移動通信實驗指導書

目錄TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"實驗一 Jake信道實驗 1\o"CurrentDocument"實驗二Rice衰落信道實驗 3\o"CurrentDocument"實驗三 Rummler衰落信道實驗 5\o"CurrentDocument"實驗四 自定義多徑信道實驗 7\o"CurrentDocument"實驗五 窄帶干擾信道（NBI）實驗 8實驗六最小移頻鍵控（MSK）調制解調實驗 10實驗六最小移頻鍵控（MSK）調制解調實驗 10實驗七比特誤碼率（BER）測試實驗 12實驗八不同信道下的比特誤碼率（BER）測試實驗 15實驗一Jake信道實驗一、實驗目的學習用SystemView軟件建立Jake信道模型，進一步理解Jake信道二、實驗說明Jack移動信道模型事一個標準的頻率單調衰落基帶等效模型。該模型假設從發(fā)射機到接收機之間存在無數(shù)條傳播路徑，并且這些反射到達移動目標接收機的路徑是離散均勻分布的。對于時域輸入波形x(t)，其輸出波形y(t)可以表示為：y(t)二r(t)x(t)—r(t)x(t)iq這里X(t)是x(t)的希伯特變換。I、Q兩路的基帶等價(復數(shù)形式)描述為：r=2迓cos(P)cos(2^ft+0)+?2cos(a)cos(2^ft)ikkkmk=1r=2乙sin(B)cos(2吋t+0)+、：2sin(a)cos(2^ft)qkkkmk=1其中，f是最大多普勒頻移，f=fcos(2兀k/L),L=2(2N+1),a=k/4,p=Kk/N,TOC\o"1-5"\h\zm km kN為模型中的路徑數(shù)，0=2兀(random(0,1)),0?2兀間的隨機數(shù)。k上述描述中，設最大多普勒頻移為f，則多普勒頻移范圍為(-f，f)，同時也假設m mm延時擴展遠遠小于信號帶寬頻率的倒數(shù)。r(t)和r(t)是信道傳輸函數(shù)的基帶等效部分。在多

iq數(shù)條件下，信道仿真都利用了基帶等效原理，而不必在進行載波級仿真。只不過這里的最大多普勒頻移f與載波頻率f及接收機最大移動速度v相關，此時利用多普勒頻移公式可計m c m算出最大多普勒頻移：vf=±-mfmcc上式中c為無線電波傳播速度。在一個實際的環(huán)境中，接收信號經(jīng)過不同的路徑長度并且在每個到達路徑上的移動速度一般都是不一樣的。即便是接收機和發(fā)射機之間相對靜止，如果一個人或物體快速移動到傳播路徑范圍內，也會引起多普勒頻移。因此，如果發(fā)射機發(fā)送一個單一正弦波，在接收端除了受到多普勒頻移影響外，還會產(chǎn)生多徑衰落，導致接收機收到的是一個頻譜，可以認為一個正弦信號頻率被擴展成為一個窄帶頻譜。在Jack信道中，該頻譜可表示為：P(f)=時V1—(f/f)2]-1m mJack信道通常用于一些簡單假設的移動信道仿真。

三、實驗內容一個典型的Jack信道的基帶等效仿真如圖1.1所示。測試信號源為一個幅度1v,頻率為25Hz的正弦波。假設Jack信道的最大多普勒頻移為5Hz。>1|Nk總信道模型仿真實驗［+J>1|Nk總信道模型仿真實驗［+J日妊信道；No.Terms=25:MaxFreq=5Hz值號源：正弦波幅度=1V頻率=25Hz圖1.1Jack信道仿真實驗原理圖主要模塊參數(shù)設置如下：圖符編號庫/圖符名稱參數(shù)Token0Source：SinusoidAmp=lv,Freq=25HzToken1Comm：JakesChnlNo.Terms=25,MaxDoppler=5HzToken3Comm：IQMixerLOAmp=1v,Freq=25HzToken4、5Operator：LinearSys8Poles,Fc=10Hz四、實驗要求觀察輸入信號及其功率譜；觀察經(jīng)過Jake信道輸出的信號及其功率譜觀察I、Q兩路解調輸出信號；觀察I、Q兩路信號用矢量表示的輸出；觀察I、Q兩路信號矢量輸出的50點柱狀圖，與瑞利分布比較;改變最大多普勒頻移，比較輸出信號的差異。實驗二Rice衰落信道實驗一、 實驗目的學習用SystemView軟件建立Rice衰落信道模型，進一步理解Rice衰落信道。二、實驗說明Rice衰落信道模型經(jīng)常用于仿真一個因直射路徑和多個散射路徑共同產(chǎn)生的幅度衰落信道模型。通常假設這些路徑的延遲遠遠小于信號帶寬的倒數(shù)，即延遲遠小于符號寬度。一個信號x(t)經(jīng)過Rice信道后的輸出y(t)可表示為：y(t)=x(t)z(t)這里z(t)是幅度衰落因式，它可表示為：z(t)=x(t)2+(A+x(t))2*12這里x(t)和x(t)是高斯隨機變量N(0,b)，衰落信道的功率歸一化表示條件：122b2+A2=1A和b的值由Rice衰落因子K決定A=,-K.;(K+1) b=1^；'2(1+K)當K=0時為純粹的散射信道，K=s時是簡單的頻帶信道(無衰落)。三、實驗內容圖2.1是利用Systemview系統(tǒng)提供的Rice信道模型圖符建立的基帶等效仿真模型。圖2.1Rice衰落信道仿真實驗原理圖主要模塊及其參數(shù)設置如下：圖符編號庫/圖符名稱參數(shù)Token0Source：PNSeqAmp=1v,Rate=1Hz,Levels=2Token1Comm：RiceChnlCorrTime=1sec,K-Factor=0Token2Source：signalPwrDensity=1W/Hz四、實驗要求1） 觀察經(jīng)過Rice信道的輸出信號；2） 觀察疊加了高斯噪聲的輸出信號；3） 比較偽隨機序列通過Jake信道和Rice信道的波形差異，分析其原因。實驗三Rummler衰落信道實驗一、實驗目的學習用SystemView軟件建立Rummler衰落信道模型，進一步理解Rummler衰落信道。二、實驗說明Rummler衰落信道是個三路徑傳輸信道模型，其接收端信號是由直射和反射能量混合而成，反射信號改變直射信號的相位而形成復合信號。這種三路徑的衰落信道廣泛應用于視距(LOS)范圍的數(shù)字微波中繼通信鏈路的仿真。Rummler信道是一個基于信道傳輸函數(shù)的統(tǒng)計模型。三條路徑的組成包括一條直射路徑一個相對于直射路徑延遲非常小的多徑成份、一個相對于直射路徑延時的頻率選擇性控制0路徑。因此接收信號的組成可以描述為：r(t)—x(t)+^x(t—T)+|3x(t—T)10這里x(t)表示發(fā)射信號，?、0為衰減系數(shù)，e、工表示兩個相對延時。01則信道的沖激響應可表示為：h(e)—8(t)+a6(e-t)+08(e-t)10等價的信道低通傳輸函數(shù)為：H(f)—1+ae-2耕］+0e-j2滬0假設We<<1，這里W為調制信號的帶寬，則上式進一步化簡為：1令e°二e，上式化簡為:其中e、a、b、/都是模型的統(tǒng)計參數(shù)。一般e=6.3ns,a、b和/也取相應的統(tǒng)計參數(shù)。00a是整個信號的衰減系數(shù)，b是衰減深度，f的取值決定衰落位置。0信道對應的時域表達式為：y(f)二ax(t-abcos(2^f0r).v(f-r)+oZ>sin(2^r)x(r-r)其中，x(t)為x(t)的希爾伯特變換。三、實驗內容圖3.1是應用Rummler衰落信道模型圖符構建的實驗仿真電路。輸入信號為8PSK信號，信號的碼速率為30Msps,采用8PSK的比特率為3bitX30Msps=90Mbps。

主要模塊及其參數(shù)設置如下：圖符編號庫/圖符名稱參數(shù)Token0Source：PSKAmp=lv,Rate=30e+6Hz,Freq=900e+6Hz,Symbols=8Token2Comm：RmlrChnlDelay=1O.e-9sec,CoorTime=100.e-9sec8PSK1V900.e+6Hz:3O.e+6Hz■|||Q混換器:本振幅度=1v:頻率=900.6+6Hz:I I I8PSK1V900.e+6Hz:3O.e+6Hz■|||Q混換器:本振幅度=1v:頻率=900.6+6Hz:I I IS十 一導度率率信幅頻速Rummler#徑衰落信ii?仿真無驗■：90Mbps數(shù)字微被數(shù)據(jù)鏈4T圖3.1Rummler衰落信道仿真實驗原理圖Rumml已「信道延時=1O.e-9秒相關時間=100.6-9秒:高斯噪聲istdD已0.1購值=0四、實驗要求1） 觀察8PSK輸入信號波形；2） 觀察經(jīng)Rummler衰落信道的基帶等效波形；3） 觀察僅加入高斯噪聲后的I、Q兩路解調輸出信號；4） 比較加入高斯噪聲并經(jīng)Rummler衰落信道的I、Q兩路解調輸出信號實驗自定義多徑信道實驗實驗自定義多徑信道實驗一、實驗目的學習用SystemView軟件建立自定義多徑信道模型，進一步理解自定義多徑信道。二、實驗說明Rice衰落和Rummler衰落都是只考慮兩徑或三徑影響的模型。實際上，城市與郊區(qū)，平原與山地，四季氣候的變化等對應的信道模型、延遲參數(shù)都不相同。此時，理想化的等價模型已不能滿足仿真的要求。在SystemView的通信庫中為用戶提供了一個允許根據(jù)實際的統(tǒng)計數(shù)據(jù)或工程經(jīng)驗自定義路徑數(shù)量、最大延時、衰落系數(shù)等參數(shù)。該模型的輸入、輸出關系為：y(t)=cx(t)+ cx(t-t)0kkk=1其中延遲時間T為處于0和最大延遲之間的隨機分布，衰落系數(shù)c滿足方差為b2的瑞利分k k布。b2滿足：c+Ng2=1。K系數(shù)的定義為K=c:Nb20 0；三、實驗內容圖4.1是自定義多徑模型仿真實驗的原理圖，該模型用來確定信道的沖擊響應。假設路徑數(shù)為6,最大多普勒頻移為6Hz,衰落系數(shù)K為1。圖4.1自定義多徑模型仿真實驗原理圖四、實驗要求觀察經(jīng)自定義多徑衰落信道的輸出信號波形；分析輸出信號的路徑數(shù)，延時和衰落系數(shù)；改變自定義多徑衰落信道的參數(shù)，觀察輸出波形的差異，分析其原因

實驗五窄帶干擾信道（NBI）實驗一、 實驗目的學習用SystemView軟件建立窄帶干擾信道模型，進一步理解窄帶干擾信道。二、 實驗說明除了多徑衰落信道外，無線信道中還有一類窄帶干擾信道。例如存在鄰頻干擾的信道、被敵方實施人為干擾的信道等等。SystemView提供了一個簡單的窄帶干擾信道模型。設輸入信號為x（t），則輸出信號y（t）可以描述為：v（0二工（「）+X比沁（2磯『+%）fr=l其中N為窄帶干擾的數(shù)量；0e［0,2兀］，是每個窄帶干擾信道的相位；Ae［最小幅度，kk最大幅度］，為每個窄帶干擾的幅度；根據(jù)所選的模式（隨機模式或均勻分布模式）以及指定的干擾帶寬，可以生成不同的窄帶干擾頻率f。隨機模式的窄帶干擾信號頻率隨機地分布于最k小最大干擾頻率之間；而均勻分布模式下，干擾信號被設置為等間隔分布。三、 實驗內容圖5.1是NBI仿真實驗的原理圖。圖中分別使用了隨機分布和均勻分布兩種情況的窄帶干擾，每個NBI模型都使用了3個干擾，輸入信號為載波頻率1MHz的2PSK信號。最小、最大干擾頻率范圍為［900KHz,1.1MHz］。圖大干擾頻率范圍為［900KHz,1.1MHz］。圖5.1NBI仿真實驗原理圖主要模塊及其參數(shù)設置如下：圖符編號庫/圖符名稱參數(shù)Token0Source：PSKAmp=lv,Rate=100e+3Hz,Freq=le+6Hz,Symbols=8Token1Comm：NBIChnlRandom，No.NBI=3,FreqSpacing=1e+3HzToken2Comm：NBIChnlEqual,No.NBI=3,四、實驗要求1） 觀察2PSK輸入信號的波形和頻譜2） 觀察2PSK輸入信號經(jīng)過隨機分布的NBI干擾信道后的輸出信號波形和頻譜；3） 觀察2PSK輸入信號經(jīng)過均勻分布的NBI干擾信道后的輸出信號波形和頻譜，和要求2輸出進行比較，分析其原因。實驗六最小移頻鍵控(MSK)調制解調實驗一、 實驗目的進一步理解最小移頻鍵控(MSK)調制解調系統(tǒng)調制、解調原理。二、 實驗說明由于一般移頻鍵控信號相位不連續(xù)、頻偏較大等原因，使其頻譜利用率較低。MSK(MinimumFrequency-shift-keying)是二進制連續(xù)相位FSK的一種特殊形式。MSK稱為最小移頻鍵控，有時也稱為快速移頻鍵控(FFSK)。所謂“最小”是指這種調制方式能以最小的調制指數(shù)(0.5)獲得正交信號；而“快速”是指在給定同樣的頻帶內，MSK能比2PSK傳輸更高的數(shù)據(jù)速率，且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減的快。MSK調制器如圖6.1所示，解調器如圖MSK調制器如圖6.1所示，解調器如圖6.2所示。MSK^'1；2可J}申八轉換圖6.1MSK調制器原理圖相判決判決hISK輸入圖6.1MSK調制器原理圖相判決判決hISK輸入數(shù)據(jù)輸i串轉換＞積分清洗—?圖6.2MSK調制器原理圖三、實驗內容MSK調制與解調的SystemView仿真電路如圖6.3所示。圖6.3MSK調制與解調的SystemView仿真電路圖實驗七比特誤碼率（BER）測試實驗一、實驗目的比特誤碼率（BER）是衡量一個通信系統(tǒng)優(yōu)劣的重要指標之一。本實驗主要介紹如何利用SystemView仿真軟件測試和生成一個通信系統(tǒng)的BER曲線。二、實驗內容首先我們通過一個最簡單的例子（簡單高斯噪聲模型）來分步驟說明如何產(chǎn)生BER曲線。圖7.1所示是一個最簡單的通信系統(tǒng)，在該系統(tǒng)中，信道模擬成一個高斯噪聲信道AWGN）,輸入信號（圖符0）經(jīng)過AWGN信道（圖符1、圖符2、圖符3）后在輸出端進行硬判斷，當帶有噪聲的接收信號大于判決電平時，輸出判為1，而此時的原始參照信號如果為0，則產(chǎn)生誤碼。為了便于對各個系統(tǒng)進行比較，通常將信噪比用每比特所攜帶的能量除以噪聲功率譜密度來表示，即Eb/N。對于基帶信號，我們定義信噪比boE_A2T_A2~N~~^~~nrooo這里A為信號的幅度（通常取歸一化值），R=1/T是信號的數(shù)據(jù)率。如圖7.2所示，將噪聲大小設為Eb/N=1（0dB）或N=A2/R，將該數(shù)值輸入噪聲圖符的參數(shù)輸入欄（在常數(shù)項中選boo1ohm）。通常需要在信號源或噪聲源后邊加入一個增益圖符（圖符3）來控制信噪比的大小，圖7.1高斯噪聲信道的BER仿真試驗電路圖圖7.2高斯噪聲源參數(shù)設置窗口SystemView推薦使用后一種方法（在噪聲源后邊加入增益圖符）。受控的增益圖符需要在系統(tǒng)菜單中設置全局關聯(lián)變量，以便每一個測試循環(huán)后將系統(tǒng)參數(shù)改變到下一個信噪比值。全局關聯(lián)變量的設置方法在下述內容中會繼續(xù)介紹。BER計數(shù)器圖符的參數(shù)設置如圖7.3所示，其中“No.Trials”為對比試驗的比特數(shù)，通常這個取值由一定的要求，如果希望測出le—4的BER,則至少應進行l(wèi)e+5個比特的對比試驗，這樣經(jīng)過統(tǒng)計得到的BER才比較可信；同理，期望得到le—2的BER，至少應進行l(wèi)e+3次的比較，即要獲得盡可能低的BER值，必須將“No.Trials”的值設得足夠大，同時也必須將系統(tǒng)定時中每個仿真循環(huán)得采樣數(shù)設得足夠大。在這個仿真試驗中，我們設“Trials”的值為le+5，系統(tǒng)定時中的每個循環(huán)采樣點數(shù)為131072，循環(huán)次數(shù)設置為9次。注意，系統(tǒng)定時的采樣點數(shù)“No.ofSamples”一定要大于“Trials”的值。圖7.3BER計數(shù)器圖符參數(shù)設置窗口圖中的“Threshold”值為參考信號與解調信號差異的門限值，當兩者相差大于該門限時判為錯誤，BER計數(shù)器累計加1,小于該值時判為正確，BER計數(shù)器不進行累計?！癘ffset”為時間偏移量，該值決定系統(tǒng)從什么時候開始進行比較試驗，通常這個偏移量可以通過選擇“OffsetOptions”選項來決定是用系統(tǒng)采樣比特數(shù)來表示，還是用絕對時間來表示，通常在沒有系統(tǒng)延時的情況下，該值可設為0，但是對某些具有濾波器、寄存器延時（如使用相關檢波、交織編碼等）的系統(tǒng)則需要對原始參考信號進行精確延時后才能與解調信號進行比較，因此必須在延時結束后才能進行對照比較。當BER計數(shù)器圖符的輸出端連接到接收計算器圖符時，必須選擇三種輸出之一，如圖6.4所示，其中，若選擇“0：BER”為實時BER值；若選擇“1：CummulativeAvg”為BER的累計均值；若選擇“2：TotalErrors”為錯誤總數(shù)。圖7.4BER計數(shù)器圖符輸出選擇圖7.1中的圖符6是一個停止接收計算器圖符，它的功能是當輸入值超過設定的門限值時，停止本次（或本循環(huán)）的仿真，如果系統(tǒng)定時被設置為多循環(huán)，則立即進入到下一次循環(huán)的仿真運算中。在這里，它是與BER計數(shù)器圖符的錯誤總數(shù)輸出相連的，因此它的作用是：當錯誤總數(shù)超過預定值時，停止本次循環(huán)的仿真進入下一循環(huán)，否則將一直仿真運算至系統(tǒng)設定的全部采用數(shù)完畢為止，然后再進入下一循環(huán)。停止接收計算器的參數(shù)設置，如圖7.5所示。“Threshold”為門限值，即預定的錯誤總數(shù)?！癝electAction”動作選項應選擇“GoToNextLoop”,即停止本次循環(huán)后進入下一循環(huán)。因此，在系統(tǒng)定時設置中，至少應設置兩次以上的循環(huán)，該圖符的設置才有意義。圖6.5停止接收計算器參數(shù)設置窗口在圖7.1所示的仿真系統(tǒng)中，還有一個終值接收計算器（圖符7）,它與BER計數(shù)器的累計均值輸出（輸出1）端相接。當仿真進行時，每一個循環(huán)結束時會顯示本次循環(huán)的BER均值，該值也是用于計算BER/SNR曲線的基礎，只有利用該計算器的數(shù)據(jù)才能繪出Eb/N歸一bo化的BER曲線。實驗八不同信道下的比特誤碼率（BER）測試實驗一、 實驗目的比特誤碼率（BER）是衡量移動通信信道性能的重要指標之一。本實驗主要介紹如何利用SystemView仿真軟件測試Rice信道下的BER曲線，要求學生在此基礎上自己設計完成其它信道的BER曲線。二、 實驗內容圖8.1是利用Systemview系統(tǒng)提供的Rice信道模型圖符建立的基帶等效仿真模型。作為比較，進行了兩種假設信道的比特誤碼率（BER）測試，其中一個信道為Rice衰落加高斯噪聲,而另一個信道只有高斯噪聲。這里假設Rice信道的衰落因子K=0,即為純粹的散射信