差分式電容微傳感器噪聲分析與設(shè)計(jì)

差分式電容微傳感器噪聲分析與設(shè)計(jì)

1動(dòng)態(tài)識(shí)別器的結(jié)構(gòu)該微機(jī)械電容儀具有強(qiáng)度低、靈敏度高、可靠性和穩(wěn)定性好等優(yōu)點(diǎn)。它們都需配以高分辨率的讀出電路,對(duì)這些讀出電路的研究已成為一個(gè)重要課題,國內(nèi)外已作了大量研究,并提出了各種各樣的電路結(jié)構(gòu)。例如,ADI公司1993年推出的ADXL05就是利用調(diào)制-解調(diào)結(jié)構(gòu)來進(jìn)行信號(hào)讀出;有報(bào)道采用PLL結(jié)構(gòu);有報(bào)道采用雙相關(guān)采樣技術(shù)來改善電路性能?？傊?它們都有較好的測(cè)量結(jié)果,但缺點(diǎn)是電路過于復(fù)雜,或者不易集成。本文采用的是基于開關(guān)電容技術(shù)的讀出電路。這種電路的優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單、溫度系數(shù)小、噪聲低、對(duì)寄生電容也不敏感,不僅可實(shí)現(xiàn)與數(shù)字控制電路的集成,還容易實(shí)現(xiàn)與微傳感器的系統(tǒng)集成。該電路主要適用于對(duì)差分結(jié)構(gòu)的電容式傳感器進(jìn)行檢測(cè),同時(shí),對(duì)單端電容式傳感器也是兼容的。2工作原則2.1電容c和c2電容式微傳感器的一種——梳狀電容加速度計(jì)的結(jié)構(gòu)如圖1右側(cè)所示,其中,上下是固定極板,中間是可動(dòng)的質(zhì)量塊。整個(gè)結(jié)構(gòu)可以等效成圖1左側(cè)的兩個(gè)可變電容C1和C2。當(dāng)結(jié)構(gòu)在外來加速度的作用下,引起質(zhì)量塊在加速度方向的擺動(dòng),從而使兩個(gè)可變電容的電容量分別發(fā)生變化。檢測(cè)這兩個(gè)電容的容值的差分變化,就可以測(cè)量出加速度的大小。C1和C2與加速度a之間有如下線性關(guān)系:C1-C2C1+C2=ka(1)C1?C2C1+C2=ka(1)式中,k為常數(shù),它與結(jié)構(gòu)所用材料的力學(xué)性質(zhì)和尺寸有關(guān)。在梳狀結(jié)構(gòu)中,當(dāng)質(zhì)量塊上下運(yùn)動(dòng)時(shí),(C1+C2)近似不變,電路著重于對(duì)(C1-C2)的測(cè)量。2.2采樣/保持電路讀出電路的結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。圖中,V2P25=2.25V,為直流偏置電壓;C1、C2的輸入端分別是相位相反、幅度相等(均為2.25V)的時(shí)鐘信號(hào)Φ1、Φ2;Φ3與Φ2同頻同相,但其高電平為5V。當(dāng)Φ1為低電平,SW1閉合,有:VO1=2.25V(2)此時(shí),采樣/保持電路進(jìn)行保持;當(dāng)Φ1為高電平,Φ2、Φ3為低電平,SW1斷開:Vo1=V2Ρ25(C1-C2)CF(3)Vo1=V2P25(C1?C2)CF(3)此時(shí),采樣/保持電路進(jìn)行采樣。采樣/保持電路的輸出信號(hào)VO2經(jīng)過連續(xù)時(shí)間濾波器和增益為2的輸出緩沖器,就得到了反映(C1-C2)變化的連續(xù)時(shí)間信號(hào)VO,有:VΟ=2V2Ρ25(C1-C2)CF+V2Ρ25(4)VO=2V2P25(C1?C2)CF+V2P25(4)由(4)式可以看出,測(cè)量靈敏度|dVO/dΔC|與CF成反比關(guān)系。又為了適應(yīng)不同范圍的ΔC測(cè)量,將CF設(shè)計(jì)成可微調(diào)結(jié)構(gòu),如圖3所示。圖3中,開關(guān)CSW0～CSW9由數(shù)字信號(hào)CF～CF控制,單位電容Cu=0.02pF。當(dāng)CF～CF取0～1023時(shí),CF可實(shí)現(xiàn)從0到20.46pF的1024種選擇。需要指出的是,在輸出噪聲Vno(rms)一定的情況下,可以通過微調(diào)減小CF,降低最小輸入可分辨電容變化,提高分辨率。2.3選擇低噪聲單元的方法,保證輸出噪聲在合理范圍內(nèi)混疊由于總電路的噪聲主要由前置放大器OP1和采樣/保持電路產(chǎn)生,為簡化起見,以下的分析只針對(duì)這兩部分電路。如圖4所示,設(shè)輸入電容變化為零,輸入端僅有OP1輸入噪聲的均方電壓V2nΙ2nI(rms)(及直流偏置V2P25),認(rèn)為開關(guān)SW1在閉合時(shí)其等效電阻為零。OP1的低頻開環(huán)增益為A1,3dB帶寬為BW1,輸入噪聲的功率譜密度為V2nI(f),設(shè)其不隨頻率而變化。T為采樣信號(hào)Φ3的周期,fs是采樣頻率,τ是采樣信號(hào)的占空比。Φ3為低電平時(shí),SW1斷開,采樣(ON):V2no(rms)|ΟΝ=V2nΙ(f)?A21?π2BW1=A21π2BW1?V2nΙ(f)(5)V2no(f)|ΟΝ=A21?V2nΙ(f)(6)V2no(rms)|ON=V2nI(f)?A21?π2BW1=A21π2BW1?V2nI(f)(5)V2no(f)|ON=A21?V2nI(f)(6)式中,V2no2no(rms)為輸出噪聲的均方電壓;V2no2no(f)是輸出噪聲功率譜密度。Φ3為高電平時(shí),SW1閉合,保持(OFF),這時(shí)分兩種情況考慮:情況1:(π2BW1)＞fs2(π2BW1)＞fs2時(shí),噪聲在0＜f＜fs20＜f＜fs2區(qū)間發(fā)生混疊,這時(shí)有:V2no(f)|ΟFF≈2Τ2(π2BW1fs)[τΤsinc(πτffs)]V2no(f)|ΟΝ2(7)對(duì)于f?fs,有sinc(x)=sinxx≈1,將(6)式代入(7)式,有:V2no(f)|ΟFF=πA21τ2BW12fsV2nΙ(f)(8)Vno(rms)|ΟFF=√V2no(f)|ΟFF?2BW1?π2=πA1τBW1(12fs)1/2VnΙ(f)(9)Vno(rms)=√V2no(rms)|ΟΝ+V2no(rms)|ΟFF≈V2no(rms)|ΟFF=πA1τBW1(12fs)1/2VnΙ(f)(10)情況2:(π2BW1)＜fs2時(shí),噪聲在0＜f＜fs2區(qū)間未發(fā)生混疊,這時(shí)有:V2no(f)|ΟFF=1Τ2[τΤsinc(πτffs)]2A21V2nΙ(f)≈A21τ2V2nΙ(f)(11)Vno(rms)|ΟFF=√V2no(f)?π2BW1=A1τVnΙ(f)(πBW12)1/2(12)Vno(rms)=√V2no(rms)|ΟΝ+V2no(rms)|ΟFF=[(π2BW1)(1+τ2)]1/2A1VnΙ(f)(13)由(10)、(13)兩式的比較可以看出,情況2中的等效輸出噪聲遠(yuǎn)小于情況1,因?yàn)榍闆r2克服了噪聲在[0,fs/2]帶寬內(nèi)的混疊。要達(dá)到情況2的要求,這里采用過采樣技術(shù)對(duì)電容變化進(jìn)行采樣。既要保證采樣頻率遠(yuǎn)大于兩倍信號(hào)頻率,又要保證采樣頻率大于πBW1,這里取fs=100kHz。對(duì)于放大器OP1,有效降低其輸入噪聲功率譜密度VnI(f),是此放大器低噪聲設(shè)計(jì)的重中之重,也是以下討論的重點(diǎn)。由(13)式還可以看出,盡管影響很小,但降低占空比τ對(duì)降低Vno(rms)還是有用的,這里取τ=1/4。以上的推導(dǎo)都是假定V2nΙ(f)隨頻率的變化為0,實(shí)際上,V2nΙ(f)是隨頻率的變化而變化的。為使以上的推導(dǎo)有意義,這里將V2nΙ(f)理解成一定頻帶內(nèi)的平均值。3預(yù)大學(xué)生的設(shè)計(jì)3.1fpga噪聲的影響本文采用圖5所示的FoldedCascode結(jié)構(gòu)來設(shè)計(jì)前置放大器OP1,其輸入噪聲功率譜密度為:V2nΙ(f)=2V2n1(f)+2(gm5gm1)2V2n5(f)+2(gm18gm1)2V2n18(f)+2(gm9gm1)2V2n9(f)+2(gm11gm1)2V2n11(f)(14)V2ni(f)=4kΤ(23)(1gmi)+ΚFFiWiLiC2oxf(15)其中,i=1,5,9,11,18;4kΤ(23)(1gmi)是熱噪聲,ΚFFiWiLiC2oxf是1/f噪聲,KFF是1/f噪聲系數(shù),f是輸入噪聲頻率。由(14)式可知,輸入差分對(duì)管A1、A2對(duì)V2nΙ(f)的貢獻(xiàn)非常大(尤其是熱噪聲)。為了降低A1、A2的噪聲,設(shè)計(jì)時(shí)要選用pMOS管,同時(shí),增大它們的柵面積,還要將它們處于弱反型。之所以選用PMOS管,是因?yàn)橐欢琶娣e下pMOS管的1/f噪聲要小于nMOS的(KFFp<KFFn);面積設(shè)計(jì)得很大(約4920μm×3μm),可以有效地降低自身的熱噪聲和1/f噪聲(由(15)式可知),增大輸入管柵面積的同時(shí)也會(huì)使放大器的輸入寄生電容變得很大(約10pF),但此寄生電容對(duì)電路應(yīng)用的影響不大;當(dāng)偏置電流很大,而A1、A2又處于弱反型區(qū),這樣不僅可以降低輸入熱噪聲,還可以改善匹配,從而降低失調(diào)電壓、增加共模抑制比。因?yàn)間m1=Ι1nVΤ(16)gmi=√2μiCox(WL)iΙDi(17)其中,i=5,9,11,18。在只考慮1/f噪聲時(shí),(14)式可以寫成:V2nΙ(f)=2ΚFFpW1L1C2oxf+4μnnnVΤΚFFnCoxf(Ι5Ι11L25+Ι18Ι11L218)+4μpnpVΤΚFFpCoxfΙ18Ι1(1L29+1L211)(18)式中,μn、μp是遷移率,Cox是單位面積柵電容,nn、np是斜率因子,VT為熱電壓KT/q。(18)式中,I5/I1、I18/I1由放大器增益決定;增大L5、L18、L9、L11,顯然可以降低1/f噪聲,但同時(shí)也限制了輸出信號(hào)擺幅,所以要折衷考慮;另一方面,W5、W18、W9、W11與1/f噪聲無關(guān),為了增大輸出信號(hào)擺幅,可以盡量增大W5、W18、W9、W11?；谝陨峡紤],再結(jié)合其它交、直流特性要求,計(jì)算得到各放大管尺寸,如圖5所示。3.2預(yù)壓器性能分析采用3μmN-阱工藝參數(shù),用HSPICE對(duì)前置放大器進(jìn)行模擬,得到其性能參數(shù),如表1所示。交流小信號(hào)幅頻-相頻特性模擬結(jié)果如圖6所示,輸入噪聲的頻率特性如圖7所示。由以上模擬結(jié)果可以看出,此前置放大器具有以下特征:1)在放大器的工作頻率(20kHz)范圍內(nèi),具有較低的輸入噪聲。當(dāng)f=1kHz時(shí),VnI(f)為68nV/√Ηz,其中,熱噪聲僅為6nV/√Ηz;2)在整個(gè)工作頻率范圍內(nèi)都具有較高的開環(huán)增益和較低的共諧失真。f=20kHz時(shí),開環(huán)增益為55.1dB;3)具有較高的輸入電阻和相對(duì)較低的輸入端電容,從而降低了輸入噪聲;4)共模抑制比高。從模擬結(jié)果還可以看出,對(duì)于各種反饋電容,在0<f<10MHz內(nèi),Vno(rms)≈105mV。所以,將CF調(diào)至0.02pF時(shí),可以得到電路的分辨率大約為1fF。3.3前置放大器設(shè)計(jì)精細(xì)的版圖設(shè)計(jì)可以獲得優(yōu)良的直流特性。為了降低工藝和溫度梯度的影響,面積較大的A1、A2應(yīng)設(shè)計(jì)成差分對(duì)管的四單元結(jié)構(gòu),并且置于芯片中央。柵在源、漏上的覆蓋電容盡可能小,從而降低總的輸入寄生電容。采用3μmN-阱CMOS工藝標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)的前置放大器芯片的面積約為933μm×647μm。目前,該放大器單元電路正在北京大學(xué)微電子研究所進(jìn)行流片。4前置放大器設(shè)計(jì)及仿真本文采用一種基于開關(guān)電容技術(shù)的讀出電路,