GPS接收機(jī)射頻前端電路原理與設(shè)計(jì)

GPS接收機(jī)射頻前端電路原理與設(shè)計(jì)利用GPS衛(wèi)星實(shí)現(xiàn)導(dǎo)航定位時(shí)，用戶接收機(jī)的主要任務(wù)是提取衛(wèi)星信號(hào)中的偽隨機(jī)噪聲碼和數(shù)據(jù)碼，以進(jìn)一步解算得到接收機(jī)載體的位置、速度和時(shí)間（PVT）等導(dǎo)航信息。因此，GPS接收機(jī)是至關(guān)重要的用戶設(shè)備。目前實(shí)際應(yīng)用的GPS接收機(jī)電路一般由天線單元、射頻單元、通信單元和解算單元等四部分組成，如圖1所示。本文在分析GPS衛(wèi)星信號(hào)組成的基礎(chǔ)上，給出了射頻前端GP2010的原理及應(yīng)用。1、GPS衛(wèi)星信號(hào)的組成GPS衛(wèi)星信號(hào)采用典型的碼分多址（CDMA）調(diào)制技術(shù)進(jìn)行合成（如圖2所示），其完整信號(hào)主要包括載波、偽隨機(jī)碼和數(shù)據(jù)碼等三種分量。信號(hào)載波處于L波段，兩載波的中心頻率分別記作L1和L2。衛(wèi)星信號(hào)參考時(shí)鐘頻率f0為10.23MHz，信號(hào)載波L1的中心頻率為f0的154倍頻，即：

fL1=154×f0=1575.42MHz(1)其波長λ1=19.03cm；信號(hào)載波L2的中心頻率為f0的120倍頻，即：

fL2=120×f0=1227.60MHz(2)其波長λ2=24.42cm。兩載波的頻率差為347.82MHz，大約是L2的28.3%，這樣選擇載波頻率便于測(cè)得或消除導(dǎo)航信號(hào)從GPS衛(wèi)星傳播至接收機(jī)時(shí)由于電離層效應(yīng)而引起的傳播延遲誤差。偽隨機(jī)噪聲碼（PRN）即測(cè)距碼主要有精測(cè)距碼（P碼）和粗測(cè)距碼（C/A碼）兩種。其中P碼的碼率為10.23MHz、C/A碼的碼率為1.023MHz。數(shù)據(jù)碼是GPS衛(wèi)星以二進(jìn)制形式發(fā)送給用戶接收機(jī)的導(dǎo)航定位數(shù)據(jù)，又叫導(dǎo)航電文或D碼，它主要包括衛(wèi)星歷、衛(wèi)星鐘校正、電離層延遲校正、工作狀態(tài)信息、C/A碼轉(zhuǎn)換到捕獲P碼的信息和全部衛(wèi)星的概略星歷；總電文由1500位組成，分為5個(gè)子幀，每個(gè)子幀在6s內(nèi)發(fā)射10個(gè)字，每個(gè)字30位，共計(jì)300位，因此數(shù)據(jù)碼的波特率為50bps。數(shù)據(jù)碼和兩種偽隨機(jī)碼分別以同相和正交方式調(diào)制在L1載波上，而在L2載波上只用P碼進(jìn)行雙相調(diào)制，因此L1和L2的完整衛(wèi)星信號(hào)分別為：

SL1（t）=AcCi(t)Di(t)sin(ωL1t+φc)(3)

+ApPi(t)Di(t)cos(ωL1t+φP1)

SL2(t)=BpPi(t)Di(t)cos(ωL2t+φp2)(4)式中，Ap、Bp、Ac分別為P碼和C/A碼的振幅；Pi(t)、Ci(t)分別為對(duì)應(yīng)P碼和C/A碼的偽隨機(jī)序列碼；Di(t)為衛(wèi)星導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)碼;ωL1、ωL2分別為L1和L2載波信號(hào)的角頻率；φC和φP1、φP2分別為C/A碼和P碼對(duì)應(yīng)于載波的起始相位。合成的GPS信號(hào)向全球發(fā)射，隨時(shí)隨地供接收機(jī)解算導(dǎo)航定位信息使用。2、GPS接收機(jī)的靈敏度GPS接收機(jī)對(duì)信號(hào)的檢測(cè)質(zhì)量取決于信噪比，當(dāng)其為“理想接收機(jī)”時(shí)，接收機(jī)輸入端的信噪比Si/Ni與其輸出端的信噪比So/No相同。由于實(shí)際GPS接收機(jī)存在內(nèi)部噪聲，使得（So/No）<(Si/Ni)；而噪聲越大，輸出信噪比越越小，則接收機(jī)的性能越差，此時(shí)接收機(jī)的噪聲系數(shù)為：

F=（Si/Ni）/(So/No)(5)式（5）表明由于內(nèi)部噪聲影響，接收機(jī)輸出端信噪比相對(duì)于輸入端信噪比變差的倍數(shù)，由式（5），輸入信號(hào)額定功率可表示為：

Si=NiFo(So/No)(6)

式（6）給出了GPS接收機(jī)在噪聲背景下接收衛(wèi)星信號(hào)的能力，接收機(jī)不僅要將輸出信號(hào)放大到足夠的數(shù)值，更重要的是要使輸出端的信噪比So/No達(dá)到所需比值。令（So/No）≥(So/No)min時(shí)對(duì)應(yīng)的接收機(jī)輸入信號(hào)功率的最小可檢測(cè)信號(hào)功率為Simin，通常用它表示接收機(jī)的靈敏度。由于接收機(jī)的輸入噪聲額定功率

Ni=kT0Bn（7）式（7）中k為玻爾茲曼常數(shù)，k=1.38×10-23J/K,T0為單元電路的室內(nèi)溫度17℃（290K，絕對(duì)溫度），Bn為單元電路的帶寬。將式（7）代入式（6）可得：

Si=kT0BnFo(So/No)(8)于是可進(jìn)一步得到GPS接收機(jī)的靈敏度為：

Simin=kT0BnFo(So/No)min（9）由式（9）可知，為了提高GPS接收機(jī)的靈敏度，就要減少最小可檢測(cè)信號(hào)功率Simin，因此在接收機(jī)電路設(shè)計(jì)中一方面要考慮盡量降低接收機(jī)的總噪聲系數(shù)Fo，另一方面應(yīng)設(shè)法提高噪聲背景下GPS接收機(jī)輸出端的信噪比So/No。3、GPS接收機(jī)天線單元天線單元的主要功能是接收空中GPS衛(wèi)星信號(hào)，從而為接收機(jī)射頻前端提供較為純凈的完整衛(wèi)星信號(hào)。在接收機(jī)設(shè)計(jì)中，當(dāng)兩個(gè)單元電路級(jí)聯(lián)時(shí)（如圖3所示），如果第一、二級(jí)單元電路的噪聲系數(shù)和額定功率增益分別為F1、F2和G1、G2，其帶寬均為Bn；設(shè)級(jí)聯(lián)電路的總噪聲系數(shù)為Fo，則其實(shí)際輸出的額定噪聲功能No為：

No=kT0BnG1G2Fo(10)由于No由兩部分組成，即：

No=No12+ΔN2(11)其中No12是由于第一級(jí)單元電路的噪聲在第二級(jí)單元電路輸出端呈現(xiàn)的額定噪聲功率，ΔN2是由于第二級(jí)單元電路所產(chǎn)生的噪聲功率，且

No12=kToBnG1G2F1(12)

ΔN2=kToBnG2(F2-1)(13)將式（12）、（13）代入式（11），則

No=kToBnC1C2Fo

=kToBnG1G2F1+kToBnG2(F2-1)(14)化簡式（14），得到兩級(jí)單元電路級(jí)聯(lián)后的總噪聲系數(shù)為：

Fo=F1+(F2-1)/G1(15)同理可得，n級(jí)單元電路級(jí)聯(lián)時(shí)的總噪聲系數(shù)為：

Fo=F1+(F2-1)/G1+(F3-1)/(G1G2)+Λ+（Fn-1）/(G1G2ΛGn-1)(16)可見，GPS接收機(jī)中各級(jí)單元電路的內(nèi)部噪聲對(duì)級(jí)聯(lián)后總噪聲系數(shù)的響應(yīng)有所不同，級(jí)數(shù)越靠前的單元電路的噪聲系數(shù)對(duì)總噪聲系數(shù)的影響越大。因此，總噪聲系數(shù)主要取決于最前面幾級(jí)單元電路的噪聲系數(shù)，其中天線熱噪聲對(duì)接收機(jī)性能影響最大，故設(shè)計(jì)時(shí)采用接收天線、射頻頻段選擇帶通濾波器及高頻低噪放（LNA）等器件組成天線單元（如圖4所示）。天線單元采用DC5V供電，其中LNA采用高增益、低噪聲、高頻放大器MAAM12021，其增益高達(dá)21dB、噪聲系數(shù)低于1.55dB，有利于降低GPS接收機(jī)的總噪聲系數(shù)；其工作頻段處于1.5～1.6GHz，適合于C/A碼GPS接收機(jī)的頻帶需求，可滿足高增益和低噪聲系數(shù)的性能指標(biāo)要求。4、GPS接收機(jī)射頻單元噪聲總線伴隨著信號(hào)同時(shí)出現(xiàn)，盡可能提高噪聲背景下輸出端的信噪比是改善接收機(jī)靈敏度的重要措施。GPS接收機(jī)天線單元接收并提供給射頻單元的信號(hào)頻率很高而信道帶寬又很窄，要直接濾出所需信道，則需Q值非常大的濾波器，至少目前的技術(shù)水平難以滿足這一指標(biāo)；另外高頻電路在增益、精度和穩(wěn)定性等方面的問題，在高頻范圍直接對(duì)GPS衛(wèi)星信號(hào)進(jìn)行解調(diào)很不現(xiàn)實(shí)。為此，在射頻單元設(shè)計(jì)中采用“超外差”式多級(jí)變頻配合區(qū)配濾波器的電路結(jié)構(gòu)，以消除噪聲干擾，解決高頻信號(hào)處理中所遇到的困難。適合這種電路結(jié)構(gòu)的芯片采用了第二代GPS接收機(jī)射頻前端GP2010。它采用44引腳、幀面方形封裝，主要集成了頻率合成器、混頻器、自動(dòng)增益控制（AGC）電路以及數(shù)字量化器等。GP2010接收的信號(hào)頻率與L1載波的衛(wèi)星信號(hào)頻率兼容，主要用于設(shè)計(jì)C/A碼GPS接收機(jī)的射頻單元。微弱的GPS高頻信號(hào)通過超外差式三級(jí)混頻電路，去掉了其它信道干擾，獲得了足夠增益，解調(diào)并撮出所需的中頻信息。圖5給出了前兩級(jí)超外差式下變頻器和帶有自動(dòng)增益控制（AGC）電路的第三級(jí)混頻器的工作原理圖，每經(jīng)過一次下變頻，輸出信號(hào)的頻率降低、幅度增大，而其它信道和頻段的干擾則被逐步濾除。GP2010利用混頻器將高頻GPS信號(hào)搬到很低中頻頻率的同時(shí)引入了鏡頻干擾，而利用濾波器對(duì)鏡頻干擾的抑制效果取決于鏡頻頻率與信號(hào)頻率之間的距離，或者說取決于中頻頻率的高低。如果中頻頻率高，則信號(hào)與鏡頻相距較遠(yuǎn)，那么鏡頻成份就能受到較大抑制；反之，如果中頻頻率較低，則信號(hào)與鏡頻相隔不遠(yuǎn)，濾波器對(duì)干擾的濾波效果就比較差。由于信道選擇在中頻進(jìn)行，同理，較高的中頻頻率對(duì)信道選擇濾波器的要求也較高，于是鏡頻抑制與信道選擇形成一對(duì)矛盾，而中頻頻率的選擇成為平衡這對(duì)矛盾的關(guān)鍵。所以在GPS接收機(jī)設(shè)計(jì)中，通常使用兩級(jí)或三次變頻來取得更好的折衷。由圖5可看出，GP2010的三級(jí)變頻器采用了中心頻率分別為175.42MHz、35.42MHz和4.309MHz的三個(gè)中頻濾波器。各級(jí)混頻器需要的本振信號(hào)均由片內(nèi)集成鎖相環(huán)（PLL）頻率合成器提供（如圖6所示）。它主要由PLL振蕩器回路、鑒相器、PLL環(huán)路濾波器、分頻器和一個(gè)完整的1400MHz壓控振蕩器（VCO）等元件組成。PLL采用10.000MHz參考頻率；VCO的控制增益為150MHz/V、輸出頻率范圍為1386～1414MHz。為了提供高穩(wěn)定度參考頻率源，設(shè)計(jì)中采用了溫度補(bǔ)償型晶體振蕩器（TCXO）自輸入阻抗為5kΩ的參考頻率提供10.000MHz的AC小信號(hào)頻率給PLL振蕩器。當(dāng)PLL相位鎖定參考信號(hào)時(shí)，鑒相輸出邏輯高電平指示相位已鎖定，相位鎖定時(shí)間約需6ms，環(huán)路增益約為150dB。VCO輸出的1400MHz信號(hào)作為第一本振信號(hào)，由其分頻產(chǎn)生的140.0MHz、31.111MHz信號(hào)分別作為第二本振第第三本振信號(hào)。當(dāng)GP2010接收到1575.42MHz的GPS衛(wèi)星信號(hào)時(shí)，通過三級(jí)變頻可得到4.309MHz的中頻信號(hào)。為配合通道單元和解算單元完成導(dǎo)航信號(hào)的數(shù)據(jù)提取及信號(hào)處理，在5.714MHz采樣時(shí)鐘控制下，GP2010的片內(nèi)集成數(shù)字量化器可實(shí)現(xiàn)對(duì)4.309MHz的中頻衛(wèi)星信號(hào)進(jìn)行數(shù)字量化，從而為通道單元相關(guān)器提供TTL電平的2位量化輸出，即1.405MHz的二進(jìn)制符號(hào)及量值數(shù)字信息，如圖7所示。為了得到平穩(wěn)的中頻衛(wèi)星信號(hào)及采樣數(shù)字輸出，該模塊同時(shí)產(chǎn)生AGC控制信號(hào)用于穩(wěn)定第三級(jí)變頻（如圖5（b）所示）時(shí)所產(chǎn)生的中頻信號(hào)幅度?？傊?，GP2000芯片組是Zarlink半導(dǎo)體公司為設(shè)計(jì)GPS接收機(jī)而推出的一系列集成電路，采用GP2000芯片組可設(shè)計(jì)出多通道衛(wèi)星信號(hào)接收設(shè)備