樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)課件

課件課件1信源編碼

通信原理（第7版）第10章樊昌信曹麗娜編著信源編碼通信原理（第7版）第10章樊昌信曹2

本章內(nèi)容:

第10章信源編碼

抽樣—低通信號(hào)和帶通信號(hào)量化—標(biāo)量（均勻/非均勻）和矢量脈沖編碼調(diào)制—PCM、DPCM、ADPCM增量調(diào)制—?M時(shí)分復(fù)用

—TDM、準(zhǔn)同步數(shù)字體系（PDH）壓縮編碼—語(yǔ)音、圖像和數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)本章內(nèi)容:第10章信源編碼抽樣—低通信3引言§10.1引言§10.14

引言為什么要數(shù)字化？

壓縮編碼；模/數(shù)轉(zhuǎn)換信源編碼的作用：

波形編碼和參量編碼A/D轉(zhuǎn)換（數(shù)字化編碼）的技術(shù)：

A/D

→

數(shù)字方式傳輸

→D/A模擬信號(hào)數(shù)字化傳輸?shù)娜齻€(gè)環(huán)節(jié)：

“抽樣、量化和編碼”波形編碼的三個(gè)步驟：

PCM、DPCM、

?M波形編碼的常用方法：6、7、8章①②

引言為什么5樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)ppt課件6模擬信號(hào)de抽樣§10.2抽樣定理---模擬信號(hào)數(shù)字化和時(shí)分多路復(fù)用的理論基礎(chǔ)模擬信號(hào)de抽樣§10.2抽樣定理---模擬信號(hào)數(shù)7

最高頻率小于

fH的模擬信號(hào)m(t)

可由其等間隔的

抽樣值唯一確定，抽樣間隔Ts或抽樣速率fs應(yīng)滿足：§10.2.1低通模擬信號(hào)的抽樣定理定理：最高頻率小于fH的模擬信號(hào)m8證明：設(shè)單位沖激序列：其周期T=

抽樣間隔Ts抽樣過程可看作是m(t)與δT(t)的相乘。因此

，理想抽樣信號(hào)為：其頻譜為：

1/Tsn=0證明：設(shè)單位沖激序列：其周期T=抽樣間隔Ts抽樣過程9

理想抽樣過程的波形和頻譜：

fs≥2fH理想抽樣過程的波形和頻譜：fs≥2fH10

因此，抽樣速率

必須滿足：

fsfH這就從頻域角度證明了低通抽樣定理。若fs<2fH此時(shí)，不能無(wú)失真重建原信號(hào)。

混疊失真：

11重建原信號(hào)

：低通濾波器HL(f)重建原信號(hào)：低通濾波器HL(f)12內(nèi)插公式內(nèi)插公式13欲傳m(t)，只需傳ms(t)，收端根據(jù)其抽樣值就能無(wú)失真地重建原信號(hào)

m(t)，條件是：抽樣與恢復(fù)原理框圖：欲傳m(t)，只需傳ms(t)，收端根據(jù)其抽樣值就能無(wú)14§10.2.2帶通模擬信號(hào)的抽樣定理定理：§10.2.2帶通模擬信號(hào)的抽樣定理定理：15ffHfL-fL-fH0BffHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3B|M(f)||Ms(f)|3fs

2fH=6BfH=nBfH=3Bfs=2B

3fsfHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3Bf0Bf|M(f)|2fH=2(3+k)BfHfL-fL-fHfH=nB+kBfH=3B+kB2(3+k)B=3fs推廣：

n=任意整數(shù)2(n+k)B=nfsffHfL-fL-fH0BffHfL-fL-fHB-2B-316

fs與fL

關(guān)系n=1n=2n=3n=4n=5n=6fs與fL關(guān)系n=1n=2n=3n=4n=5n=17模擬脈沖調(diào)制§10.3模擬脈沖調(diào)制§10.318PAM、PDM、PPMPAM、PDM、PPM19實(shí)際抽樣??——自然抽樣的PAM對(duì)比：---理想抽樣---自然抽樣m(t)實(shí)際抽樣??——自然抽樣的PAM對(duì)比：---理想抽樣20

自然抽樣過程的波形和頻譜：自然抽樣過程的波形和頻譜：21

自然抽樣與恢復(fù)原理框圖：理想抽樣：自然抽樣：理想沖激序列實(shí)際脈沖序列s(t)恢復(fù)：均可用理想低通濾波器取出原信號(hào)。自然抽樣與恢復(fù)原理框圖：理想抽樣：自然抽樣：理想沖激序列22實(shí)際抽樣??

——

平頂抽樣的PAM

特點(diǎn)：每個(gè)樣值脈沖的頂部是平坦的。m(t)

產(chǎn)生：抽樣保持實(shí)際抽樣??——平頂抽樣的PAM特點(diǎn)：每個(gè)樣值脈沖的23n=0

恢復(fù)：修正+低通濾波n=0恢復(fù)：修正+低通濾波24模擬信號(hào)de量化§10.4量化——幅度上離散化量化后的信號(hào)——多電平數(shù)字信號(hào)模擬信號(hào)de量化§10.4量化——幅度上離散化量化后的25抽樣值分層電平§10.4.1量化原理量化電平量化間隔量化值

——

用有限個(gè)量化電平表示無(wú)限個(gè)

抽樣值。qi=q1~qMmi抽樣值量化信號(hào)值抽樣值分層§10.4.1量化原理量化量化量化值——26抽樣值量化值量化噪聲[a,b]設(shè)抽樣信號(hào)的取值范圍量化電平數(shù)M則量化間隔量化電平（中點(diǎn)）分層電平（端點(diǎn)）§10.4.2均勻量化——等間隔劃分輸入信號(hào)的取值域抽樣值量化值量化噪聲[a,b]設(shè)抽樣信號(hào)量化電平數(shù)M則量化間27的均方值---量化噪聲功率為：

信號(hào)量噪比S/Nq輸入樣值信號(hào)的概率密度——量化器的性能指標(biāo)之一mk=

m(kTs)mq=

mq(kTs)

量化噪聲信號(hào)mk的平均功率：

信號(hào)量噪比——信號(hào)功率與量化噪聲功率之比：

的均方值---量化噪聲功率為：信號(hào)量噪比S/Nq輸入樣值28量化噪聲功率解：平均信號(hào)量噪比

含義？量化噪聲功率解：平均信號(hào)量噪比含義？29均勻量化的缺點(diǎn)應(yīng)用：主要用于概率密度為均勻分布的信號(hào)，如遙測(cè)遙控信號(hào)、圖像信號(hào)數(shù)字化接口中。——原因：

Nq與信號(hào)樣值大小無(wú)關(guān)，僅與量化間隔V有關(guān)。解決方案：非均勻量化均勻量化的缺點(diǎn)應(yīng)用：主要用于概率密度為均勻分布的信號(hào)，如遙30§10.4.3非均勻量化——量化間隔不相等的量化方法壓大補(bǔ)小y=f(x)

對(duì)數(shù)特性提高小信號(hào)的量噪比§10.4.3非均勻量化——量化間隔不相等的量化方法壓31-壓縮輸出-擴(kuò)張輸入在接收端，需要采用一個(gè)與壓縮特性相反的擴(kuò)張器來恢復(fù)信號(hào)。入出壓縮特性擴(kuò)張?zhí)匦詨嚎s-擴(kuò)張?zhí)匦裕?2-壓縮輸出-擴(kuò)張輸入在接收端，需要采用一個(gè)與壓縮特性相反的擴(kuò)均勻量化……壓縮特性均勻……33樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)ppt課件34

ITU的兩種建議：ITU的兩種建議：35非均勻量化x－歸一化輸入電壓y

－歸一化輸出電壓1.A壓縮律y11非均勻量化x－歸一化輸入電壓1.A壓縮律y1136樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)ppt課件37

2.

A律13折線2.38圖10-14對(duì)稱輸入13折線壓縮特性圖10-14對(duì)稱輸入13折線壓縮特性39

A律和

律不易用電子線路準(zhǔn)確實(shí)現(xiàn)，實(shí)用中分別采用

13折線和15折線。3

.

壓縮律及其

15

折線

=0

時(shí)無(wú)壓縮效果非均勻量化A律和律不易用3.壓縮律及其15折線40

15

折

線K1=32大信號(hào)的量化性能比A律稍差。小信號(hào)的量噪比是A律的2倍。15

折

線K1=32大信號(hào)的量化性能比A律稍41脈沖編碼調(diào)制§10.5PulseCodeModulation,

PCM

——模擬信號(hào)數(shù)字化方式之一

脈沖編碼調(diào)制§10.5PulseCode42§10.5.1

PCM的基本原理

(a)發(fā)送端模擬信號(hào)輸入PCM信號(hào)輸出抽樣保持量化編碼PCM系統(tǒng)原理框圖(b)接收端模擬信號(hào)輸出PCM信號(hào)輸入譯碼低通濾波§10.5.1PCM的基本原理(a)發(fā)送端模擬信號(hào)P43模擬信號(hào)數(shù)字化過程---“抽樣、量化和編碼”模擬信號(hào)數(shù)字化過程---“抽樣、量化和編碼”44具有鏡像特性特點(diǎn)：①簡(jiǎn)化編碼過程優(yōu)點(diǎn)：②誤碼對(duì)小電壓的影響小表10

│4自然二進(jìn)碼和折疊二進(jìn)碼§10.5.2

常用二進(jìn)制碼——編碼考慮的問題之一具有鏡像特性特點(diǎn)：①簡(jiǎn)化編碼過程優(yōu)點(diǎn)：②誤碼對(duì)小電壓的影響小45樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)ppt課件46極性碼：表示樣值的極性。正編“1”，負(fù)編“0”段落碼：表示樣值的幅度所處的段落段內(nèi)碼：16種可能狀態(tài)對(duì)應(yīng)代表各段內(nèi)的16個(gè)量化級(jí)

在A律13折線PCM編碼中，共計(jì)：——

需將每個(gè)樣值脈沖（Is

）編成8位

二進(jìn)制碼：碼位的選擇與安排——之二，關(guān)乎通信質(zhì)量和設(shè)備復(fù)雜度極性碼：表示樣值的極性。正編“1”，負(fù)編“0”在A律1347表10-5段落碼表10-6段內(nèi)碼表10-5段落碼表10-6段內(nèi)碼48---歸一化輸入電壓的最小量化單位——之三，確定樣值所在的段落和量化級(jí)起始電平和量化間隔(幅值)---歸一化輸入電壓的最小量化單位——之三，確定樣值所在的段49C5的權(quán)值——8ΔViC6的權(quán)值——4ΔViC7的權(quán)值——2ΔViC8的權(quán)值——1ΔVi段內(nèi)碼的權(quán)值：ΔVi

——第

i

段的量化間隔。不同段落，

ΔVi不同。前兩段相同50C5的權(quán)值——8ΔVi段內(nèi)碼的權(quán)值：ΔVi——11110011…每來一個(gè)樣值脈沖就送出一個(gè)PCM碼組§10.5.3

電話信號(hào)的編譯碼器——編碼的實(shí)現(xiàn)任務(wù)

——

把每個(gè)樣值脈沖編出相應(yīng)的8位二進(jìn)碼。11110011…每來就送出一個(gè)PCM§10.5.3電話51極性判決：確定樣值信號(hào)的極性，編出極性碼：整流器：雙單（樣值的幅度大?。?。保持電路：使每個(gè)樣值的幅度在7次比較編碼過程中保持不變。比較器（核心）：將樣值電流Is與標(biāo)準(zhǔn)電流Iw進(jìn)行逐次比較，使Iw向Is逐步逼近，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)抽樣值的非均勻量化和編碼。

若Is＞Iw，輸出“1”碼若Is＜Iw，輸出“0”碼記憶電路：寄存前面編出的碼，以便確定下一次的標(biāo)準(zhǔn)電流值Iw。7/11變換：將7位非線性碼轉(zhuǎn)換成11位線性碼，以便恒流源產(chǎn)生所需的標(biāo)準(zhǔn)電流Iw。各部件的功能：PAM信號(hào)類似天平稱物過程極性判決：確定樣值信號(hào)的極性，編出極性碼：各部件的功能：P52——只需7位（非線性）編碼

以

?對(duì)13折線正極性的8個(gè)段落進(jìn)行均勻量化，則量化級(jí)數(shù)：非線性碼非均勻量化：——需要11位（線性）編碼

非線性碼與線性碼（7/11）：

稱為線性PCM編碼對(duì)應(yīng)稱為非線性/對(duì)數(shù)PCM編碼線性碼均勻量化：對(duì)應(yīng)53——只需7位（非線性）編碼以?對(duì)13折線正極性的（1）極性碼：C1=

1（正）（2）段落碼：C2

C3

C4（3）段內(nèi)碼：C5

C6C7

C8

PCM碼組

C1~

C8

＝11110011=111（第⑧段）=

0011解例IW4IW5IW6IW7起始1024

?V8=641270（1）極性碼：C1=1（正）PCM碼組C1~C854IS=+1270Is>IWi→1Is

≤IWi→0IW1IW2IW3IS=+1270Is>IWi→1IW55它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是：增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的7/12

位碼變換電路。

譯碼——

把PCM信號(hào)

相應(yīng)的PAM樣值信號(hào)，即D/A變換。A律13折線譯碼器原理框圖56它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是：各部分功能：7/12變換電路:

將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線性碼。目的：增加一個(gè)?Vi

/2恒流電流，人為地補(bǔ)上半個(gè)量化級(jí)，使最大量化誤差不超過?Vi

/2,從而改善量化信噪比。串/并變換記憶電路：將串行PCM碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來。極性控制：根據(jù)收到的極性碼

C1來控制譯碼后PAM信號(hào)的極性。編碼器中

7/11寄存讀出電路：將輸入的串行碼在存儲(chǔ)器中寄存起來,待全部接收后再一起讀出,送入解碼網(wǎng)絡(luò)。實(shí)質(zhì)上是進(jìn)行串/并變換。12位線性解碼電路：由恒流源和電阻網(wǎng)絡(luò)組成,與編碼器中解碼網(wǎng)絡(luò)類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應(yīng)的PAM信號(hào)。各部分功能：7/12變換電路:將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線57解例1270由上例可知，編碼電平

：IC=1216△因此，譯碼電平：ID=

IC+?Vi/2=1216+64/2=1248△

編碼后誤差:

(Is-IC)=54

△譯碼后誤差

:|

Is-ID

|=22

△

58解例1270由上例可知，編碼電平：IC=1216△因此，譯

PCM信號(hào)的比特率和帶寬傳輸帶寬:

若采用非歸零矩形脈沖傳輸時(shí)，譜零點(diǎn)帶寬為例如:一路模擬話路帶寬為B=4kHz一路數(shù)字電話帶寬為問題：PCM信號(hào)占用的頻帶比標(biāo)準(zhǔn)話路帶寬要寬很多倍。B=8000×8=64kHz如何解決？詳見10.6節(jié)

PCM信號(hào)的比特率和帶寬傳輸帶寬:若采用非歸零矩59§10.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM系統(tǒng)輸

出：兩種噪聲：∵產(chǎn)生機(jī)理不同∴相互獨(dú)立∥++——信號(hào)成分(So)——加性噪聲(Sa)——量化噪聲(Sq)性能指標(biāo)：抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能總輸出信噪比60§10.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM兩種噪聲：∵含義：當(dāng)?shù)屯ㄐ盘?hào)最高頻率fH給定時(shí),PCM系統(tǒng)的輸出信號(hào)量噪比隨系統(tǒng)的帶寬B按指數(shù)規(guī)律增長(zhǎng)。抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能PCM系統(tǒng)最小帶寬——帶寬與信噪比互換含義：當(dāng)?shù)屯ㄐ盘?hào)最高頻率fH給定時(shí),PCM系統(tǒng)的輸出信61假設(shè)條件：自然碼、均勻量化、輸入信號(hào)為均勻分布。總輸出信噪比假設(shè)條件：自然碼、均勻量化、輸入信號(hào)為均勻分布?？傒敵鲂旁?2

差分脈沖編碼調(diào)制§10.6DifferentialPCM,

DPCM

——

PCM的改進(jìn)型，是一種預(yù)測(cè)編碼方法差分脈沖編碼調(diào)制§10.6DifferentialP63

預(yù)測(cè)編碼簡(jiǎn)介

問題引出PCM需用64kb/s

的比特率傳輸1路數(shù)字電話信號(hào)，這意味，其占用頻帶比

1路模擬標(biāo)準(zhǔn)話路帶寬(4kHz)要寬很多倍。

解決思路究其根源：PCM是對(duì)每個(gè)樣值獨(dú)立地編碼，與其他樣值無(wú)關(guān)?！虼?，降低編碼信號(hào)的比特率、壓縮信號(hào)的傳輸頻帶是語(yǔ)音編碼技術(shù)追求的目標(biāo)。

——∵信號(hào)抽樣值的取值范圍較大——

從而導(dǎo)致數(shù)字化信號(hào)的比特率高，占用帶寬大。∴

需要較多的編碼位數(shù)預(yù)測(cè)編碼簡(jiǎn)介問題引出PCM需用64kb/s的比特64

方法之一——預(yù)測(cè)編碼

線性預(yù)測(cè)——利用前面幾個(gè)抽樣值的線性組合來預(yù)測(cè)當(dāng)前時(shí)刻的樣值。——若僅用前面

一個(gè)抽樣值預(yù)測(cè)當(dāng)前的樣值，即為DPCM。

對(duì)相鄰樣值的差值進(jìn)行編碼方法之一——預(yù)測(cè)編碼線性預(yù)測(cè)——利用前面幾個(gè)抽樣值的65

線性預(yù)測(cè)編碼/譯碼原理框圖表明：預(yù)測(cè)值mk

是前面p個(gè)帶有量化誤差的抽樣信號(hào)值的加權(quán)和。p-

預(yù)測(cè)階數(shù)

ai-

預(yù)測(cè)系數(shù)當(dāng)

時(shí)

?

DPCM

p

=1a1=1線性預(yù)測(cè)編碼/譯碼原理框圖表明：預(yù)測(cè)值mk是前面p個(gè)帶66§10.6.1差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當(dāng)

p

=1，a1=1，則有mk

=mk-1*，表示只將前一個(gè)抽樣值——DPCM：對(duì)相鄰樣值的差值進(jìn)行編碼。當(dāng)做預(yù)測(cè)值。預(yù)測(cè)器預(yù)測(cè)器

DPCM原理§10.6.1差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當(dāng)p67

DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為：

DPCM系統(tǒng)的信號(hào)量噪比：為信號(hào)平均功率；為預(yù)測(cè)誤差（量化器輸入）的平均功率；是把預(yù)測(cè)誤差作為輸入信號(hào)時(shí)量化器的信號(hào)量噪比；差分處理增益

約為6~11dB

DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為：DPC68

ADPCM是為了改善

DPCM的性能，而將自適應(yīng)技術(shù)引入到量化和預(yù)測(cè)過程。其主要特點(diǎn)：①用自適應(yīng)量化取代固定量化。自適應(yīng)量化指量化臺(tái)階隨信號(hào)的變化而變化，使量化誤差減小。②用自適應(yīng)預(yù)測(cè)取代固定預(yù)測(cè)。自適應(yīng)預(yù)測(cè)指預(yù)測(cè)系數(shù)可隨信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性而自適應(yīng)調(diào)整，提高預(yù)測(cè)信號(hào)的精度。通過這二點(diǎn)改進(jìn)，可大大提高輸出信噪比和編碼動(dòng)態(tài)范圍。

自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制（ADPCM，Adaptive

DPCM)

ADPCM

能以32kb/s的比特率達(dá)到64kb/s的PCM

數(shù)字電話質(zhì)量。極大地節(jié)省了傳輸帶寬，使經(jīng)濟(jì)性和有效性顯著提高。ADPCM是為了改善DPCM的性能，而將自適應(yīng)技術(shù)引入69樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)ppt課件70增量調(diào)制(ΔM&DM)§10.7——一種最簡(jiǎn)單的DPCM增量調(diào)制(ΔM&DM)§10.771§10.7.1增量調(diào)制(ΔM)

原理引言即對(duì)預(yù)測(cè)誤差進(jìn)行1位編碼量化電平數(shù)取2

§10.7.1增量調(diào)制(ΔM)原理引言即對(duì)預(yù)測(cè)誤差進(jìn)行72

增量調(diào)制原理框圖增量調(diào)制原理框圖73

增量調(diào)制波形圖74增量調(diào)制波形圖74

如何選擇

和fs

（2）過載量化噪聲（1）一般量化噪聲§10.7.2增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲很大≤譯碼器的最大跟蹤斜率：不過載條件：如何選擇和fs（2）過載量化噪聲（1）一般75fs

選大：對(duì)減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此，對(duì)于語(yǔ)音信號(hào)而言，ΔM的抽樣頻率在幾十千赫~百余千赫。選大：

有利于減小過載噪聲，但一般量化噪聲增大?！颍汉?jiǎn)單ΔM的量化臺(tái)階是固定的，難以使兩者都不超過要求?！鉀Q：采用自適應(yīng)ΔM，使量化臺(tái)階隨信號(hào)的變化而變化。為了避免過載和增大編碼范圍，應(yīng)合理選擇和fs

！fs選大：對(duì)減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此，對(duì)于語(yǔ)76時(shí)，編碼1010101010?時(shí)，編碼1010101010?=

/2起始編碼電平Amin編碼范圍：時(shí)，編碼1010101010?時(shí)，編碼1010101010?77最大編碼電平（臨界過載振幅）為：其斜率若不過載，應(yīng)要求：可見，當(dāng)跟蹤斜率一定時(shí)，允許的信號(hào)幅度隨信號(hào)頻率??k的增加而減小，這將導(dǎo)致語(yǔ)音高頻段的信號(hào)量噪比下降。即設(shè)最大編碼電平Amax最大編碼電平（臨界過載振幅）為：其斜率若不過載，應(yīng)要求：可見78信號(hào)最大功率：由Amax可得信號(hào)量噪比假定不過載，基本量化噪聲為：量化噪聲功率：

e(t)=m(t)-m(t)e(t)e(t)是低通濾波前的量化噪聲，

m(t)是譯碼積分器輸出波形；變化區(qū)間為(-,+)。信號(hào)最大功率：由Amax可得信號(hào)量噪比假定不過載，基本量化79樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)ppt課件80則基本量化噪聲通過截止頻率為fm的低通濾波器后，其功率為：可見，此量化噪聲功率Nq只與量化臺(tái)階及

fm

/fs

有關(guān)，而

與輸入信號(hào)大小無(wú)關(guān)。可見，最大信號(hào)量噪比與抽樣頻率fs的3次方成正比，而與信號(hào)頻率fk的平方成反比。因此，提高fs能顯著增大ΔM的量噪比。

則基本量化噪聲通過截止頻率為fm的低通濾波器后，其功率為：81樊昌信通信原理第10章-信源編碼(7版)ppt課件82時(shí)分復(fù)用(TDM)§10.8——TimeDivisionMultiplexing時(shí)分復(fù)用(