mri梯度放大器的設(shè)計(jì)與研究

mri梯度放大器的設(shè)計(jì)與研究

1從交流模式到系統(tǒng)運(yùn)行模式的轉(zhuǎn)變magneticreceive（mri）技術(shù)已經(jīng)取得了很大的進(jìn)步，包括mri。梯度電源技術(shù)也在不斷進(jìn)步，它經(jīng)歷了線性電源模式、混合模式到開關(guān)電源模式的轉(zhuǎn)變。高速功率半導(dǎo)體器件的出現(xiàn)使開關(guān)模式的梯度電源已成為市場的主流。梯度電源為梯度線圈供電以產(chǎn)生成像所需的梯度磁場，其性能對梯度磁場的上升時(shí)間、梯度場強(qiáng)度、線性度等指標(biāo)都起到了決定性的作用，直接影響到成像時(shí)間和成像質(zhì)量。隨著快速成像的迅速發(fā)展，尤其是高速成像序列對梯度電源提出了很高要求，要求其在1ms時(shí)間內(nèi)甚至更短時(shí)間內(nèi)達(dá)到幾十到幾百安培的電流強(qiáng)度，同時(shí)穩(wěn)態(tài)紋波直接關(guān)系成像質(zhì)量，要達(dá)到毫安級。本文根據(jù)正在研制的一套MRI設(shè)備的梯度系統(tǒng)的指標(biāo)要求，設(shè)計(jì)了雙電平結(jié)構(gòu)梯度放大器，對其進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)研究。2帶模型結(jié)構(gòu)的兩級電平結(jié)構(gòu)MRI的梯度系統(tǒng)產(chǎn)生疊加到主磁場的梯度磁場，達(dá)到片選、相位編碼和頻率編碼的目的，從而獲得成像物體的位置信息。圖1示出梯度放大器的典型波形。梯度線圈一般包括x,y,z方向3套線圈。梯度電源的主要負(fù)載為梯度線圈，梯度線圈的電感Lgc值一般在數(shù)百微亨；梯度線圈的電阻Rgc值一般為幾十毫歐，其電路模型可等效為Lgc和Rgc串聯(lián)，即：由式（1）可見，在電流快速上升和下降階段，應(yīng)該在負(fù)載線圈的兩端提供很高的電壓，而在輸出梯度波形的穩(wěn)態(tài)階段，只需補(bǔ)充很小的電壓，就能消耗梯度線圈毫歐級的電阻能量。因此，為了輸出高精度的梯度電流，采用兩個(gè)電壓等級為梯度線圈供電，根據(jù)電流上升率決定由哪一級電平來輸出功率，這是一種合理的選擇。為獲得四象限運(yùn)行特性，開關(guān)模式梯度電源一般采用H橋?yàn)楣β瘦敵龅幕窘Y(jié)構(gòu)。圖2示出本文采用的兩級電平結(jié)構(gòu)梯度電源主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其輸出濾波器由濾波電感L、濾波電容C和阻尼電阻Rc組成；H橋由VT1～VT4構(gòu)成；選擇環(huán)節(jié)由VT5,VT6構(gòu)成，用以對高壓電源Uh和低壓電源Ul進(jìn)行選擇；直流電壓源由整流電路獲得。3濾波器的選擇表1示出現(xiàn)有系統(tǒng)的3套梯度線圈測量參數(shù)表。根據(jù)該參數(shù)表，首先確定仿真Lgc=0.5mH,Rgc=0.05Ω，梯度電流幅值Igc=150A，上升到穩(wěn)態(tài)電流的時(shí)間為0.5ms。根據(jù)上述確定的Lgc、電流上升時(shí)間和最大穩(wěn)態(tài)電流值參數(shù)，可確定高電平等級Uh′=150V，考慮到電阻消耗和裕量，選擇Uh=200V;Ul主要用于補(bǔ)償電阻損耗和解決超調(diào)，因?yàn)閁l的大小直接關(guān)系到穩(wěn)態(tài)紋波的大小，所以該參數(shù)在能夠滿足電流回調(diào)和補(bǔ)充能量損耗的基本要求下越小越好?？刂浦芷诼蔜s=50μs，設(shè)在電流上升的最后一個(gè)控制周期占空比誤差達(dá)到0.1，即：設(shè)允許處理超調(diào)的最短時(shí)間為0.2ms，則定為5V即可，但考慮電路中各環(huán)節(jié)可能存在的電阻，設(shè)其為0.1Ω，而電流為150A，則這一項(xiàng)需要的電壓為15V，綜上考慮選擇20V的低電平。濾波器設(shè)計(jì)綜合考慮以下幾點(diǎn)，首先保證輸出能夠滿足電流上升率的要求，濾波電感應(yīng)滿足：其次，在滿足濾除開關(guān)頻率fs紋波的同時(shí)還要不影響梯形波所含頻率分量的幅值和相位。根據(jù)對上升時(shí)間為0.5ms梯形波的頻譜分析，其頻帶集中于2kHz以內(nèi)，所以濾波器的諧振頻率f1應(yīng)滿足2kHz塏f1塏20kHz。根據(jù)LC濾波器的傳遞函數(shù)和濾波器的波特圖分析，取f1=9kHz附近可滿足上述要求。經(jīng)過設(shè)計(jì)計(jì)算，主電路仿真參數(shù)設(shè)計(jì)為：fs=20kHz,L=75μH,C=1μF,Rc=1Ω，Lgc=0.5mH,Rgc=0.05Ω。直流源端電容的參數(shù)關(guān)系到儲(chǔ)能量，其主要作用是平滑電壓波形，足夠大的電容值才能保證輸出電壓的相對平穩(wěn)。仿真中高電平端和低電平端都用了20mF的電容。實(shí)驗(yàn)中選用電容還要綜合考慮其耐紋波電流及等效串聯(lián)電阻等參數(shù)。4pi控制輸出正弦波的分段設(shè)置本文直接以負(fù)載線圈的電流為控制目標(biāo)，為了便于濾波器設(shè)計(jì)，選擇了固定fs的電流型控制方式，同時(shí)為了提高響應(yīng)速度，在PI控制的基礎(chǔ)上增加了前饋環(huán)節(jié)，圖3示出具體的控制框圖。該電路拓?fù)涞闹饕ぷ髟硎荱h在負(fù)載電流需要快速變化時(shí)，提供能量；Ul在負(fù)載電流變化不快時(shí)，補(bǔ)充線圈的能量損耗，從而達(dá)到電流上升速度快，穩(wěn)態(tài)精度高的目的。對于梯度電源的典型電流輸出梯形波來說，電流迅速變化時(shí)，選擇Uh工作；電流穩(wěn)態(tài)時(shí)，選擇Ul工作。對于其它輸出電流波形，也可根據(jù)di/dt的大小和所設(shè)計(jì)的兩級電平的供電能力來判斷選擇采用由哪一級電平來供電。PI控制具有穩(wěn)態(tài)精度快，控制簡單的優(yōu)點(diǎn)，但因兩級電平的電路結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，輸出梯度電流時(shí)，電源互相切換，應(yīng)對前一段時(shí)間的積分進(jìn)行適當(dāng)調(diào)整，才能更好地保證輸出波形的精確性。另外，PI控制的比例積分系數(shù)的設(shè)定和所選用的電平與di/dt的正負(fù)都有關(guān)系，所以PI系數(shù)必須根據(jù)輸出電流的波形分段設(shè)置。圖4給出PI控制輸出正弦波的分段控制示意圖。用以輸出正弦電流來說明電平選擇、PI系數(shù)設(shè)置和不同時(shí)段VT1～VT4的開關(guān)狀態(tài)設(shè)置。由圖可見，輸出電壓的開關(guān)狀態(tài)與負(fù)載線圈的電流方向有著密切的關(guān)系，每個(gè)時(shí)段的續(xù)流狀態(tài)有兩種，一般都選擇其中的一種，根據(jù)前述控制算法計(jì)算出每個(gè)控制周期圖2中a,b兩點(diǎn)所需的輸出電壓，再轉(zhuǎn)換為占空比和每周期導(dǎo)通時(shí)間ton，每個(gè)控制周期一個(gè)開關(guān)動(dòng)作，可輸出所需電壓。為了減小電流紋波，常用兩路或多路H橋并聯(lián)的方法。本文通過改進(jìn)PWM策略，將每周期的ton用兩次不同的續(xù)流狀態(tài)一分為二，從而達(dá)到fs不變，電壓頻率加倍的效果。圖5示出負(fù)載電流以圖2所示正方向增大時(shí)，VT1和VT4的導(dǎo)通時(shí)序及a,b兩點(diǎn)間的輸出電壓uab波形。可見，uab的頻率是fs的兩倍，這將在低壓供電基礎(chǔ)上進(jìn)一步降低穩(wěn)態(tài)電流紋波。其它時(shí)段的開關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)序可類推。5加入前饋控制的igc仿真波形基于雙電平主電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行了上升時(shí)間為0.5ms，以及4個(gè)不同幅值的梯形波電流仿真。圖6a示出PI控制下不同穩(wěn)態(tài)電流值的輸出電流igc仿真波形，也可針對不同幅值的波形分別調(diào)節(jié)PI系數(shù)，以獲得更為精確的波形，在控制中加入前饋環(huán)節(jié)可獲得更快的響應(yīng)速度。圖6b示出加入前饋與PI控制相結(jié)合的igc仿真波形。在電流上升階段顯示了加入前饋控制后效果明顯。圖6c,d示出幅值為75A，頻率為200Hz時(shí)的igc和a,b兩點(diǎn)輸出電壓uab仿真波形?？刂频母黜?xiàng)參數(shù)用圖4方法設(shè)置。圖6e,f示出兩種不同PWM策略下，75A梯形波時(shí)igc的紋波的仿真波形。可見，改進(jìn)后的新PWM策略大大降低了“平頂”時(shí)段的電流紋波。表2給出根據(jù)仿真結(jié)果進(jìn)行數(shù)據(jù)分析的兩種開關(guān)策略的開關(guān)紋波有效值比較?？梢?，提高fs和降低系統(tǒng)損耗是進(jìn)一步減小紋波的有效途徑。6控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)按圖2主電路拓?fù)渲谱髁藘杉夒娖浇Y(jié)構(gòu)的梯度電源實(shí)驗(yàn)平臺。主開關(guān)器件選用了100A/600VCM100DY-12H型IGBT；選擇兩級電平的儲(chǔ)能電容C1=20.4mF,C2=60mF；直流高電平調(diào)在75V，低電平調(diào)在20V；輸出端的L=162.5μH,C=2μF,Rc=2Ω；Lgc=0.325mH?？刂葡到y(tǒng)包括主控制器和外圍控制電路兩部分。主控制器及其A/D模塊主要完成信號采集及轉(zhuǎn)換，實(shí)現(xiàn)控制算法并產(chǎn)生IGBT脈沖序列。中央處理器選擇了高速數(shù)字處理器DSP芯片TMS320F2812，具有12路PWM輸出。外圍控制電路包括信號調(diào)理與保護(hù)電路、IGBT觸發(fā)電路?？紤]到開關(guān)器件的額定電流等限制因素，在上述實(shí)驗(yàn)平臺上實(shí)現(xiàn)了在0.5ms電流上升到60A的閉環(huán)控制，圖7a示出實(shí)驗(yàn)產(chǎn)生的梯度波形。圖7b,c示出fs=20kHz，穩(wěn)態(tài)輸出電流為30A時(shí)兩種PWM策略下測量其交流紋波電流iw的實(shí)驗(yàn)結(jié)果?？梢?，改進(jìn)PWM策略后，紋波頻率加倍，同時(shí)幅度大大降低。通過對負(fù)載電流實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)作頻譜分析，原PWM策略得到的電流紋波集中在20kHz，總紋波有效值為0.055A；改進(jìn)后的PWM策略得到的電流紋波集中在40kHz，總紋波有效值為0.029