CMOS射頻集成電路設計-CMOS射頻功率放大器

CMOS射頻功率放大器9.1概述9.2技術指標9.3負載牽引設計方法9.4非開關型射頻功放分類9.5開關型射頻功放分類9.6CMOS工藝的射頻功放面臨的問題9.7CMOS射頻功放的設計方法9.8線性化技術9.9

本章小結(jié)習題

9.1概述

射頻功率放大器是無線發(fā)射機中的核心模塊之一,它的主要作用是給發(fā)射天線等外部負載提供輸出功率。射頻功率放大器也是一種特殊的放大器,之所以說它特殊是因為它要解決常規(guī)射頻放大器的一個重要問題,即效率問題。效率成為了射頻功率放大器的一個關鍵指標。關于射頻功率放大器還有一個特殊設計的問題,即功放的輸入/輸出匹配問題、最大功率傳輸和最大效率的匹配問題。

本章將介紹射頻功率放大器的分析與設計技術。首先介紹射頻功率放大器的技術指標,然后介紹非開關型射頻功率放大器,最后介紹開關型射頻功率放大器。本章的另一個重點內(nèi)容是介紹射頻功放的設計方法以及線性化技術。

9.2技術指標1.輸出功率射頻功率放大器的輸出功率是指功率放大器驅(qū)動負載的帶內(nèi)射頻信號的總功率,它不包含諧波成分以及雜散成分的功率。功率放大器的輸出功率大小由系統(tǒng)標準制定。射頻和微波系統(tǒng)中信號的功率可以用瓦(W)、毫瓦(mW)和dBm表示。單位dBm是信號功率相對于1mW的對數(shù)值,定義為

如果使用統(tǒng)一的負載,則功率與幅度是一一對應的。在50W的系統(tǒng)中,10V的信號幅度所對應的功率為

2.效率和附加效率

功率放大器的效率是指衡量放大器將直流電源消耗的功率轉(zhuǎn)化為射頻輸出功率的能力,它是衡量功率放大器的一個主要指標。

若用PL表示負載上的功率,PD表示電源提供的直流功率,G表示功率增益,則功率放大器效率定義為

功率附加效率(power-addedefficiency,PAE)定義為

3.功率利用因子

功率利用因子(powerutilizationfactor,PUF)是用來衡量功率放大器是否充分發(fā)揮了晶體管輸出功率潛能的一個技術指標,它被定義為功率放大器的實際輸出功率與利用同一晶體管構(gòu)成的理想A類功率放大器輸出功率的比值。

4.功率增益

功率放大器的功率增益被定義為放大器的輸出信號功率與驅(qū)動信號功率的比值,即

5.線性度

功率放大器產(chǎn)生的非線性失真會同時表現(xiàn)在幅度和相位上,即在信號的幅度和相位上會同時出現(xiàn)失真。功放的線性度可以用如下幾種表示方式。

1)1dB壓縮點

1dB壓縮點和三階截點是描述電路線性度的關鍵指標。與小信號放大器相同,射頻功率放大器也可以用1dB壓縮點和三階截點來描述其線性度。

2)相鄰信道功率比

P相鄰信道功率比(adjacentchannelpowerratio,ACPR)是指信道帶寬內(nèi)的信號功率0與相鄰信道帶寬內(nèi)泄漏或擴展的信號功率P1之比,即ACPR=P0/P1,如圖9-1所示。圖9-1相鄰信道功率比的示意圖

3)誤差矢量幅度

由于非線性失真會使信號幅度和相位同時出現(xiàn)失真,因此用星座圖中實際信號的點和理想信號的點之間的距離來表示誤差矢量幅度(errorvectormagnitude,EVM),如圖9-2所示。圖9-2誤差矢量幅度

4)幾種失真

信號失真主要是由有源元件的非線性引起的,主要為諧波失真(harmonicdistortion)、AMtoPMConversion、互調(diào)失真(intermodulationdistortion,IMD),分別解釋如下。

(1)諧波失真。當功率放大器輸入單一頻率信號時,在輸出端除了放大原信號外,原信號的各次諧波也被放大了,因此很可能干擾別的頻帶,所以在系統(tǒng)中均明確規(guī)定信號的諧波衰減量。

(2)AMtoPMConversion。當輸入功率較大時,因為S21包含振幅和相角,而相移量隨振幅的增加而改變,則原來的AM調(diào)制會轉(zhuǎn)而影響FM調(diào)制的變化。

(3)互調(diào)失真。當放大器輸入端輸入兩個頻率分別為fc+fm、fc-fm的信號時(fc?fm),在放大器的輸出端除了輸入信號的各次諧波(諧波失真)外,還會出現(xiàn)因輸入信號頻率之間的和差(交互調(diào)制)所產(chǎn)生的互調(diào)失真信號,它對系統(tǒng)產(chǎn)生的傷害主要集中在載波頻率fc附近的三次、五次等奇數(shù)階次的互調(diào)分量信號?；フ{(diào)失真因與載波頻率太近,難以利用濾波器將它濾除,且極易干擾相鄰的頻率。通常以三階互調(diào)失真來判斷其線性度。

9.3負載牽引設計方法

通常功率放大器的目的是以獲得最大輸出功率為主的,這將使得功率放大器的晶體管工作在趨近非線性狀態(tài),其S參數(shù)會隨輸入信號的改變而改變,特別是S21參數(shù)會因輸入信號的增加而變小。因此,轉(zhuǎn)換功率增益將因功率元器件工作在飽和區(qū)而變小,不再是輸出功率與輸入信號成正比關系的小信號狀態(tài)。

也就是說,原本功率元器件在小信號工作狀態(tài)下,輸入和輸出端都是設計在共軛匹配的最佳情況下的,隨著功率元器件進入非線性區(qū),輸入和輸出的共軛匹配就逐漸失配。此時,功率器件就無法得到最大的輸出功率,因此在設計功率放大器時,為使得輸出端達到最大的功率輸出,其關鍵在于輸出匹配網(wǎng)絡。這可以利用負載牽引(load-pull)原理找出功放最大輸出功率時的最佳外部負載阻抗。

load-pull是決定最佳負載阻抗值最精確的方法,它用來模擬及測量功率管在大信號時的特性,如輸出功率、傳輸功率增益、附加功率效率以及雙音交調(diào)信號分析的線性度。

功率放大器在大信號工作時,功率管的最佳負載會隨著輸入信號的功率增加而改變,因此,必須在史密斯圓圖上針對給定一個輸入功率值繪制出在不同負載阻抗時的等輸出功率曲線,幫助找出最大輸出功率時的最佳負載阻抗,這種方法稱為負載牽引。

9.4非開關型射頻功放分類9.4.1A類功率放大器1.原理分析A類功率放大器又叫甲類功率放大器,其典型電路如圖9-3所示。A類功率放大器是線性功率放大器,能夠?qū)斎胄盘栠M行線性放大,不會使信號的幅值和相位產(chǎn)生明顯的失真。它的另一個特點是晶體管在整個信號周期內(nèi)保持導通。圖9-3中,晶體管漏極的總電流為

漏極的總電壓為

集電極總電流和集電極總電壓如圖9-4所示。圖中的射頻扼流圈一方面為功放提供偏置電流,另一方面充當了交流負載。圖9-3A類功率放大器原理圖圖9-4iDS和uDS=uo變化曲線

如果輸出電壓幅度(用Uo表示)減小,那么輸出功率減小,由于直流功耗不變,因此效率隨之降低,此時效率表示為

2.輸出阻抗匹配問題討論

設晶體管的輸出電阻為ro,負載阻抗ZL經(jīng)阻抗變換后變成了RL。假設UDD=3.3V,IDS=6.6mA,ro=1kΩ。

2)非共軛匹配情況

取RL為偏置電壓和偏置電流的比值,即

最大的輸出電流和電壓幅度分別為

放大器的最大輸出功率為

放大器的效率為

結(jié)論:共軛匹配在功率放大器的設計中不是最佳選擇,負載電阻RL需要根據(jù)電源電壓和最大偏置電流確定,在電源電壓很低的情況下,需要將負載阻抗變換成更小的RL,并提供更大的偏置電流。

3.設計步驟

在已知電源電壓UDD和輸出功率Po的情況下,A類功率放大器的設計步驟可以歸納如下:

(1)計算可以實現(xiàn)最大電壓和電流擺幅的負載電阻RL:

若給定的負載與該值不同,則用匹配網(wǎng)絡將給定負載變成RL。

(2)計算晶體管的漏極偏置電流IDS:

(3)在信號源和放大器輸入端之間通常要進行阻抗匹配。

9.4.2B類功率放大器

1.原理分析

B(乙)類功率放大器的偏置電流為零,沒有信號時晶體管截止,有信號時晶體管只在C信號正半周導通。B類功率放大器的原理圖如圖9-5所示。圖中,Linfinite表示扼流圈;zero表示隔直電容;iDS1、iDS2、io和uo波形如圖9-6所示。圖9-5B類功率放大器原理圖圖9-6B類功率放大器的輸入/輸出信號關系圖

2.設計步驟

在已知電源電壓UDD和輸出功率Po的情況下,B類功率放大器的設計步驟可以歸納如下:

(1)計算可以實現(xiàn)最大電壓和電流擺幅的負載電阻RL:

若給定的負載與該值不同,則用匹配網(wǎng)絡將給定負載變成RL。

(2)偏置晶體管使其在半個周期內(nèi)導通,即導通角為180°。

(3)在信號源和放大器輸入端之間通常要進行阻抗匹配。由于B類功率放大器的輸出有很大的失真,因此輸出匹配網(wǎng)絡應同時具有濾除諧波的功能。

9.4.3C類功率放大器

1.原理分析

如果進一步減小晶體管的導通角,讓其小于180°,就可以獲得更高的效率,這就是C類功率放大器的工作原理。C類功率放大器是非線性的,如圖9-7所示,其輸入/輸出信號關系如圖9-8所示。圖9-7C類功率放大器電路結(jié)構(gòu)圖圖9-8C類功率放大器的輸入/輸出信號關系圖

MOS管漏極電流可以表示為

漏極電流的直流分量表示為

其中,2θ為導通角。

設MOS管漏極電流的基波分量為IFsinωt,諧波分量被濾波器濾除,因此輸出功率表示為

其中,IF可由傅立葉展開式得到:

2.設計步驟

在已知電源電壓UDD和輸出功率Po的情況下,C類功率放大器的設計步驟可以歸納如下:

(1)計算可以實現(xiàn)最大電壓和電流擺幅的負載電阻RL:

若給定的負載與該值不同,則用匹配網(wǎng)絡將給定負載變成RL。

(2)偏置晶體管使其在半個周期內(nèi)導通,即導通角小于180°。

(3)在信號源和放大器輸入端之間通常要進行阻抗匹配。

9.4.4AB類功率放大器

我們已經(jīng)看到A類功率放大器在100%的時間內(nèi)導通,B類功率放大器在50%的時間內(nèi)導通,而C類功率放大器在0~50%時間內(nèi)導通。顧名思義,AB類功率放大器是指在一個周期內(nèi)的50%~100%時間內(nèi)導通。它和C類功率放大器相比,區(qū)別在于電路的偏置不同,因此可以借助于C類功率放大器的分析方法來分析AB類功率放大器。

9.5開關型射頻功放分類

9.5.1D類功率放大器D類(丁類)功率放大器如圖9-9所示。圖9-9-D類功率放大器原理圖

9.5.2E類功率放大器

圖9-10所示為一個E類功率放大器的工作原理圖。電感Lo和電容Co諧振在工作頻率。當晶體管以E類方式工作時,晶體管工作在開關狀態(tài)。電流iDS和電壓uDS的輸出波形共軛,輸出電壓uo的波形為一個有相位延遲的正弦波,如圖9-11所示。圖9-10E類功率放大器原理圖圖9-11晶體管開關工作狀態(tài)波形

9.5.3F類功率放大器

F類功率放大器的特征:它的負載網(wǎng)絡不僅在載波頻率上會發(fā)生諧振,而且在一個或多個諧波頻率上也會發(fā)生諧振,其電路原理圖如圖9-12所示。電感Lo和電容Co諧振在工作頻率上。電感L3和電容C3諧振在3次諧振頻率上。圖9-12所示的是一種三次諧波峰化放大器的電路結(jié)構(gòu)。當晶體管以F類方式工作時,晶體管工作在開關狀態(tài)。電流iDS的輸出波形為半個周期正弦波,輸出電壓uo的波形為正弦波,如圖9-13所示。F類功率放大器工作的實際功率附加效率(PAE)約為80%,低于理論值。圖9-12F類功率放大器原理圖圖9-13晶體管開關工作狀態(tài)波形

9.6CMOS工藝的射頻功放面臨的問題

1.耐壓問題對于CMOS射頻功率放大器來說,特征尺寸的減小,雖然可以獲得更高的增益,但同時也使得晶體管的耐壓能力急劇下降,使得采用先進CMOS工藝實現(xiàn)集成化功率放大器面臨更多的挑戰(zhàn)。MOS晶體管的耐壓能力受到以下三方面的限制:漏源二極管齊納擊穿、漏源穿通以及柵氧化層擊穿。值得注意的是,第三種擊穿是不能恢復的,將導致晶體管損壞。

2.MOS晶體管跨導小問題

隨著晶體管耐壓能力的下降,MOS晶體管的柵極和漏極極性相反將導致漏端電壓擺幅減小,為了實現(xiàn)一定的功率,必須增加晶體管的工作電流。而增加電流會導致寄生阻抗的增大,使得功率放大器的效率變低。由于晶體管跨導較小,增加輸出電流就要加大晶體管尺寸,或者增加前級驅(qū)動電路的功率,這會導致功耗上升、系統(tǒng)效率降低。

晶體管的寄生電容會隨著晶體管尺寸的增加而變大。在射頻功率放大器中,為了達到最佳功率傳輸,功率放大器一般使用LC匹配網(wǎng)絡實現(xiàn)各級互聯(lián),在寄生電容增加時,諧振電感相應減小,但由于工藝的限制,諧振電感量有一個下限值,這就限制了晶體管尺寸不能隨意增加。

3.襯底損耗問題

MOS晶體管的制造工藝導致晶體管的各極與襯底都有寄生電容和電阻,而金屬互聯(lián)與襯底之間也存在寄生電容,這使得設計MOS電路必須考慮襯底耦合以及襯底損耗問題,特別是在射頻功率放大器中,這兩個問題不容忽視。射頻功率放大器輸出電壓擺幅很大,輸出的信號頻率很高,由于寄生電容的存在,功率放大器的信號容易耦合到其他功能電路中,造成其他功能電路不能正常工作或性能變壞的后果。

4.Knee電壓問題

隨著晶體管尺寸的不斷減少,功率放大器一般采用負載線匹配設計方法,實現(xiàn)最佳功率傳輸,如圖9-14所示。由于擊穿電壓的限制,晶體管工作電壓不能超過Umax,為了工作的穩(wěn)定性,最小電壓受Knee電壓的限制。Knee電壓一般取晶體管漏端電流達到最大電流的95%時漏源極之間的電壓UDS,我們一般以Knee電壓為界來判斷晶體管是工作在線性區(qū)還是飽和區(qū)。對于一般功率放大器,負載值的優(yōu)化公式為圖9-14負載線匹配法

隨著晶體管特征尺寸不斷減小,晶體管所能承受的最大電壓隨之降低,Knee電壓反而增加,這兩個參數(shù)的變化縮短了晶體管飽和區(qū)的工作范圍。在深亞微米工藝下,優(yōu)化負載電阻變得很小。一方面由于電感值所能實現(xiàn)的范圍難以達到,使之與負載電阻實現(xiàn)LC匹配很困難;另一方面為了實現(xiàn)同樣的功率輸出,在深亞微米工藝下,功率放大器的輸出電流必須增加,這將引起寄生參數(shù)功耗的增加,帶來大電流所遇到的所有問題。圖9-15是功率晶體管與深亞微米晶體管優(yōu)化電阻線對比。圖9-15功率晶體管和深亞微米晶體管特性曲線

9.7CMOS射頻功放的設計方法

9.7.1采用差分結(jié)構(gòu)差分結(jié)構(gòu)具有很多優(yōu)點,它不僅對差模信號具有放大作用,而且對共模噪聲具有抑制作用。采用差分結(jié)構(gòu)的CMOS射頻功放具有相對寬的輸出電壓擺幅,可以降低功率放大器對封裝寄生效應的靈敏度,還可以降低功率放大器對其他電路的干擾。

采用差分結(jié)構(gòu)的另一個好處是可以降低對封裝寄生效應的靈敏度。其原理分析如下:功率放大器的地線和電源線都必須通過鍵合線連接到PCB上,在射頻條件下,這些鍵合線可以等效為一個高品質(zhì)因數(shù)的電感。若采用單端結(jié)構(gòu),電源線和地線的鍵合線電感會嚴重影響功率放大器的性能,但若采用差分結(jié)構(gòu),兩個晶體管的源極和電源端都是共模點,鍵合線引入的寄生電感并不會影響差分結(jié)構(gòu)的性能。

采用差分結(jié)構(gòu)的第三個優(yōu)點是可以降低功率放大器對其他電路的影響,原因是差分結(jié)構(gòu)的兩個支路注入襯底的能量會相互抵消,因而降低了整個功率放大器注入襯底的能量,也就降低了功率放大器通過襯底耦合對其他電路的干擾。

9.7.2采用Cascode技術

Cascode技術是低噪聲放大器中常用的一種技術。這種技術也可以用于CMOS射頻功率放大器的設計。采用Cascode技術的CMOS射頻功率放大器如圖9-16所示。圖9-16Cascode差分功率放大器電路

9.7.3應用鍵合線電感

在射頻和微波頻率上,晶體管的寄生電容使得輸出阻抗變小,如果不采用電感元件增大晶體管的輸出阻抗,則無法得到高的射頻增益。因此,射頻電感的使用有利于提高射頻電路的增益。對于射頻功率放大器來說,輸出晶體管會引入較大寄生電容,通過電感和晶體管寄生電容在使用頻率或頻帶內(nèi)諧振,可以提高輸出阻抗,進而提高功率放大器的增益。

9.7.4采用輸出級阻抗優(yōu)化技術

在設計功率放大器時,負載線阻抗匹配是常用的方法,目的是確定負載阻抗的最優(yōu)值。由于Knee電壓問題的存在,導致常規(guī)的功率放大器的負載電阻值偏小,為了維持相同的輸出功率,要加大輸出級的電流,導致出現(xiàn)輸出晶體管的電流過大的問題。解決這個問題的辦法就是將原來設計的晶體管工作狀況從飽和區(qū)變?yōu)榫€性區(qū)?？紤]到線性區(qū)的晶體管輸出電流與漏極電壓有關,當負載阻抗值一定時,功率放大器的漏極電壓是由輸出電流確定的。

9.7.5采用功率合成技術

功率合成技術將所要求的輸出功率分為幾個相等的部分,每個部分由一個單獨的功率放大器來提供,然后采用功率合成器將各個功率放大器的輸出功率合成在一起,以便給負載提供一個大的輸出功率。圖9-17給出了一個基于Wilkinson技術的功率合成器原理框圖。圖中,單端輸入信號先由Wilkinson功率合成器(或稱功分器)等分為兩路,每一路的功率為輸入功率的一半,分別驅(qū)動兩個功率放大器。

兩個功率放大器的輸出又由一個Wilkinson功率合成器合為一路,提供給外部負載。Wilkinson功率合成器由兩個特征阻抗為2Zc的1/4波長傳輸線組成,兩個傳輸線之間以2Zc的橋式電阻連接,合成器的每一個端口看到的阻抗均為Zc,端口上不會產(chǎn)生反射。

圖9-17Wilkinson功率合成原理框圖

由于1/4波長的傳輸線太長而無法集成,因此有一種便于集成的功率合成技術,稱為分布式有源變壓器技術(distributedactivetransformer,DAT),如圖9-18所示。圖9-18

9.8線性化技術9.8.1功率放大器的非線性分析功率放大器的非線性性能對發(fā)射機的主要影響有:產(chǎn)生高階交調(diào)積及諧波、發(fā)射機頻譜擴散、降低信噪比、AM-AM和AM-PM效應以及星座圖發(fā)生變化等。功率放大器的非線性會使放大器的輸出產(chǎn)生各階交調(diào)和互調(diào)成分。兩個頻率相近的單頻信號通過非線性放大器后,會產(chǎn)生各階交調(diào)和互調(diào)分量。其中,三次互調(diào)與基頻成分之比是考察功率放大器線性度的一個很重要的技術指標。

通常信道頻帶范圍內(nèi)會存在各種頻率成分的信號,而各階交調(diào)積就會構(gòu)成一個連續(xù)的擴展頻譜,如圖9-19所示[2]。信號頻譜擴展造成的能量泄漏會導致鄰道干擾。圖9-19-功率放大器的非線性引起的頻譜擴散

功率放大器的非線性還會引起AM-AM效應和AM-PM效應。圖9-20給出了非線性功率放大器的增益和相移隨輸入功率的變化曲線。當輸入功率增加到一定程度時,放大器的增益發(fā)生壓縮,引起AM-AM效應。如果放大器的相移不是一個常數(shù),它隨輸入功率的變化而變化,則引起AM-PM效應。這些效應會使得調(diào)制信號的幅度和相位之間互相耦合,改變它們之間的正交關系,導致解調(diào)器的解調(diào)失真,從而增加系統(tǒng)誤碼率。圖9-20非線性功率放大器的AM-AM和AM-PM效應

9.8.2線性化技術

1.前饋(feedforward)技術

前饋是一種開環(huán)線性化技術,它由Black在負反饋放大器發(fā)明之前提出。前饋的基本原理是將非線性失真后的信號看做一個線性信號與一個誤差(error)信號從放大后的信號中提取出來并去除,如圖9-21所示。圖中,A為主放大器的放大倍數(shù);Δτ1表示延遲線,是對uin的相位延遲,其延遲量等于主放大器的延遲量;Δτ2的延遲量要保證uin到達輸出加法器時與Z點的信號相位一致。圖9-21前饋技術原理圖

圖9-21中:

2.反饋(feedback)技術

反饋技術對于放大器來說是一種常用的線性化技術。一般來說,在射頻功率放大器的周圍加上一個通常的反饋環(huán)路是不可取的。這是因為如果采用電阻負反饋,則在大功率放大器中,反饋網(wǎng)絡的功耗可能會很大,甚至導致散熱問題。眾所周知,效率總是隨著功耗增大而降低的。如果采用電抗元件反饋電路,盡管電抗元件反饋沒有功耗問題,但是它容易引起寄生振蕩,進而容易導致放大器不穩(wěn)定。

研究發(fā)現(xiàn),當非線性度減小的倍數(shù)等于環(huán)路傳輸幅值時,其回路的閉環(huán)增益也降低了同樣的倍數(shù)。也就是說,需要提供足夠的額外增益才能使得線性度得到較大的改善。對于射頻系統(tǒng)來說,獲得一定的開環(huán)增益比較困難,若大幅度降低閉環(huán)增益來獲得較明顯的線性度改善,則得不償失。因此,必須另辟路徑,應用其他負反饋方式來解決線性度問題。例如,采用圖9-22所示的負反饋系統(tǒng)來提高線性度。

圖9-22負反饋技術原理圖

3.預失真(predistortion)技術

如果把一個非線性元件與它在數(shù)學上非線性特性相反的元件串聯(lián)在一起,則可以得到傳輸特性為線性的結(jié)果。這樣的補償元件既可以放在非線性放大器的前面,又可以放在非線性放大器的后面,分別稱為預失真(或預畸變)器和后失真(或后畸變)器。預失真是更普遍采用的方式,如圖9-23所示。放大器中主要的非線性與增益壓縮有關。圖9-23預失真技術原理圖

4.LINC技術

LINC(linearamplificationwithnonlinearcomponents)的中文意思是“非線性元件的線性放大”。它的基本原理是將一個非恒包絡調(diào)制信號分解為兩個恒包絡調(diào)相信號之和,用兩個高效率放大器去分別放大這兩個恒包絡調(diào)相信號,然后對它們求和得到線性放大的信號,如圖9-24所示。圖9-24LNIC技術原理圖

5.EE&R技術

EE&R(envelopeeliminationandrestoration)的中文意思是“包絡消除及恢復”。EE&R技術最先由Leonard的Kahn提出,其原理圖如圖9-25所示。在EE&R技術中,將RF信號分成兩路信號,一路傳送到限幅放大器以產(chǎn)生一個恒定包絡的RF信號;另一路送到一個包絡檢波器,提取RF信號的包絡,然后送到一個采用漏極調(diào)制的恒包絡放大器進行信號放大,最后調(diào)制PA得到放大的RF輸出信號。圖9-25EE&R技術原理圖

6.功率回退技術