兩邊負對稱.第11頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．2FM波的功率分布和有效帶寬1．FM波的頻譜結構就功率分布Jn(Mf)隨Mf變化的曲線

n為奇數(shù)的上、下邊頻分量的振幅相等,但極性相反,即兩邊成負對稱;n為偶數(shù)的上、下邊頻分量的振幅相等,而極性則相同,即兩邊對稱。而且,載頻和各邊頻分量的振幅均隨Mf而變化。Mf

=0.5、1、5時的FM信號頻譜第12頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．2FM波的功率分布和有效帶寬調(diào)制指數(shù)載波邊頻對MfJ0J1J2J3J4J5J6J7J8J9J10J11J12J13J140.001.00－

－－－－

－－－－－－－－－0.250.980.12

－－－－

－－－－－－－－－0.50.940.240.03－－－

－－－－－－－－－1.00.770.440.110.02

－－

－－－－－－－－－1.50.510.560.230.060.01－

－－－－－－－－－2.00.220.580.350.130.03－

－－－－－－－－－2.40

0.52

0.430.200.060.02

－－－－－－－－－2.5-0.050.500.450.220.070.020.01

－－－－－－－－3.0-0.260.340.90.310.130.040.01

－－－－－－－－4.0-0.40

-0.07

0.360.430.280.130.05

0.02

－－－－－－－5.0-0.18

-0.33

0.50.360.390.260.130.05

0.02－－－－－－5.450

-0.34

-0.12

0.260.400.320.190.09

0.030.01－－－－－6.00.15

-0.28

-0.24

0.110.360.360.250.13

0.060.02－－－－－7.00.30

0.00

-0.30

-0.17

0.160.350.340.23

0.130.060.02－－－－8.00.17

0.23

-0.11

-0.29-0.10

0.190.340.32

0.220.130.060.03－－－8.650

0.27

0.06

-0.24

-0.23

0.030.260.34

0.280.180.100.050.02

－－9.0-0.09

0.25

0.14

-0.18

-0.27

-0.06

0.200.33

0.310.210.120.060.030.01

－10.0

-0.25

0.05

0.25

0.06

-0.22

-0.23

-0.010.22

0.320.290.210.120.06

0.030.01表8．2．1第一類貝塞爾函數(shù)Jn(Mf)

Mf

=0時不產(chǎn)生邊頻,Mf增大,邊頻數(shù)就增多.Jn表示值是相對載頻振幅而言.Mf

<1時,高次邊頻振幅越來越小,在n>Mf以后,Jn(Mf)下降得很快.這時估算FM波的帶寬很有利.由FM波的頻譜也可知FM調(diào)制不再是頻譜搬移,而是一種非線性調(diào)制.第13頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．2FM波的功率分布和有效帶寬2．FM波的有效帶寬

FM波的帶寬是調(diào)制信號頻率和Mf的函數(shù)，在頻譜中產(chǎn)生了很多組邊頻，因此當調(diào)制信號相同時，F(xiàn)M波的帶寬明顯寬于調(diào)幅波。對Mf<<1的FM中，大多數(shù)信號的信息都在第1對邊帶上，需要的最小帶寬大約是調(diào)制信號最高頻率的兩倍，即這種Mf

<<1的FM類似于AM，通常稱之窄帶FM。第14頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．2FM波和PM波信號

8．2．2FM波的功率分布和有效帶寬2．FM波的有效帶寬根據(jù)貝賽爾函數(shù)，讓FM波的所有明顯邊帶都通過的實際帶寬等于調(diào)制信號最高頻率和明顯邊頻的乘積的兩倍:Carson規(guī)則認為，F(xiàn)M波所需的帶寬大約是最大頻率偏移與調(diào)制信號最高頻率之和的兩倍:n為明顯邊頻數(shù)目當Mf

<<1時,B≈2Fmax,是窄帶FM。當Mf>>1時，B≈2Δfm,是寬帶FM。

第15頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．3頻率調(diào)制電路調(diào)頻波產(chǎn)生的方法直接調(diào)頻法——直接調(diào)頻是將調(diào)制信號去直接調(diào)變載頻振蕩器的振蕩頻率，使其不失真地反映調(diào)制信號的變化規(guī)律。間接調(diào)頻法——不直接調(diào)變載頻頻率,而通過調(diào)相方法或調(diào)幅的方法來實現(xiàn)調(diào)頻波。第16頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻1．變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路在振蕩回路中影響振蕩頻率的回路元件參數(shù)，只要用調(diào)制信號uΩ(t)去控制其參數(shù)值，使載頻振蕩頻率按uΩ(t)規(guī)律變化，就可以實現(xiàn)直接調(diào)頻。常用的載頻振蕩器為LC振蕩器.如果將變?nèi)荻O管的可控電容參與回路電容,并用調(diào)制信號uΩ(t)去控制變?nèi)荻O管的電容量,就可直接調(diào)變LC振蕩器的振蕩頻率,構成變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路.圖8．3．1變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路第17頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻1．變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路圖所示的變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路是用在VHF波段的220MHz調(diào)頻振蕩器,當變?nèi)荻O管上加上調(diào)制信號uΩ(t)控制以后,變?nèi)荻O管的受控電容可表示為:構成振蕩器的振蕩回路振蕩角頻率為：對載頻視短路150pF150pF第18頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻1．變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路變?nèi)莨茉陟o工作點上的結電容Cj(0),是u=0時的零偏置結電容.UQ是加在變?nèi)莨苌系姆雌妷褐?UB為變?nèi)莨躊N結的內(nèi)建電位差,通常UB≈0.7V.變?nèi)荻O管的受控電容：u是加在變?nèi)莨艿牡刃Э刂齐妷?第19頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻1．變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路該調(diào)頻振蕩器振蕩角頻率的受控特性:單音頻調(diào)制uΩ(t)=UΩmcosΩt時,變?nèi)莨艿刃Э刂齐妷簎:振蕩角頻率受控特性：代入第20頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻1．變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路將上式用傅里葉級數(shù)展開分析得,單音調(diào)頻時的最大角頻偏：中心角頻率ωC的偏離值:二次諧波失真分量的最大角頻偏:振蕩角頻率受控特性：第21頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻2．晶體振蕩器調(diào)頻電路晶體振蕩器調(diào)頻電路是將變?nèi)荻O管和石英諧振晶體串聯(lián)或并聯(lián)后，接入振蕩回路構成的調(diào)頻振蕩器。該調(diào)頻振蕩器的輸出中心頻率(即載頻)為60MHz,可獲頻偏大于37kHz的線性調(diào)頻.第22頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻3．鎖相調(diào)頻電路與鎖相調(diào)頻頻率合成器鎖相調(diào)頻是能穩(wěn)定中心頻率的寬頻偏直接調(diào)頻電路。直接鎖相調(diào)頻框圖第23頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻3．鎖相調(diào)頻電路與鎖相調(diào)頻頻率合成器鎖相調(diào)頻環(huán)線性化相位模型框圖環(huán)路對調(diào)制信號uΩ(s)的傳遞函數(shù)為環(huán)路鑒相器的鑒相增益VCO的壓控靈敏度環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)第24頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻3．鎖相調(diào)頻電路與鎖相調(diào)頻頻率合成器輸出調(diào)頻波的頻偏Δω(t)=dθo(t)/dt調(diào)頻環(huán)路的調(diào)頻傳遞函數(shù):要實現(xiàn)鎖相直接調(diào)頻，就要求環(huán)路的三分貝截止頻率設計在低于調(diào)制信號頻帶的下限頻率。這種調(diào)頻往往也稱它為環(huán)內(nèi)帶外直接調(diào)頻。高通函數(shù)第25頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．1直接調(diào)頻3．鎖相調(diào)頻電路與鎖相調(diào)頻頻率合成器調(diào)頻頻率合成器的調(diào)頻傳遞函數(shù):實用中移動臺往往要使用很多頻道,載頻要經(jīng)常切換,為此就設計出了直接鎖相調(diào)頻頻率合成器。高通函數(shù)第26頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻

1．可變移相法間接調(diào)頻電路FM已調(diào)波:PM已調(diào)波:如果將調(diào)制信號先進行積分,用積分以后的信號去控制調(diào)相，那么得到的已調(diào)波就是調(diào)制信號uΩ(t)的調(diào)頻波。該調(diào)頻方法——間接調(diào)頻。間接調(diào)頻原理框圖第27頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻1．可變移相法間接調(diào)頻電路目前實現(xiàn)調(diào)相的方法主要有三種：第一種：控制LC回路的相移——可變移相法；第二種：矢量合成法——相乘調(diào)幅合成法；第三種：脈沖移相法調(diào)相。第28頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四并聯(lián)諧振回路 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻1．可變移相法間接調(diào)頻電路圖8．3．7變?nèi)荻O管可變移相法間接調(diào)頻電路在調(diào)制信號為零時,L1、C4、C5和CjQ諧振在輸入載頻ωC上.此時回路呈純阻特性,相移為零.當uΩ(t)經(jīng)積分電路積分后形成u’Ω(t)=,載頻相移按u’Ω(t)規(guī)律變化.

第29頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻1．可變移相法間接調(diào)頻電路對于單音頻調(diào)制信號,經(jīng)RC積分網(wǎng)絡積分以后,u’Ω(t)為第30頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻1．可變移相法間接調(diào)頻電路kp為與調(diào)相電路有關的比例常數(shù)調(diào)相指數(shù)第31頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻1．可變移相法間接調(diào)頻電路對于圖8．3．7的LC并聯(lián)移相回路經(jīng)分析可得該比例常數(shù):n為變?nèi)荻O管的變?nèi)葜笖?shù),Qe為LC并聯(lián)移相回路的品質(zhì)因素。最大角頻偏:第32頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻2．矢量合成法間接調(diào)頻電路單音調(diào)制時的調(diào)相信號:假設初始相位θo=0。

對于窄帶調(diào)相,可見窄帶調(diào)相波可以近似由載頻信號和一個與載波相差90o的雙邊帶信號相加組成。第33頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻2．矢量合成法間接調(diào)頻電路如果用矢量表示,則窄帶調(diào)相信號矢量就是載波信號矢量和與它成正交的雙邊帶信號矢量的合成矢量。因此,用這一原理實現(xiàn)窄帶調(diào)相的方法稱之矢量合成法。由于雙邊帶信號是采用相乘調(diào)幅方法產(chǎn)生,稱之相乘調(diào)幅合成法。將調(diào)制信號uΩ(t)先進行積分,然后送去進行矢量合成法調(diào)相,這樣就實現(xiàn)了矢量合成法間接調(diào)頻.第34頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻

2．矢量合成法間接調(diào)頻電路矢量合成法間接調(diào)頻框圖積分后的調(diào)制信號u’Ω(t)與移相90o的載頻信號在相乘電路中產(chǎn)生與載頻正交的雙邊帶信號,再與載頻信號相加產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號.這兒的載頻振蕩器是高穩(wěn)定的晶體振蕩器,其振蕩頻率是調(diào)頻電路輸出載頻的1/N倍.第35頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻3．脈沖移相法調(diào)相實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻如果用積分以后的調(diào)制信號u’Ω(t)去調(diào)制重復頻率為載頻的矩形脈沖寬度,產(chǎn)生脈寬受u’Ω(t)控制的脈寬調(diào)制(PWM)信號,再將該PWM信號作為鎖相環(huán)的輸入?yún)⒖夹盘?則在環(huán)路鎖定以后其輸出信號就是調(diào)制信號uΩ(t)的調(diào)頻波。這種調(diào)頻方法稱為脈沖移相間接鎖相調(diào)頻(PWM間接鎖相調(diào)頻)。PWM間接鎖相調(diào)頻原理框圖第36頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻3．脈沖移相法調(diào)相實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻實現(xiàn)脈寬調(diào)相的具體電路是電壓比較器,它將u’Ω(t)與鋸齒波信號uS(t)進行比較,得到由u’Ω(t)調(diào)制的PWM信號.PWM信號的脈寬τ由uS(t)和u’Ω(t)的交點決定。u’Ω(t)信號切割鋸齒波產(chǎn)生PWM信號第37頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻假設鋸齒波uS(t)的幅度為USm,周期為TS.調(diào)制脈寬:反映了脈寬τ(t)與u’Ω(t)的線性受控關系第38頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻3．脈沖移相法調(diào)相實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻若u’Ω(t)＝0，則τ0＝TS/2為參考相位。脈寬τ(t)與TS/2之差θi(t)正比于調(diào)制信號，該相位差θi(t)就是伺服環(huán)的輸入相位:調(diào)制脈寬:第39頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2間接調(diào)頻為分析鎖相調(diào)頻特性,用線性化模型表示圖8．3．9PWM間接鎖相調(diào)頻原理框圖3．脈沖移相法調(diào)相實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻第40頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2間接調(diào)頻電壓比較器的比較系數(shù)Km＝2π/USm，積分器為簡單的RC積分電路,則有3．脈沖移相法調(diào)相實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻第41頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻3．脈沖移相法調(diào)相實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻調(diào)制環(huán)輸入相位與調(diào)制信號的關系:調(diào)制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù):式中Rf、Cf為調(diào)制環(huán)的環(huán)路濾波器參數(shù)。拉氏變換第42頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．3頻率調(diào)制電路

8．3．2 間接調(diào)頻3．脈沖移相法調(diào)相實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻伺服環(huán)調(diào)制特性:顯然要求選擇高于調(diào)制信號頻帶的環(huán)路截止頻率,讓調(diào)制信號能全部通過環(huán)路,實現(xiàn)間接鎖相調(diào)頻。由于PWM參考信號的產(chǎn)生在環(huán)路以外，故又稱這種間接調(diào)頻為環(huán)外帶內(nèi)鎖相跟蹤調(diào)頻。調(diào)制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù):低通特性第43頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四 8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．1 直接調(diào)頻發(fā)射機ASIC將音頻放大器（即基帶信號放大器）、射頻振蕩器、調(diào)制器、已調(diào)信號放大器、功放電路等(如圖4．1所示直接調(diào)制發(fā)射系統(tǒng))集成在一個單片芯片內(nèi)，就構成了一個小功率發(fā)射系統(tǒng)專用集成電路(ASIC)，即直接調(diào)頻發(fā)射機ASIC。我們現(xiàn)在以Motorola的MC2833為例介紹直接調(diào)頻發(fā)射系統(tǒng)ASIC的電路原理和應用。

MC2833的射頻輸出端14腳的輸出功率均為-30dBm，因此是微功率FM發(fā)射ASIC。MC2833片內(nèi)有兩只作射頻放大器用的晶體三極管，若用這兩只片內(nèi)三極管作射頻放大，則輸出功率可達10dBm，所以MC2833又稱小功率FM發(fā)射機ASIC。第44頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．1 直接調(diào)頻發(fā)射機ASICMC2833片內(nèi)功能與測試電路第45頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．1 直接調(diào)頻發(fā)射機ASICMC2833內(nèi)電路圖第46頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．1 直接調(diào)頻發(fā)射機ASICMC2833單片F(xiàn)M發(fā)射機電路該發(fā)射機輸送到50Ω天線上的功率是10mW(10dBm),諧波抑制在50dB以上,最大調(diào)制頻偏為15~30kHz。第47頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASIC

2833是采用可變電抗直接調(diào)頻的FM發(fā)射系統(tǒng)ASIC,電路框圖可用如圖8．4．4(a)所示表示,這是一種典型的直接調(diào)頻發(fā)射機集成化電路。圖8．4．4(b)是采用鎖相環(huán)(PLL)實現(xiàn)調(diào)頻的發(fā)射系統(tǒng),控制射頻輸出放大器還可以實現(xiàn)數(shù)字調(diào)幅ASK。Motorola公司的MCl3175,MCl3176就是采用這種PLLFM發(fā)射系統(tǒng)方案集成化的ASIC。(a)典型的直接調(diào)頻發(fā)射系統(tǒng)集成框圖

(b)PLLFM發(fā)射系統(tǒng)集成框圖發(fā)射系統(tǒng)集成化框圖第48頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASIC

MC13175/176是UHF波段的單片集成FM/AM發(fā)射機ASIC,片內(nèi)集成有考畢茲型參考頻率振蕩器、射頻放大器和分頻器N(MCl3175的N=8、MC13176的N=32)、鑒相器、電流控制型UHFRF振蕩器CCO等組成的PLL。第49頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASICCCO電路原理①、④腳端的三極管T1、T2和差分放大管T3、T4組成負阻器件。①、④端接振蕩線圈，片內(nèi)T1～T4的基射極間電容Cb’e作并聯(lián)回路電容。Cb’e為eb結正向擴散電容，其容量與射極電流成正比?？刂芓1～T4的射極電流，就可控制Cb’e，即控制振蕩頻率。T5～T7為可控電流源。第50頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASICMCl3176組成的320MHzFM發(fā)射機原理電路圖第51頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASIC鎖相環(huán)環(huán)內(nèi)調(diào)頻發(fā)射機該發(fā)射機在傳輸話音時,由于話筒輸出信號較小,需要外接話筒放大器,圖中集成運放MC33171組成話筒放大器。該發(fā)射機的參考晶振頻率fref=10MHz,所以輸出射頻fR=32×10=320MHz。VCC=3V時,射頻輸出功率為3.5dBm。第52頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASIC調(diào)變晶振參考頻率的PLLFM發(fā)射機這是一種PLL調(diào)頻的環(huán)外調(diào)頻方案。圖中音頻或數(shù)據(jù)通過RFC3阻流電感調(diào)變兩只變?nèi)莨艿娜萘?從而調(diào)變參考頻率fref。環(huán)路鎖定后,輸出頻偏將擴大32倍。第53頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASIC320MHzASK發(fā)射機電路第54頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．4調(diào)頻發(fā)射機ASIC

8．4．2 PLLFM/AM發(fā)射機ASIC圖8．4．9所示為320MHzASK發(fā)射機電路。二進制數(shù)據(jù)碼采用OOK調(diào)制，即二進制碼通過3．3kΩ電阻送入16腳，控制片內(nèi)射頻放大器的增益，實現(xiàn)二進制的“傳號1”和“空號0”的射頻ASK脈沖串輸出。若用于AM模擬調(diào)幅時，則應考慮片內(nèi)射頻放大器的線性范圍。為了得到良好的調(diào)制線性度，調(diào)制信號的動態(tài)范圍應處于輸出功率的線性區(qū)。通常這兩片ASIC的輸出功率線性區(qū)在-2.3dBm～-41.5dBm，在VCC＝3V，ICC＝16mA時線性區(qū)的平均輸出功率為-22.5dBm。第55頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．1 斜率鑒頻電路斜率鑒頻技術是先將FM波通過線性頻率振幅轉換網(wǎng)絡，使輸出FM波的振幅按照瞬時頻率的規(guī)律變化，而后通過包絡檢波器檢出反映振幅變化的解調(diào)信號，實現(xiàn)模型框圖如圖8．5．1所示。斜率鑒頻器實現(xiàn)模型第56頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．1 斜率鑒頻電路為獲得線性的頻率幅度轉換特性,總使輸入FM波的載頻處在LC并聯(lián)回路幅頻特性曲線斜坡的近似直線段中點，用LC并聯(lián)諧振網(wǎng)路幅頻特性曲線的斜坡來實現(xiàn)頻率與幅度的轉換單失諧回路就可以將輸入的等幅FM波轉變?yōu)榉确从乘矔r頻率變化的FM波，而后通過二極管包絡檢波器進行包絡檢波解出原調(diào)制信號完成鑒頻功能。第57頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．1斜率鑒頻電路一種實用的斜率鑒頻電路

圖中

L1和C1、C2構成頻率幅度線性轉換網(wǎng)絡,將輸入FM波電壓uS(t)轉換為兩個幅度按FM波瞬時頻率變化的FM波電壓u1(t)和u2(t).由差分放大器放大以后輸出原調(diào)制信號uΩ(t),完成鑒頻功能.第58頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．1 斜率鑒頻電路頻幅轉換特性曲線和鑒頻特性曲線圖中ω1和ω2分別是L1、C1、C2頻幅轉換網(wǎng)絡的兩個諧振角頻率：由圖中可知，該鑒頻器的線性鑒頻范圍很寬，而且已沒有直流和高次諧波輸出。實踐應用中L1為可調(diào)電感，調(diào)節(jié)L1可以改變鑒頻特性，包括中心頻率、線性鑒頻范圍以及鑒頻特性曲線的對稱性等。第59頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路移相乘積鑒頻可簡稱乘積型鑒頻，它是將輸入FM波通過頻相轉換網(wǎng)絡變換為調(diào)頻調(diào)相波，再與輸入FM波相乘鑒相實現(xiàn)解調(diào)。這種鑒頻方法是目前應用極為廣泛的FM波的解調(diào)技術。現(xiàn)代調(diào)頻通信機包括移動通信機的接收通道集成電路的調(diào)頻解部分幾乎都采用乘積型鑒頻電路。圖8．5．5是下面將介紹的FM接收通道集成電路MC3361的鑒頻電路，這是一個典型的集成化的乘積型鑒頻電路，以下就對該電路分析介紹。第60頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路圖8．5．5MC3361的鑒頻電路第61頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路圖8．5．6乘積型鑒頻電路原理第62頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路移相網(wǎng)絡頻率特性：第63頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路ζ為移相網(wǎng)絡的廣義失諧量:Q為LC回路的品質(zhì)因素,Q=R/ωoL,fo為移相網(wǎng)絡的諧振頻率:移相相移量:移相網(wǎng)絡頻率特性：第64頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路若輸入調(diào)頻信號uS為則移相網(wǎng)絡輸出信號u’S為第65頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路若令經(jīng)移相網(wǎng)絡移相以后的輸出為

uS和u’S送入MC3361(或MC3359)片內(nèi)雙差分對模擬相乘器相乘，便可對調(diào)頻波實現(xiàn)解調(diào)。由圖8．5．5所示的MC3361片內(nèi)雙差分對模擬相乘電路中可知，T82、T83接成二極管，其導通電阻Ron一般為200～300Ω，R74＝R75＝1.6kΩ。由限幅中放送來的USm一般在100mV以上，而經(jīng)移相網(wǎng)后的U’Sm則一般小于26mV。第66頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路

I81為T81中恒流，RL=Ron+R74,K2[ω(t)]為雙向開關函數(shù):忽略三次諧波以上項所以圖8．5．5中相乘器的輸出電壓為第67頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路式中二倍頻經(jīng)低通濾波器后可以濾除，假設濾波器傳輸系數(shù)為1，則鑒頻輸出uo為MC3361對輸入調(diào)頻波信號的解調(diào)輸出電壓第68頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路

當移相網(wǎng)絡的頻相特性成近似線性關系時，φ一般較小，在-23o<φ<23o范圍。所以有第69頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．2 移相乘積鑒頻電路ζ為移相網(wǎng)絡的廣義失諧量Q<100,f-fo≤±8kHzfo=fI=455kHz鑒頻輸出:第70頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．3 PLL鑒頻電路如果PLL的環(huán)路帶寬設計得足夠寬，當輸入FM波時，就能使VCO精確地跟蹤FM波的反映調(diào)制信號規(guī)律的瞬時頻率變化，產(chǎn)生具有與輸入FM波相同調(diào)制規(guī)律的輸出調(diào)頻波。只要VCO的頻率控制特性是線性的，則VCO的控制電壓uC(t)，就是所需的不失真解調(diào)輸出電壓uΩ(t)。圖8．5．7PLL鑒頻電路框圖第71頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．3 PLL鑒頻電路假設VCO的頻率控制特性是線性的，輸出角頻率的變化量:環(huán)路的閉環(huán)傳遞函數(shù):解調(diào)輸出電壓:令變?yōu)闀r域關系式拉氏變換第72頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．3 PLL鑒頻電路當輸入單音調(diào)制FM波時:解調(diào)輸出電壓:H(jΩ)為低通頻響特性可見uC(t)

是解調(diào)輸出的原調(diào)制信號uΩ(t).為實現(xiàn)不失真解調(diào),要求環(huán)路帶寬大于FM波中原調(diào)制信號的頻譜寬度.第73頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．3 PLL鑒頻電路圖8．5．8是由FM解調(diào)專用集成鎖相環(huán)芯片NE562組成的鎖相環(huán)鑒頻電路圖8．5．8NE562鎖相環(huán)鑒頻電路第74頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．5頻率的解調(diào)電路

8．5．4 脈沖計數(shù)鑒頻電路圖8．5．9脈沖計數(shù)鑒頻電路框圖電壓比較器將輸入FM信號轉換成重復頻率等于FM信號電壓瞬時頻率的恒幅矩形脈沖,并送入計數(shù)器和D/A轉換器.脈沖上升沿將計數(shù)器內(nèi)容選通到D/A中,同時計數(shù)器復位.因為計數(shù)器是按時鐘頻率定時計數(shù)的,所以計數(shù)器的內(nèi)容將正比于FM波的瞬時頻率.故D/A輸出的模擬信號就是FM信號的解調(diào)信號.脈沖計數(shù)鑒頻電路第75頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

調(diào)頻接收機電路和調(diào)幅接收機電路都是采用超外差式接收。同樣，也有單次變頻外差接收和雙重變頻外差式接收兩種方案。但與調(diào)幅接收機相比的主要區(qū)別是通道帶寬要寬的得多。在模擬FM接收機中，大多是雙變頻外差接收；而在數(shù)字接收機中，則都采用單次變頻接收方案。隨著集成工藝技術的發(fā)展，目前已出現(xiàn)了大量的FM接收機電路的ASIC。圖8．6．1FM接收中頻通道ASIC將中頻通道電路集成化的ASIC.虛線框內(nèi)的電路集成在一個芯片內(nèi),這類ASIC以Motorola公司產(chǎn)品為例,主要有MC3359和MC3361等.第76頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC(a)單次變頻FM接收機ASIC(b)雙變頻FM接收機ASIC圖8．6．2FM接收中頻通道ASIC將整個FM接收機電路集成在一個芯片內(nèi)的ASICMC3356/57MC3362/63第77頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8．6．1 FM接收中頻通道電路MC3359/61圖8．6．3MC3359功能框圖及引腳排列

MC3359和MC3361是單片集成的高增益低功耗窄帶FM中頻電路，片內(nèi)集成有LO2、二混、二中放、鑒相、靜噪和AFC等功能電路。在雙變頻FM接收機中，外接455kHz陶瓷濾波器，可用來解調(diào)窄帶FM信號。因此，該ASIC主要用于機話音FM通信中。第78頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8．6．1 FM接收中頻通道電路MC33591．MC3359的性能特點

1、MC3359是低功耗FM集成中頻電路，在VCC＝6V時總的耗電電流為3.6mA。

2、這塊芯片的靈敏度很高：在12dB輸出信噪比時，18腳的輸入靈敏度為2μV,而中放5腳輸入端的靈敏度為100μV。

3、工作頻率高：在二次變頻接收機中第一中頻可選擇在40~50MHz，這就可以有效地抑制鏡頻干擾；而第二中頻也可以選高些，實驗證明，第二中頻升至2MHz時，第二中放增益下降約3dB，因此第二中頻可選用高到2MHz左右。

4、中頻增益高，第二中頻中放電路在2MHz帶寬內(nèi)增益大于60dB。此外，MC3359還具有AFC輸出端，可實現(xiàn)AFC控制功能。第79頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8．6．1 FM接收中頻通道電路MC3359/612．MC3359的內(nèi)電路功能（1）本地振蕩器

MC3359的本地振蕩器是內(nèi)偏置型Colpitts振蕩器，由片內(nèi)三極管T1承擔，T1的集電極、基極和發(fā)射極分別引至引出端4、1、2三個引腳，外接負載電容為32pF的基頻晶體和兩個電容,就可以產(chǎn)生振蕩。理論上兩個串聯(lián)電容值應為32pF，但增大電容量對振蕩頻率不會產(chǎn)生很大影響，卻能使振蕩輸出幅度加大。第80頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8．6．1FM接收中頻通道電路MC3359（2）混頻器混頻器的變頻增益約為18dB(50Ω輸入阻抗時)，其電壓增益視VCC取值不同而不同，如圖(b)中所示。圖(c)是以dBm刻度的三階互調(diào)特性曲線，由圖中可知三階阻斷點為14dBm。在大多數(shù)情況下，混頻器前接阻抗300Ω，中心頻率為10.7MHz的陶瓷濾波器，因而變頻增益一般遠超過18dB。2．MC3359的內(nèi)電路功能第81頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8.6.1FM接收中頻通道電路MC3359（3）限幅中頻放大器

MC3359的中放電路由內(nèi)電路三極管T17～T36組成，其中T23～T34組成六級限幅中放電路，輸入端為5腳，輸入阻抗為1.8kΩ。通常混頻器之后接一級陶瓷帶通濾波器，其中心頻為455kHz，帶寬為±2～±15kHz,輸入阻抗為1.5kΩ~2kΩ,和六級限幅中放的輸入阻抗相匹配。中放電路的-3dB限幅靈敏度約為100μV，有效帶寬約為3MHz左右。中放電路的輸出從內(nèi)部用10pF電容和正交鑒頻器的輸入相接，為增加鑒頻電路的帶寬，可以在8腳并接一個并聯(lián)電阻。2．MC3359的內(nèi)電路功能第82頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8．6．1 FM接收中頻通道電路MC3359（4）正交鑒頻及AFC電路

MC3359的鑒頻電路由內(nèi)部三極管T39～T44組成，這6只三極管僅僅是構成一個雙平衡相乘器的，來自中放電路的已調(diào)中頻信號由T35、T36緩沖后，直接送到相乘器的T44、T43的基極。同時，還由T36射極經(jīng)10pF電容耦合至T37基極8腳，8腳外接LC移相網(wǎng)絡。經(jīng)LC網(wǎng)絡移相以后的中頻信號再由T37緩沖放大后，直接送到相乘器的T39、T41基極,實現(xiàn)8.5.2節(jié)中介紹過的乘積鑒頻功能,鑒頻特性關系曲線如圖(d)所示。2．MC3359的內(nèi)電路功能第83頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8.6.1 FM接收中頻通道電路MC3359（5）靜噪控制電路靜噪控制電路由反相運算放大器、掃描電路和靜噪控制開關等組成。反相運算放大器由內(nèi)部三極管T60～T71等12只管子組成，反相輸入端為12腳，輸出端為13腳，同相端在片內(nèi)，并且給12腳反相端提供2V參考電壓。反相運算放大器外接RC濾波網(wǎng)絡可構成有源帶通濾波器。圖8．6．6有源濾波器設計2．MC3359的內(nèi)電路功能第84頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8.6.1FM接收中頻通道電路MC33593．MC3359的靜噪控制功能圖8．6．7在掃描接收機中的典型應用電路

常用的靜噪電路有噪聲型靜噪電路和信號型靜噪電路.噪聲型靜噪電路是用噪聲電平去驅動靜噪開關控制音頻通路的;信號型靜噪電路是由信號電平去驅動靜噪開關控制音頻通路的,信號型靜噪電路將在后面的MC3363應用電路中作介紹.MC3359應用電路中的靜噪電路屬于噪聲型靜噪電路。圖8.6.7中鑒頻解調(diào)輸出的音頻信號由⑩腳送出至低放電路.音頻輸出12、13、14及16腳接有靜噪控制外圍電路,實現(xiàn)其靜噪功能.第85頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8．6．1 FM接收中頻通道電路MC33593．MC3359的靜噪控制功能圖8．6．8MC3359靜噪電路原理圖第86頁，共97頁，2023年，2月20日，星期四8．6調(diào)頻接收機ASIC

8．6．1 FM接收中頻通道電路MC33593．MC3359的靜噪控制功能圖8．6．7是靜噪電路的簡化圖。若無接收信號輸入，或信號電平很小，噪聲電平遠高于信號電平時，鑒頻輸出經(jīng)R3送入有源濾波器濾除信號后，