適用于高頻電流模式轉(zhuǎn)換器的斜坡補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

適用于高頻電流模式轉(zhuǎn)換器的斜坡補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)PWMDC／DC轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)中，為了防止出現(xiàn)次諧波振蕩，需要引入斜坡補(bǔ)償電路，而傳統(tǒng)的斜坡補(bǔ)償電路通常在加法器處會(huì)引入附加的內(nèi)部反饋環(huán)路，這會(huì)極大地限制系統(tǒng)帶寬。文中提出了一種簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)峰值電流模式下的斜坡補(bǔ)償。這樣可以減小斜坡補(bǔ)償中加法器對(duì)系統(tǒng)帶寬的限制，從而可以提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，使轉(zhuǎn)換器有更高的開(kāi)關(guān)頻率。仿真結(jié)果表明，這種方法能實(shí)現(xiàn)電壓信號(hào)準(zhǔn)確地相加。電流模式PWM型DC/DC轉(zhuǎn)換器具有瞬態(tài)響應(yīng)好，輸出噪聲小，對(duì)外同電路干擾小等優(yōu)點(diǎn)，成為DC/DC的主流。但是，峰值電流模式PWM型DC/DC轉(zhuǎn)換器有一個(gè)特有的問(wèn)題，就是當(dāng)占空比大于0．5時(shí)，會(huì)出現(xiàn)亞諧波振蕩現(xiàn)象，解決這一問(wèn)題通常采用斜坡補(bǔ)償?shù)姆椒?，即在電感電流采樣信?hào)上疊加一定斜率的鋸齒波信號(hào)，如果這一斜坡信號(hào)的斜率大于電流采樣信號(hào)下降斜率與上升斜率差值的一半，亞諧波現(xiàn)象就會(huì)消失。傳統(tǒng)的斜坡補(bǔ)償電路是采用運(yùn)放的負(fù)反饋接法實(shí)現(xiàn)加法器，這樣由于引入了內(nèi)部負(fù)反饋回路，會(huì)限制系統(tǒng)的帶寬，從而會(huì)限制整個(gè)轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率。本文提出了一種新穎的斜坡補(bǔ)償電路，這里利用了電荷守恒定律，存電容兩端實(shí)現(xiàn)電流采樣信號(hào)與斜坡信號(hào)的相加，這樣就減少了一個(gè)內(nèi)部反饋環(huán)路，從而減小了對(duì)系統(tǒng)帶寬的限制，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，轉(zhuǎn)換器能有更高的開(kāi)關(guān)頻率。斜坡補(bǔ)償1．1斜坡補(bǔ)償?shù)谋匾苑逯惦娏髂Ｊ絇WM開(kāi)關(guān)電源工作在CCM模式下且占空比(D)大于0.5時(shí),系統(tǒng)存在穩(wěn)定性問(wèn)題，因?yàn)殡姼须娏鲾_動(dòng)量經(jīng)過(guò)多個(gè)周期后逐級(jí)擴(kuò)大，電感電流波形會(huì)出現(xiàn)低于開(kāi)關(guān)頻率的包絡(luò)，電感電流紊亂，峰峰值增大，帶負(fù)載能力下降，輸出電壓紋波增加等不良現(xiàn)象，最終導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，整個(gè)系統(tǒng)由于擾動(dòng)無(wú)法正常工作。1.2斜坡補(bǔ)償?shù)脑矸逯惦娏髂Ｊ絇WM開(kāi)關(guān)電源工作在D大于0.5時(shí)，內(nèi)部電流環(huán)會(huì)不穩(wěn)定。通常的解決方法是存電流內(nèi)環(huán)加入斜坡補(bǔ)償電路。如果沒(méi)有斜坡補(bǔ)償，系統(tǒng)的穩(wěn)定性如圖1所示。其中實(shí)線和虛線分別表示穩(wěn)定時(shí)和受到擾動(dòng)時(shí)電感電流波形,D表示占空比(OvDvl)，IE表示由誤差放大器設(shè)定的電感電流峰值，ml和m2分別表示電感電流上升斜率、下降斜率(ml、m2>0)，40是初始擾動(dòng)電流。

可以看到，一個(gè)周期后擾動(dòng)電流變?yōu)椋寒?dāng)D小于0.5時(shí)，此時(shí)ml大于m2，所以經(jīng)過(guò)n個(gè)周期后，Ain會(huì)最終趨近于0。但是當(dāng)D大于0.5時(shí)，此時(shí)ml小于m2，所以經(jīng)過(guò)n個(gè)周期后，Ain會(huì)變得越來(lái)越大，也就是說(shuō)初始擾動(dòng)電流被無(wú)限放大，系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。L斜城補(bǔ)償怙7L斜城補(bǔ)償怙7圖2 ［）＞（）.5時(shí)加入料坡補(bǔ)償歸■減嘉電浪派母如果在電流內(nèi)環(huán)中加入一個(gè)斜率為-K的（K大于0）的補(bǔ)償電流（如圖2所示）,Ain可表示為：

由前面分析知道，只要保證■即只要要保證■■■■■■ ,就可以保證系統(tǒng)在任意占空比時(shí)都能達(dá)到穩(wěn)定。適用于高頻電流模式轉(zhuǎn)換器的斜坡補(bǔ)償電路的實(shí)現(xiàn)本文設(shè)汁的斜坡電路如圖3所示，斜坡補(bǔ)償電路包括電流源12，電容C2,電阻R2,開(kāi)關(guān)VT2,VT3,VT4和反相器U1，這種簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)沒(méi)有加法器的內(nèi)部反饋環(huán)路，因此極大地避免了帶寬上的限制，從而使得轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率可以大大提高。圖3中電流源11和電流源I2是鏡像關(guān)系，左半部分是鋸齒波產(chǎn)生電路，包括電流源11,電容C1，電阻R1,比較器1,比較器2,邏輯單元和開(kāi)關(guān)VT1。整個(gè)電路工作原理如下：邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)充放電的脈沖來(lái)控制開(kāi)關(guān)VT1的開(kāi)關(guān)，從而控制電容的充放電。當(dāng)開(kāi)關(guān)VT1是關(guān)閉時(shí)，電流源11對(duì)電容C1充電。此時(shí)A點(diǎn)電壓線性增加，當(dāng)A點(diǎn)電壓超過(guò)UREF1時(shí)，此時(shí)比較器1會(huì)輸出一個(gè)低電平，使邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)高脈沖，從而打開(kāi)開(kāi)關(guān)VT1，使電容通過(guò)電阻R1進(jìn)行放電，因?yàn)殡娮鑂1很小，因此放電速度很快，當(dāng)A點(diǎn)電壓下降到小十VREF2時(shí)，此時(shí)比較器2輸出一個(gè)低電平到邏輯單元，使邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)低脈沖，使開(kāi)關(guān)VT1關(guān)閉，如此反復(fù)，在A點(diǎn)產(chǎn)生一個(gè)鋸齒波信號(hào)。下面可以通過(guò)公式推導(dǎo)出此時(shí)A點(diǎn)鋸齒波的頻率，我們假設(shè)對(duì)電容C1充電電流為ICharge，由電容C1的電荷公式有：(4)ICharge?t1=C1AJ=C1(UREF1-UREF2)(4)假設(shè)通過(guò)R1放電的放電時(shí)間為t2，這里因?yàn)殡娮鑂1很小，所以忽略放電時(shí)間t2。由于電流源11和電流源12是鏡像關(guān)系，所以電流源12對(duì)電容C2充放電會(huì)產(chǎn)生一個(gè)斜坡信號(hào)。如果假設(shè)電流源11和電流源I2是1：1的鏡像關(guān)系，則此時(shí)斜坡頻率：下面我們來(lái)分析斜坡補(bǔ)償電路如何實(shí)現(xiàn)加法功能的，SWON端口為功率管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，ISEN信號(hào)表示采樣電流信號(hào)，當(dāng)SWON為低時(shí)，表示外部功率管關(guān)閉，此時(shí)關(guān)閉開(kāi)關(guān)VT4，打開(kāi)關(guān)VT3,這時(shí)電容C2下端電壓為0，上端電壓■G ，此電壓為一斜坡信號(hào)。當(dāng)SWON為高時(shí)，表示外部功率管打開(kāi)，此時(shí)ISEN端有采樣電流信號(hào)，并且SWON的高電平會(huì)打開(kāi)關(guān)VT4,關(guān)閉開(kāi)關(guān)VT3。此時(shí)電容C2下端的電壓變?yōu)镮SEN采佯信號(hào)，這時(shí)根據(jù)電容C2兩端電荷公式：ICharge?t=C2^J=C2(U(t)-UISEN) (8)求得電容C2上端電壓為' G'，即實(shí)現(xiàn)了斜坡補(bǔ)償中的加法功能。出于上述沒(méi)有反饋環(huán)路的加法器極大地減小了反饋電路引起的延遲，因此當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在更高開(kāi)關(guān)頻率時(shí)(通常會(huì)大于2MHz)能有更好的穩(wěn)定性和可靠性。實(shí)際的電路中，由于開(kāi)關(guān)管VT4會(huì)引入尖峰毛刺，進(jìn)而可能會(huì)導(dǎo)致PWM比較器誤輸出。所以一般會(huì)在ISEN信號(hào)通路處加入一個(gè)簡(jiǎn)單的RC濾波器，這時(shí)就會(huì)有一個(gè)電阻R串接在電容下端和ISEN信號(hào)端之間。因此在當(dāng)SWON為高電平時(shí)，由于此時(shí)VT3關(guān)閉，所以會(huì)有一個(gè)大小等于ICharge的電流流過(guò)電阻R，從而使ISEN采樣信號(hào)與電容下端電壓產(chǎn)生偏差。解決方法是在電容C2下端加

入一個(gè)電流為ICharge的電流源，引入電流源后（如圖3中13所示），SWON為高電平時(shí)流過(guò)R的電流就可以忽略不計(jì)，此時(shí)斜坡補(bǔ)償?shù)恼`差就可以大大減小。丹4電客充丹4電客充無(wú)電退灤產(chǎn)4-電略實(shí)際的充電電流產(chǎn)生電路如圖4所示，該電路的主體結(jié)構(gòu)是一個(gè)自偏置的電流源，因此其對(duì)電源的干擾不敏感，其主要是由跨導(dǎo)放大器，VT1，芯片外接電阻RT和電流鏡組成。由于跨導(dǎo)放大器，VT1和電阻RT組成了一個(gè)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，所以此時(shí)流過(guò)VT1的電流，即充電電流ICharge等于UREF/RT,此充電電流經(jīng)過(guò)電流鏡鏡像到充電電容。因此斜坡的斜率可以表示為：根據(jù)斜坡補(bǔ)償原理，要滿足仿真結(jié)果利用上華0.5pmCMOS工藝和cadenee軟件對(duì)這種設(shè)計(jì)方法進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。斜坡信號(hào)、采樣電流信號(hào)、相加信號(hào)波形如圖5所示。

—1—1■亠r1f!i_■服EK■衛(wèi)柑丿砂1W"TI.1■■H.*」「121.HnV:?-|圖5中ISEN信號(hào)為電流采樣信號(hào)，RAMP為頻率為1.2MHz，斜率為的鋸齒波。可以看到當(dāng)t=1.01“s時(shí)，ISEN信號(hào)的電壓值為249mV,RAMP信號(hào)的電壓值為233mV，RAMP+ISEN信號(hào)測(cè)得為491mV，誤差為1.8%。基本能夠?qū)崿F(xiàn)兩個(gè)信號(hào)的準(zhǔn)確相加，從而實(shí)現(xiàn)