混頻器原理與設計

混頻器原理與設計第一頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一2微波混頻器技術指標與特性分析一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比噪聲系數(shù)的基本定義已在第四章低噪聲放大器中有過介紹。但是混頻器中存在多個頻率，是多頻率多端口網(wǎng)絡。為適應多頻多端口網(wǎng)絡噪聲分析，噪聲系數(shù)定義改為式（9-1），其理論基礎仍是式（6-1）的原始定義，但此處的表示方式不僅適用于單頻線性網(wǎng)絡，也可適用于多頻響應的外差電路系統(tǒng)，即 （9-1）式中Pno——-當系統(tǒng)輸入端噪聲溫度在所有頻率上都是標準溫度T0=290K時，系統(tǒng)傳輸?shù)捷敵龆说目傇肼曎Y用功率；

Pns——僅由有用信號輸入所產(chǎn)生的那一部分輸出的噪聲資用功率。根據(jù)混頻器具體用途不同，噪聲系數(shù)有兩種。第二頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一3一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比圖9-1混頻器熱噪聲譜第三頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一4一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比第四頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一5一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比第五頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一6一、噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度比第六頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一7二、變頻損耗第七頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一8二、變頻損耗圖9-2混頻管芯等效電路第八頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一9二、變頻損耗路對各諧波端接情況，以及本振功率強度等影響。當混頻管參數(shù)及電路結構固定時，凈變頻損耗將隨本振功率增加而降低，如圖9-3所示。本振功率過大時，由于混頻管電流散彈噪聲加大，從而引起混頻管噪聲系數(shù)變壞。對于一般的肖特基勢壘二極管，正向電流為l~3mA時，噪聲性能較好，變頻損耗也不大。圖9-3變頻損耗、噪聲系數(shù)對本振功率的關系3、混頻器的非線性電導凈變頻損耗凈變頻損耗g取決于非線性器件中各諧波能量的分配關系，嚴格的計算要用計算機按多頻多端口網(wǎng)絡進行數(shù)值分析；但從宏觀來看，凈變頻損耗將受混頻二極管非線性特性、混頻管電第九頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一10三、動態(tài)范圍第十頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一11三、動態(tài)范圍（2）動態(tài)范圍的上限受輸出中頻功率飽和所限。通常是指1dB壓縮點的微波輸入信號功率Pmax，也有的產(chǎn)品給出的是1dB壓縮點輸出中頻功率。二者差值是變頻損耗。本振功率增加時，1dB壓縮點值也隨之增加。平衡混頻器由2支混頻管組成，原則上1dB壓縮點功率比單管混頻器時大3dB。對于同樣結構的混頻器，1dB圖9-4混頻器動態(tài)范圍壓縮點取決于本振功率大小和二極管特性。一般平衡混頻器動態(tài)范圍的上限為2~10dBm?；祛l器動態(tài)范圍曲線如圖9-4所示。第十一頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一12四、雙頻三階交調與線性度圖9-5混頻器頻譜分布第十二頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一13四、雙頻三階交調與線性度圖9-6混頻器基波和三階交調成分隨信號功率的變化第十三頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一14四、雙頻三階交調與線性度2、三階交調截止點Mi值與微波輸入信號強度有關，是個不固定的值。所以有時采用三階交調截止點Ma對應的輸入功率PM作為衡量交調特性的指標。三階交調截止點Ma是Pi直線和直線段延長的交點，此值和輸入信號強度無關。1dB壓縮點P1dB和三階交調截止值PM都常作為混頻器線性度的標志參數(shù)。有關三階交調變化特性的改進可參見第六章，區(qū)別僅在于混額器的輸出飽和是指中頻功率。通常三階交調截止值比1dB壓縮點值高10~15dB，微波低頻端約高出15dB，微波高頻段高10dB。在混頻器應用中，只要知道了三階交調截止值就能計算出任何輸入電平時的三階交調系數(shù)。由于三階交調截止值處，Mi為0dB，輸入信號每減弱1dB，Mi就改善2dB，例如信號功率比PM小15dB時，Mi將為–30dBc。三階交調特性及飽和點，都和使用時的本振功率及偏壓有關。混頻管加正偏壓時，動態(tài)范圍上限下降，三階交調特性變壞，但可節(jié)省本振功率或改善變頻損耗；加負偏壓時，上述情況剛好相反。另外?；祛I管反向飽和電流越小，接觸電位越大時，要求的本振功率大，此時1dB壓縮點提高，三階交調特性也較好。第十四頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一15五、工作頻率五、工作頻率混頻器是多頻率器件，除了應指明信號工作頻帶以外，還應該注明本振頻率可用范圍及中頻頻率。分支電橋式的集成混頻器工作頻帶主要受電橋頻帶限制，相對頻帶約為10%~30%，加補償措施的平衡電橋混頻器可做到相對頻帶為30%~40%。雙平衡混頻器是寬頻帶型，工作頻帶可達多個倍頻程。六、隔離度混瀕器隔離度是指各頻率端口之間的隔離度，該指標包括三項，信號與本振之間的隔離度，信號與中頻之間的隔離度，本振與中頻之間的隔離度。隔離度定義是本振或信號泄漏到其他端口的功率與原有功率之比，單位為dB。例如信號至本振的隔離度定義是信號至本振隔離度是個重要指標，尤其是在共用本振的多通道接收系統(tǒng)中，當一個通道的信號泄漏到另一通道時，就會產(chǎn)生交叉干擾。例如，單脈沖雷達接收機中的合信號漏入差信號支路時將使跟蹤精度變壞。在單通道系統(tǒng)中信號泄漏就要損失信號能量，對接收靈敏度也是不利的。第十五頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一16六、隔離度本振至微波信號的隔離度不好時，本振功率可能從接收機信號端反向輻射或從天線反發(fā)射，造成對其他電設備干擾，使電磁兼容指標達不到要求，而電磁兼容是當今工業(yè)產(chǎn)品的一項重要指標。此外，在發(fā)送設備中，變頻電路是上變頻器，它把中頻信號混頻成微波信號，這時本振至微波信號的隔離度有時要求高達80~100dB。這是因為，上變頻器中通常本振功率要比中頻功率高10dB以上才能得到較好的線性變頻。變頻損耗可認為10dB，如果隔離度不到20dB，泄漏的本振將和有用微波信號相等甚至淹沒了有用信號。所以還得外加一個濾波器來提高隔離度。信號至中額隔離度指標在低中頻系統(tǒng)中影響不大，但是在寬頻帶系統(tǒng)中就是個重要因素了。有時微波信號和中頻信號都是很寬的頻帶，兩個頻帶可能邊沿靠近，甚至頻帶交疊，這時，如果隔離度不好，就造成直接泄漏干擾。單管混頻器隔離度依靠定向耦合器，很難保證高指標，一般只有10dB量級。平衡混頻器則是依靠平衡電橋。微帶式的集成電橋本身隔離度在窄頻帶內不難做到30dB量級，但由于混頻管寄生參數(shù)、特性不對稱、或匹配不良，不可能做到理想平衡。所以實際混頻器總隔離度一般在15~20dB左右，較好者可達到30dB。第十六頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一17七、鏡頻抑制度在本節(jié)噪聲系數(shù)論述中已提到過單邊帶混頻器鏡頻噪聲的影響，它將使噪聲系數(shù)變壞3dB。在混頻器之前如果有低噪聲放大器，就更必須采取措施改善對鏡頻的抑制度。現(xiàn)在優(yōu)良的低噪聲放大器在C波段已能做到Nf=0.5dB，若采用無鏡頻抑制功能的常規(guī)混頻器，整機噪聲將惡化到3.5dB。此外，如果在鏡頻處有干擾，甚至可能破壞整機正常工作。抑制鏡頻的方式大都是在混頻器前加濾波器，可采用對鏡頻帶阻式或對信頻帶通式。對于捷變頻雷達則必須用自動抑制鏡頻的混頻器，將在下節(jié)詳述。鏡頻抑制度一般是10~20dB，對于抑制鏡頻噪聲來說已經(jīng)夠用，詳見第四章第二節(jié)。有些特殊場合，為抑制較強鏡頻干擾，則需25dB或更高。第十七頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一18八、本振功率與工作點混頻器的本振功率是指最佳工作狀態(tài)時所需的本振功率。商品混頻器通常要指定所用本振功率的數(shù)值范圍，比如指定Pp=10~12dBm。這是因為，本振功率變化時將影響到混頻器的許多項指標。本振功率不同時，混頻二極管工作電流不同，阻抗也不同，這就會使本振、信號、中頻三個端口的匹配狀態(tài)變壞；此外也將改變動態(tài)范圍和交調系數(shù)。不同混頻器工作狀態(tài)所需本振功率不同。原則上本振功率愈大，則混頻器動態(tài)范圍增大，線性度改善，1dB壓縮點上升，三階交調系數(shù)改善。本振功率過大時，混頻管電流加大，噪聲性能要變壞。此外混頻管性能不同時所需本振功率也不一樣。截止頻率高的混頻管（即Q值高）所需功率小，砷化鎵混頻管比硅混頻管需要較大功率激勵。本振功率在厘米波低端大約需2~5mW，在厘米波高端為5~10mW，毫米波段則需10~20mW；雙平衡混頻器和鏡頻抑制混頻器用4只混頻管，所用功率自然要比單平衡混頻管大一倍。在某些線性度要求很高、動態(tài)范圍很大的混頻器中，本振功率要求高達近百毫瓦。第十八頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一19九、端口駐波比九、端口駐波比在處理混頻器端口匹配問題時，常常受許多因素影響。在寬頻帶混頻器中很難達到高指標，不僅要求電路和混頻管高度平衡，還要有很好的端口隔離。比如中頻端口失配，其反射波再混成信號，可能使信號口駐波比變壞，而且本振功率漂動就會同時使三個端口駐波變化。例如本振功率變化4~5dB時，混頻管阻抗可能由500變到1000，從而引起三個端口駐波比同時出現(xiàn)明顯變化。所以混頻器駐波比指標一般都在2~2.5量級。十、中頻輸出阻抗在70MHz中頻時，中頻輸出阻抗大多是200~400，中頻阻抗的匹配好壞也影響變頻損耗。中頻頻率不同時，輸出阻抗差別很大，有些微波高頻段混頻器的中頻是1GHz左右，其輸出阻抗將低于100。以上敘述的混頻器指標參數(shù)是表征混頻器主要性能的一些參數(shù)。對于一般商品微波集成混頻器，在產(chǎn)品目錄中所給出的特性指標并不齊全，當用于整機系統(tǒng)時，有些特性需要自己測量。詳細測量方法將在本章最后一節(jié)介紹。第十九頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一20混頻器電路結構與工作原理耦合器的方向性，此時的方向性約5~10dB。第1口到第2口時隔離度是耦合度加方向性，即約為15~20dB。第3口接匹配負載，以免影響隔離度。匹配電路由微帶T形分支和兩段不同阻抗的微帶線組成，將混頻管阻抗匹配到定向耦合器入口阻抗?；祛l管Vj的右端用扇形線在S點構成交流接地點，由此點可將中頻fif引出。為構成混頻管直流通路，用一段g／4高阻微帶線在G點與基片背面相通面構成直流接地；直流通路另一端將在中頻放大器內形成。單管混頻器的隔離度、噪聲系數(shù)都比其他形式混頻電路差，只是結構簡單，在某些要求不高之處仍有應用。圖9-7單管混頻器電路微波集成混頻器電路形式很多，適用于各種不同整機系統(tǒng)。一、單管混頻器單管混頻器只采用1只混頻二極管，圖9-7是典型的微帶電路單管混頻器。信號由定向耦合器的第2口輸入，經(jīng)匹配電路加到混頻管口，本振fp由定向耦合器第1口輸入，耦合到4口然后加到混頻器。定向耦合器作用是把本振與信號隔離，耦合段的長度約為四分之一波長。第1口到第4口的耦合度通常設計為10dB或略小，第4口與第2口本振耦合功率之比是定向第二十頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一21二、平衡混頻器Vj2以相反極性安裝，所以混頻器的中頻電流同相，構成迭加輸出。混頻管與電橋之間的匹配電路將混頻管阻抗匹配到50。電橋的4個口皆為Z0=50。電橋的1~2臂和3~4臂的特性阻抗是Z0，2~3臂和l~4臂皆是。本振的相位噪聲是隨本振一起由l口進入電橋，相位噪聲在Vj1和Vj2中混成的中頻噪聲相位相反而抵消，因而本振噪聲的影響被大大削弱。這是平衡混頻器的重要特性。平衡混頻器中有一部分組合頻率成分在中頻端口相互抵消。此種分支電橋型被抵消的頻率成分是m（fs+fp），其中m=l，2，3，…。圖9-8平衡混頻器電路1、分支電橋混頻器（1）均勻分支電橋混頻器圖9-8是典型的分支電橋平衡混頻器。電橋每臂長度為g／4，g是本振和信號平均頻率的微帶波長。一般情況下，中頻很低，有fs

fp，所以下文所述微帶波長均不指明是針對fs還是fp。本振fp由電橋第l口輸入經(jīng)電橋均分后加到兩只混頻管Vj1和Vj2信號fs由第2口輸入也經(jīng)電橋均分后加到Vj1和Vj2。兩只混頻管分別在Sl和S2點由低阻抗開路微帶線構成微波接地。由于Vjl和第二十一頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一22二、平衡混頻器（2）變阻抗分支電橋混頻器分支電橋可以設計成變阻抗式，此時混頻管匹配電路可以簡化，使結構更加緊湊，圖9-9就是此種結構示例。設混頻器阻抗為Rd+jXd，用一段長度為j的微帶線進行移相，使B點視入阻抗呈現(xiàn)為只有實部，其值為Rb。只要分支電橋的3口和4口特性阻抗也設計成R6即可獲得匹配。大多數(shù)厘米波段混頻二極管在50系統(tǒng)中的阻抗是容性，取移相線段l小于g／4為宜。這時阻抗實部Rb必小于50，如圖9-10所示。A點阻抗是Rd+jXd，B點阻抗是Rb+j0。B點歸一化阻抗是Rb／50，當Rb＜50時，駐波比是圖9-10混頻管的電抗匹配圖9-9變阻抗分支電橋混頻器第二十二頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一23二、平衡混頻器圖9-9變阻抗分支電橋混頻器第二十三頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一24二、平衡混頻器一路傳到混頻管Vj1，再反射到端口2，如同圖9-11虛線路徑，共傳播3g／4；第2路沿實線路徑經(jīng)Vj2反射也經(jīng)過3g／4到達端口2，兩路徑相等，兩部分反射波相迭加。假如混頻管的駐波比為1.5，混頻管反射功率相對值是可見，僅只混頻管反射功率強度已達–13.98dB，所以混頻器總的隔離度必然還要更差。圖9-11混頻管失配引起的隔離度變壞（3）有移相臂的分支電橋混頻器在本振與信號隔離度要求很高的情況下，上述結構難于保證隔離度。如果工作頻帶較窄，分支電橋本身的隔離度可以做到35dB以上。但是實際電路中的混頻管很難匹配得很好，本振fp在兩支混頻管的反射波通過分支電橋后將在信號端口2同相迭加，從而使隔離度變壞。我們來看圖9-11，以1口本振入射波為基準經(jīng)電橋分為兩路，第第二十四頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一25二、平衡混頻器（3）有移相臂的分支電橋混頻器圖9-12幾種有移相臂的混頻器（a）方形分支電橋；（b）圓形分支電橋。圖9-12所示的混頻器結構將對隔離度有很大改善。它是在電橋的第3口或第4口增加一段g／4的移相段，使兩只混頻管對本振的反射波在信號端口反相而相互抵銷，從而改善了隔離度。但是應看到，此時混頻管反射波將在本振端口同相迭加，因此端口駐波比變壞。同樣道理信號端口駐波比也將變壞。相反，常規(guī)分支電橋的隔離度雖然較差，而駐波比很好。這就要根據(jù)整機對混頻器指標要求的不同來選擇電橋結構形式。圖9-12（b）給出圓形的分支電橋，性能原理和圖9-12（a）完全一樣。第二十五頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一26二、平衡混頻器2、環(huán)形電橋混頻器(1)等阻抗環(huán)電橋混頻器環(huán)形電橋混頻器典型結構（一）如圖9-13所示。整個環(huán)的周長為1.5g，如果環(huán)形電橋的4個外口特性阻抗都是Z0=50，則圓環(huán)各臂的特性阻抗是。這種結構適用于較高微波頻段，比如X波段以上的頻段。因為隨著頻率升高，波長縮短，如果采用分支電橋結構，則電橋的每個臂可能太短且太寬，以致于電橋難于實現(xiàn)。而環(huán)形電橋圖9-13環(huán)形電橋混頻器（一）每臂特性阻抗高，微帶線窄，環(huán)的周長也大，因此制做誤差與設計誤差都較小。反之，若用在微波低頻段，則有可能使混頻器整個尺寸過大?；祛l器的本振fP由第1口饋入，由電橋等分之后加到兩個反向安裝的混頻二極管，所以兩混頻管上本振電壓反相。信號fs由2口饋入等分后經(jīng)3、4兩口同相加在兩混頻管。這種結構又稱反相型平衡混頻器。第二十六頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一27二、平衡混頻器環(huán)形電橋混頻器的本振入口和中頻出口引線相互交疊，因此中頻引出線只好在基片上穿孔后由基片下面引出。在中頻不太高時，中頻輸出線也可以用跳線跨在本振輸入微帶線上。這是環(huán)形電橋混頻器結構上的不足之處。此種混頻器電路中，本振相位噪聲也在中頻端口相互抵消，而且本振的偶次諧波和信號的各次諧波組合分量將在中頻端口相互抵消。如果兩混頻管匹配不良，有反射時，由兩管反射的本振功率在信號口是反相的，只要兩管反射相等就可以抵消，因此環(huán)形電橋隔離度很好。但是，對于端口駐波比來說，不論是信號口還是本振口，兩管反射將迭加，因此端口駐波比較差。圖9-13環(huán)形電橋混頻器（一）2、環(huán)形電橋混頻器(1)等阻抗環(huán)形電橋混頻器混頻管的匹配電路是用移相段l和g／4阻抗變換器組成?；祛l管復數(shù)阻抗Zd經(jīng)移相段l之后在B面向右視入剛好只有實部Rb，再用一段g／4阻抗變換器把Rb變換為電橋入口特性阻抗Z0=50，阻抗變換器的特性阻抗為第二十七頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一28二、平衡混頻器中頻功率由環(huán)形電橋的A點引出，該點正好和本振端口及信號端口各相差半波長，因而都呈隔離狀態(tài)。為了進一步改善信號和本振至中頻的隔離，在A點用了一段g／4高阻微帶線，終端為寬頻帶半圓形短路器，中頻功率由等效微波短路點B引出。顯然，此電路不僅結構緊湊，而且很好地解決了中頻引出端與本振輸入端的電路交叉問題。圖9-14環(huán)形電橋混頻器（二）2、環(huán)形電橋混頻器(1)等阻抗環(huán)形電橋混頻器圖9-14給出另一種微帶布線不同的環(huán)形電橋混頻器（二），這是一個Ka波段實際混頻器產(chǎn)品。環(huán)形電橋結構沒有變化，總周長仍為1.5g，兩個混頻器支路放置在圓環(huán)的內部。這種安排的結果，兩個混頻管距離相互靠近，從而可以共用一個扇形線短路器構成微波接地。第二十八頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一29二、平衡混頻器2、環(huán)形電橋混頻器(2)不等阻抗環(huán)形電橋混頻器環(huán)形電橋連接混頻管的兩個端口可以根據(jù)混頻管阻抗設計，如圖9-15所示。混頻管的微波阻抗為Zd=Rd+jXd。當設計一段移相線，長度為l（特性阻抗可以仍取為50），使從電橋端口視入阻抗為純阻Rb。這時只要把環(huán)形電橋第3口和第4口的阻抗設計為R6即可。一般的混頻管皆為容性，Rb則低于50。按照圖9-10的原理，電橋第3和第4口向混頻管視入駐波比是環(huán)臂的特性阻抗Zc應是圖9-15變阻抗環(huán)形電橋混頻器第二十九頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一30二、平衡混頻器圖9-16是采用寬頻帶環(huán)形電橋的平衡混頻器。它好像是把圖9-15的3g／4折疊起來。環(huán)形橋每臂的特性阻抗為Zc，則耦合段的特性阻抗Zr應為 （9-20）式中Z0o和Z0e分別是該耦合段的奇模和偶模阻抗，耦合段的每個支線都是一端接地，用通孔金屬化以后，和基片底面連通。其他部分都和圖9-15相似。此種混頻器的工作頻帶可以達到倍頻程。通常厘米波段時耦合微帶寬度為0.2~0.3mm，而耦合縫寬為0.03~0.05mm量級，顯然工藝難度比普通環(huán)形電橋大得多。圖9-16利用耦合線加寬電橋頻帶2、環(huán)形電橋混頻器（3）寬頻帶環(huán)形電橋混頻器普通的環(huán)形電橋頻帶雖然比分支電橋寬一些，但最多只能在30%左右頻帶內能良好工作。它的頻帶主要受限于長度為3g／4的圓弧段。由于兩路信號均分后所走過的路程不對稱，因此對頻率的變化較敏感。如果把3g／4的弧段設計成g／4的耦合微帶線段，使耦合段的移相角度仍為–3/2，就可以縮短此段弧的機械長度，從而仍保持電橋原有性能。第三十頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一31二、平衡混頻器2、環(huán)形電橋混頻器環(huán)形電橋各種結構的優(yōu)缺點和分支電橋相比歸納如下：（1）環(huán)形電橋周長大，適于微波高頻端，而分支電橋適于低頻端。（2）當輸出口有反射時環(huán)形電橋的本振端口與信號端口隔離度好。（3）當輸出口有反射時環(huán)形電橋的端口駐波比不如分支電橋。（4）環(huán)形電橋本振輸入端與中頻輸出端交叉，結構不易處理。表9-1給出用計算機分析X波段分支電橋和環(huán)形電橋性能的比較。兩種電橋端口都是等阻抗50；基片用聚四氟乙烯纖維板，r=2.8，厚度0.8mm。由表9-1可見，分支電橋在較高微波頻率時，由于臂長短且寬，分支T形結的影響過大，很難對端口匹配（|s11|）、隔離度（|s21|）和功率分配均衡（s31和s41）進行兼顧；而環(huán)形電橋仍能保持良好特性。第三十一頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一32二、平衡混頻器3、交叉指耦合器平衡混頻器圖9-17交叉指耦合器平衡混頻器圖9-17是一個實際的W波段平衡混頻器，在這個混頻器中，微波功率分配器用寬頻帶交叉指耦合器構成。交叉指耦合器放大后的結構圖如圖9-18（a）所示，它是一種寬頻帶耦合器件，頻帶寬度可做到1~1.5倍頻程，幾乎是環(huán)形電橋的5~10倍；性能很好，在頻帶內隔離度可達–30dB，兩個輸出端口（即端口2和3）相移為90，而相位差可小于2，駐波比也可小于1.2。第三十二頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一33二、平衡混頻器3、交叉指耦合器平衡混頻器交叉指耦合器的耦合段有兩個短指和兩個長指，還有一段互通微帶。結構原則是短指長度約為工作頻段內最高頻率的gh／4，而長指應為最低工作頻率的gh／4，各相應耦合指用跳線相連。跳線可用幾十微米直徑的金絲或鋁絲熱壓焊接，跳線常是并行若干根，以減少自身電感和增加可靠性。耦合器的指寬度約為0.1mm量級，耦合縫賂小于0.1mm。信號從端口1輸入，由耦合臂3和直通臂2等分輸出，第4臂是隔離臂；同樣由4口輸入的功率也是等分后由2口和3口輸出。另一種類似結構的交叉指耦合器如圖9-18（b）所示，稱為非折疊式交叉指耦合器。它也是3dB等分功率耦合器，電性能和圖9-18（a）所示折疊式交叉指耦合器差不多，尺寸也相近，只是跳線省掉了兩根，工藝制作略為簡單。圖9-17中的兩只混頻管連接在同一個扇形短路器上，構成微波短路。由于交叉指耦合器的兩個輸出臂之間沒有直流通路，因此必須再設置兩個扇線和兩段高阻線引至接地通孔，以便為兩只混頻管構成直流和中頻通路。中頻輸出電路中串接了一個低通濾波器，取出中頻，阻止殘余本振和信號的泄漏，以便提高微波與中頻之間的隔離度。圖9-18交叉指寬頻帶耦合器的兩種型式（a）折疊式；（b）非折疊式。第三十三頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一34三、鏡頻抑制混頻器在任何外差式微波系統(tǒng)中，混頻器的鏡頻抑制都是頗為重要的技術問題。首先是避免噪聲惡化?；祛l器單邊帶噪聲系數(shù)最小極限是3dB。即使在混頻器之前有低噪聲放大器，而且盡管低噪聲放大器噪聲系數(shù)很低、增益也很高，若沒有鏡象抑制，則全系統(tǒng)噪聲仍將增大3dB（詳見第六章低噪聲放大器）。其次是鏡頻干擾，大氣、天電，尤其是鏡頻附近的通信雷達等無線電設備更構成威脅。在混頻器前加抑制鏡頻濾波器是重要措施，有些無線電設備要求鏡頻抑制度較高，可達二三十分貝以上。然而當中頻頻率不很高時，鏡頻與信頻相距不遠，這時，帶通濾波器（或帶阻濾波器）也很難做到既不影響信頻傳輸，又針對鏡頻有很高抑制度。尤其是在信號頻率經(jīng)常改變的微波設備中，例如捷變頻雷達或某些寬頻帶微波通信機，當信號頻率改變時，鏡頻超出濾波器抑制頻帶，濾波器就不起作用了。抑制鏡像混頻器是利用兩個單平衡混頻器，借助于移相器，使兩個混頻器的鏡頻產(chǎn)物相互抵消，從而達到抑制鏡頻的目的。第三十四頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一35三、鏡頻抑制混頻器一部分經(jīng)過電阻R0傳到4口，另一部分功率經(jīng)圓形兩臂到達4口，只要這兩部分能在4口相互抵消，就能使3口和4口相互隔離。為達到此目的，電阻值應為R0=2Z0，而且電阻機械長度要遠小于g／4。所以分支臂做成圓弧，以便和電阻連接。電阻是真空沉積薄膜電阻，頻率較低時也可以用片狀電阻外焊。本振功率也是用同樣的等分功率器分成兩路，一路至混頻器A，另一路再延長g／4之后加到混頻器B。兩個單平衡混頻器兩路輸出之一，再經(jīng)中頻移相器移相／2后相加由中頻口引出，圖9-19是把混頻器（B）的中頻移相／2。中頻移相器因頻率較低，所以常用集中參數(shù)移相網(wǎng)絡。圖9-19鏡頻抑制混頻器鏡頻抑制混頻器結構如圖9-19所示。兩個混頻器用分支電橋，電橋本身做成了圓形。信號和本振各用1支同相位等分功率器，分別加到兩個平衡混頻器上。分功率器輸入口阻抗為Z0=50Ω，兩個半圓分支臂的特性阻抗為，長度為g／4，等分輸出器阻抗仍為Z0。電阻R0是隔離電阻，當信號由第2口輸入時等分兩路，經(jīng)g／4兩臂到達電阻處是等電位，此時電阻沒有影響，由3，4兩口輸出。反之，在輸出口3有微波功率反送入分功率器時，也要分成兩部分，第三十五頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一36三、鏡頻抑制混頻器此種混頻器的特點是：（1）外來信號由兩個混頻器混出的中頻在中頻端口M處同相迭加輸出。（2）外來鏡頻干擾或鏡頻噪聲由兩個混頻器混出的中頻在中頻端口M處反相抵消，從而獲得鏡頻抑制功率。（3）兩混頻器產(chǎn)生的內鏡頻即2fp–fs=fi在端口2反相抵消，因而減少了鏡頻在信源的損耗。（4）信號頻率相對于本振的位置是固定的。對于圖9-19電路結構，信號頻率必須大于本振，即fs＞fp，或者說fs=fp+fif才能有中頻輸出；若信頻低于本振，即f's=fp–fif，將由于移相器作用，在中頻口無輸出。如果要想接收低于本振的信號，即fp–fif，可將中頻移相器改接在混頻器A的輸出端。這時被抑制的頻率將是fp+fif，這點要特別注意，對于外購的鏡頻抑制混頻器，本振頻率使用不正確時，混頻器就不能工作。最后指出，此種混頻器的主要特點是對鏡頻的抑制作用是自動的，能識別外來信號是有用信號還是鏡象信號。也就是說，當本振頻率和信號頻率改變時，被抑制的鏡頻也自動變化，而起到抑制鏡頻作用。第三十六頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一37三、鏡頻抑制混頻器此種混頻器的要求是：（1）兩個單平衡混頻器電性能應一致，比如變頻損耗等。（2）4支混頻管應嚴格一樣，比如靜態(tài)參數(shù)和駐波比。（3）本振功率大于單平衡混頻器。當然，混頻器動態(tài)范圍也比單平衡混頻器要大。如果兩支單平衡混頻器特性不一致，必將使鏡頻抑制度變壞。所指不平衡主要表現(xiàn)在變頻損耗不一樣和中頻輸出信號的相位偏離。由表9-3可見，為獲得較高鏡頻抑制度，相位平衡更為重要。實際應用中，各種不平衡因素必然同時存在。在x波段以下，一般鏡頻抑制度約為20dB。由于電路元件較多，結構較復雜，所以變頻損耗比單平衡混頻器要高1-2dB左右。第三十七頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一38三、鏡頻抑制混頻器將進入混頻器B進行二次混頻。二次混頻的中頻相位正好和第一次外信號混出的中頻同相輸出，因而起到了鏡頻能量回收的作用。兩個混頻器互為鏡頻能量回收，因此變頻損耗可略有下降。對于外鏡頻的抑制作用仍然存在。此種形式混頻器對電路結構平衡度的要求更高些。圖9-21給出類似結構的鏡頻抑制混頻器。它和圖9-19結構的區(qū)別在于用／2分支電橋和無隔離分功率器代替前圖中的兩個有隔離分功器。這樣一來，兩個單平衡混頻器的信號端口沒有相互隔離?；祛l器4產(chǎn)生的鏡頻（2fP–fs）圖9-21鏡頻回收混頻器第三十八頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一39四、雙平衡混頻器1、原理電路雙平衡混頻器又稱環(huán)形管堆式混頻器，是采用4只二極管首尾相接組成環(huán)形而得名，如圖9-22所示的原理圖。4只混頻管的電性能指標、分布參數(shù)以及結構尺寸必須嚴格一致。若用4只單獨封裝的二極管焊接，將由于封裝參數(shù)離散的影響，無法達到理想特性，所以只能是一塊芯片上的4支二極管組成的專用管堆，故有時稱為4管堆混頻器。雙平衡混頻器的主要構成是由環(huán)形管堆和兩個轉換變壓器組成。轉換器把不平衡的信號源和本振源轉換成平衡雙端，然后與管堆相接。轉換器常稱為巴倫（balun），是平衡至不平衡轉換的英文縮寫譯音。第三十九頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一40四、雙平衡混頻器2、雙平衙混頻器的特點（1）多倍頻程工作帶寬。這是它的主要優(yōu)點，因為這種混頻器中已取消了分支電橋，代之以寬頻帶巴倫，混頻器頻帶只取決于巴倫帶寬。微波低端的工作帶寬可達到10倍頻程以上，例如1MHz~2GHz的混頻器，即有11個倍頻程，高端頻率為低端頻率的2000倍；微波高端的雙平衡混頻也可達到1GHz~26GHz，接近5個倍頻程。（2）混頻組合分量少。雙平衡混頻器比單平衡混頻器組合諧波成分要少一半。組合諧波成份是mfPnfs。全部組合頻量可按奇次諧波和偶次諧波分成4類，即

mevenfP

nevenfs meven=0,2,4,…偶數(shù)

mevenfP

noddfs modd=0,2,4,…偶數(shù)

moddfP

nevenfs neven=0,2,4,…偶數(shù)

moddfP

noddfs nodd=0,2,4,…偶數(shù)在分支電橋混頻器中沒有m=n各組合諧波，在環(huán)形電橋混頻器中沒有本振偶次諧波項，即沒有上述第1類和第2類；而在雙平衡混頻器中共有三類組合諧波被抵消，只存在2，3，4類的其中之一。至于存在哪一類，則取決于端口安排。其他全部組合諧波都在4只混頻管內構成環(huán)流。組合諧波的減少將降低諧波干擾，也改善了諧波能量損耗。第四十頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一41四、雙平衡混頻器2、雙平衙混頻器的特點（3）隔離度好。信號端口與本振端口的隔離度基本上取決于4管環(huán)路的平衡程度。由于4.只管芯是一次制做在同一芯片上，性能一致性好，寄生參量很小，而且寄生參量數(shù)值一樣，因而理論上應該在很寬的頻帶內具有極高的隔離度。實際上，由于微波巴倫的不對稱，管芯參數(shù)離散以及安裝分布參數(shù)的影響，信號與本振間的隔離度可在倍頻程內達到20dB或更多。（4）動態(tài)范圍大。由于二極管共有4只，每只只提供輸出功率的l／4，原則上應比單平衡混頻器動態(tài)范圍大3dB。第四十一頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一42四、雙平衡混頻器漸變線段，底面金屬帶是均勻不變寬度。基片懸置于盒體半高中間位置。圖的左端是不平衡輸入端口，近似呈微帶線結構；右端口的上下兩條金屬膜帶相對于基片對稱，是平衡端口。由于基片介電常數(shù)r較大，而且外金屬盒高度足夠高，則微波能量集中在金屬帶之間的介質基片內，它近似是上下平行的帶狀平行雙線。平衡端口的雙線特性阻抗顯然高于不平衡端口的微帶結構的特性阻抗。為獲得寬頻帶內阻抗?jié)u變轉換，漸變線段采用阻抗的指數(shù)漸變形式，可在較短的長度內獲得寬頻帶低反射的阻抗變換性能。從圖9-23（b）可以看出，這個阻抗?jié)u變器是一個三口電路。左端口的下根金屬帶接地，可以和標準微帶連接；1口是微波信號輸入端口；右端口的上下金屬條構成了兩個輸出端口2和3，此端口為平衡端可接至環(huán)形混頻管堆的兩個臂。設計良好的平面微帶巴倫的工作頻帶可以達到多個倍頻程。圖9-23微帶巴倫（a）巴倫盒體；（b）巴倫帶線基片。3、微波巴倫在微波低端，巴倫多采用集中參數(shù)的抽頭耦合線圈形式，尺寸體積??；在S波段以上就要采用微帶形巴倫。圖9-23給出微帶巴倫示意圖。在介質基片兩面光刻腐蝕出兩條金屬帶，正面金屬帶是由寬變窄按指數(shù)規(guī)律變化，成為喇叭狀的阻抗第四十二頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一43四、雙平衡混頻器4、雙平衡混頻器結構圖9-24給出微帶式雙平衡混頻器結構示意圖。兩個微帶平面巴倫分別作為微波信號和本機振蕩的不平衡輸入端。信號從左端由同軸微帶轉換接頭輸入，本振由右端輸入。在圖的中心位置處，信號和本振都已處于平衡結構，在此處即可焊接混頻管堆。焊接方式是在基片上打孔，管堆置于孔中，管堆對角4個接點分別焊在信號和本振的各一對金屬帶線上。圖9-24微帶雙平衡混頻器（a）背視圖；（b）正面圖。環(huán)形混頻管堆中產(chǎn)生的中頻用高阻細線作為扼流電感，對稱引出。中頻引出回路要對低端信號有良好抑制作用。第四十三頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一44五、諧波混頻器毫米波高端的微波混頻和厘米波混頻相比有許多不同之處。首先，由于工作頻率高，本機振蕩器的設計制作將更加困難，不僅價格高，而且性能不穩(wěn)定。通常，用于本振的固體器件總是比混頻管難制作，有時盡管研制出了性能優(yōu)良的肖特基勢壘混頻管，但缺乏相應頻率的本機振蕩器。其次，為降低本振噪聲，常采用平衡混頻器，而在毫米波和亞毫米波段，平衡混頻器的結構尺寸很小，加工也困難。管對式的諧波混頻電路是毫米波和亞毫米波混頻的一種較好方式。諧波混頻是把兩個混頻二極管極性相反地并聯(lián)在傳輸線上，本振頻率可以是信號頻率的一半，或者是四分之一，即fs=2fP+fif，或者fs=4fp+fif。式中fs是信號頻率，fp是本振頻率，fif是中頻頻率。本振頻率的降低解決了毫米波、亞毫米波本振的困難，也使結構安裝大為簡圖9-25諧波混穎原理電路化。諧波混頻的原理電路如圖9-25所示。由于兩個混頻管的基波電流反相，基波混頻的本振噪聲相互抵消。此種電路的變頻損耗及噪聲特性可以與基波平衡混頻器大致相當，而本振頻率降低了一半。第四十四頁，共四十九頁，編輯于2023年，星期一45六、混頓器與前置中放組件混頻器必然要與中頻放大器聯(lián)接，在多數(shù)微波系統(tǒng)中，為了保證系統(tǒng)性能，常把中放分成兩部分，一部分是主中放，用于提供優(yōu)良的頻帶特性和高增益；另一部分是前置中放，緊置于混頻之后，雖無頻帶要求，但要求噪聲很低。1、混頻一前置中放集成組件若把混頻器與前置中放制做在同一塊基片上，構成一個整體接收組件，將有如下優(yōu)點。（1）前置中放的輸入匹配電路可專門按最佳噪聲信源阻抗設計，以獲得整機最低噪聲系數(shù)。如果用單獨的混頻和前置中放相連，往往由于混頻器輸出阻抗的差異，尤其當中頻高于1GHz時較難得到最好性能。（2）避免接插轉換損耗。常規(guī)微波集成