高頻電子線路（第五版）課件：鎖相技術(shù)及頻率合成

第八章鎖相技術(shù)及頻率合成8.1鎖相環(huán)路8.2集成鎖相環(huán)和鎖相環(huán)的應(yīng)用8.3頻率合成原理8.4實訓(xùn):鎖相環(huán)路性能測試

8.1鎖相環(huán)路

8.1.1鎖相環(huán)路的基本工作原理鎖相環(huán)路基本組成框圖如圖8.1所示。鎖相環(huán)路是由鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)三個基本部件構(gòu)成的閉合環(huán)路。圖8.1鎖相環(huán)路基本組成框圖

圖8.2說明了兩個信號的頻率和相位之間的關(guān)系。當兩個振蕩信號uo(t)和ui(t)頻率相同時,這兩個信號之間的相位差為不變的恒定值,如圖8.2(a)所示(若兩個信號頻率不相同,則它們之間的相位隨時間變化而不斷變化的情況如圖8.2(b)所示);反之,若兩個信號的相位差為恒定值,則它們的頻率必定相等。因此,當鎖相環(huán)路的uo(t)和ui(t)的相位差等于某一較小的恒定值時,VCO的振蕩頻率ωo

就等于輸入信號頻率ωi,即ωo=ωi,我們稱此時環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。圖8.2兩個信號的頻率和相位之間的關(guān)系

8.1.2鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型

1.鑒相器

在鎖相環(huán)路中,鑒相器是一個相位比較裝置,用來檢測輸入信號電壓ui(t)和輸出信號電壓uo(t)之間的相位差,并產(chǎn)生相應(yīng)的輸出電壓ud(t)。

鑒相特性可以是多種多樣的,有正弦形特性、三角形特性、鋸齒波特性等。常用的正弦鑒相器可用模擬相乘器與低通濾波器(LPF)的串接作為模型,如圖8.3所示。圖8.3常用正弦鑒相器模型

在同頻率上對兩個信號的相位進行比較,可得輸入信號ui(t)的總相

式中,φi(t)是以ωrt

為參考的輸入信號瞬時相位;Δωi稱為環(huán)路的固有頻差,又稱起始頻差。圖8.4正弦鑒相器的鑒相特性及其電路模型

2.壓控振蕩器

壓控振蕩器是一個電壓-頻率變換裝置,在環(huán)路中作為被控振蕩器,它的振蕩頻率應(yīng)隨輸入控制電壓uc(t)線性地變化,可用線性方程來表示,即

式中,ωo

是壓控振蕩器的瞬時角頻率;A0

為控制靈敏度,也可稱為增益系數(shù),單位是rad/(s·V)。

實際應(yīng)用中的壓控振蕩器的控制特性只有有限的線性控制范圍,超出這個范圍之后控制靈敏度將會下降。圖8.5(a)中的實線為一條實際壓控振蕩器的控制特性,虛線為符合式(87)的線性控制特性。由圖可見,在以ωr

為中心的一個區(qū)域內(nèi),兩者是吻合的,故在環(huán)路分析中我們用式(87)作為壓控振蕩器的控制特性。

壓控振蕩器的輸出反饋到鑒相器上,對鑒相器輸出誤差電壓ud(t)起作用的不是其頻率,而是其相位

即

改寫為算子形式為

由上式可得壓控振蕩器的模型,如圖8.5(b)所示。圖8.5壓控振蕩器的控制特性及其電路相位模型

如上所述,壓控振蕩器應(yīng)是一個具有線性控制特性的調(diào)頻振蕩器。對它的基本要求是:頻率穩(wěn)定度好(包括長期穩(wěn)定度和短期穩(wěn)定度),控制靈敏度A0

要高,控制特性的線性度要好,線性區(qū)域要寬等。這些要求之間往往是矛盾的,設(shè)計中要折中考慮。

3.環(huán)路濾波器

環(huán)路濾波器具有低通特性,它的主要作用是濾除鑒相器輸出電壓中的無用組合頻率分量及其它干擾分量,它對環(huán)路參數(shù)調(diào)整起著決定性的作用,并提高環(huán)路的穩(wěn)定性。環(huán)路濾波器是一個線性電路,在時域分析中可用一個傳輸算子AF(p)來表示,其中p(=d/dt)是微分算子;在頻域分析中可用傳遞函數(shù)AF(s)表示,其中s=a+jΩ是復(fù)頻率;若用s=jΩ代入AF(s)就得到它的頻率響應(yīng)AF(jΩ)。環(huán)路濾波器模型如圖8.6所示。圖8.6環(huán)路濾波器模型

1)RC積分濾波器

電路構(gòu)成如圖8.7所示。傳輸算子為

式中,τ=RC是時間常數(shù),是濾波器唯一可調(diào)的參數(shù)。

令p=jΩ并代入上式即可得濾波器的頻率特性為圖8.7RC積分濾波器

2)RC比例積分濾波器

電路構(gòu)成如圖8.8所示。RC

比例積分濾波器與RC

積分濾波器相比,附加了一個與電容器串聯(lián)的電阻R2。傳輸算子為

式中,τ1=(R1+R2)C,τ2=R2C,它們是濾波器獨立可調(diào)的參數(shù)。該電路的頻率特性為圖8.8RC比例積分濾波器

3)有源比例積分濾波器

有源比例積分濾波器由運算放大器組成,如圖8.9所示,其傳輸算子是

式中,τ1=(R1+AR1+R2)C;τ2=R2C;A

是運算放大器無反饋時的電壓增益。

若運算放大器的增益很高,則

式中,τ1=R1C。傳輸算子的分母中只有一個p,是一個積分因子,因此,高增益的有源比例積分濾波器又稱為理想積分濾波器。顯然,A

越大,就越接近理想積分濾波器。此濾波器的頻率響應(yīng)為圖8.9有源比例積分濾波器

4.鎖相環(huán)路的相位模型及鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型

將環(huán)路的三個基本模型連接起來的鎖相環(huán)路相位模型,如圖8.10所示。圖8.10鎖相環(huán)路的相位模型

環(huán)路對輸入固有頻率的信號鎖定之后,穩(wěn)態(tài)頻差等于零,穩(wěn)態(tài)相差φe(∞)為一固定值。此時誤差電壓即為直流,它經(jīng)過AF(j0)的過濾作用之后所得到的控制電壓也是直流。從方程(816)可以解出穩(wěn)態(tài)相差

8.1.3鎖相環(huán)路的捕捉特性

鎖相環(huán)路由起始的失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)的過程,稱為捕捉過程。相應(yīng)地,能夠由失鎖進入鎖定所允許的輸入信號頻率偏離ωr

的最大值|Δωi|(最大起始頻差)稱為捕捉帶,用Δωp表示。捕捉過程所需要的時間,稱為捕捉時間,即環(huán)路由起始的失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)所需要的時間,用τp

表示。

當環(huán)路未加輸入信號ui(t)時,VCO上沒有控制電壓,它的振蕩頻率為ωr。若將頻率ωi

恒定的輸入信號加到環(huán)路上去,固有頻差(起始頻差)Δωi=ωi-ωr,因而在接入ui(t)的瞬間,加到鑒相器的兩個信號的瞬時相位差

下面分三種情況進行討論:

(1)Δωi(t)較小,即VCO的固有振蕩頻率ωr

與輸入信號頻率ωi

相差較小。

(2)Δωi較大,即ωr與ωi相差較大,使Δωi超出環(huán)路濾波器的通頻帶,但仍小于捕捉帶Δωp。圖8.11捕捉過程示意圖圖8.12捕捉過程中ud(t)的波形

(3)Δωi

很大,即ωr

與ωi相差很大,使Δωi不但遠大于環(huán)路濾波器的通頻帶,而且大于捕捉帶

Δωp。

綜上所述,并不是任何情況下環(huán)路都能鎖定。如果VCO固有振蕩頻率與輸入信號頻率ωi

相差太大,則環(huán)路失鎖;而只當ωr

與ωi相差不太大時,環(huán)路才能鎖定。顯然,環(huán)路的捕捉帶Δωp

不但取決于Ad

和A0,而且還取決于環(huán)路濾波器的頻率特性。Ad和A0

越大,環(huán)路濾波器的通頻帶越寬,即使Δωi

較大,環(huán)路濾波器仍有一定的控制電壓uc(t)輸出,環(huán)路仍能鎖定,故捕捉帶Δωp

越大。此外,捕捉帶還與VCO的頻率控制范圍有關(guān),只有當VCO的頻率控制范圍較大時,它對Δωp

的影響才可忽略,否則Δωp

將減小。而Ad

和A0

越大,固有頻差Δωi

越小,環(huán)路濾波器的通頻帶越寬,環(huán)路入鎖就越快,捕捉時間τp

就越短。

8.1.4鎖相環(huán)路的跟蹤特性

當環(huán)路鎖定后,如果輸入信號頻率ωi或VCO振蕩頻率ωo

發(fā)生變化,則VCO振蕩頻率ωo

跟蹤ωi而變化,維持ωo=ωi

的鎖定狀態(tài),這個過程稱為跟蹤過程或同步過程。相應(yīng)地,能夠維持環(huán)路鎖定所允許的最大固有頻差|Δωi|,稱為鎖相環(huán)路的同步帶或跟蹤帶,用ΔωH

表示。

8.1.5一階鎖相環(huán)路的性能分析

設(shè)有環(huán)路濾波器的鎖相環(huán)路稱為一階鎖相環(huán)路。由于一般鎖相環(huán)路的基本方程式(816)是一個非線性微分方程,不容易得出它的精確解,而一階鎖相環(huán)路的基本方程簡單,容易進行分析,其結(jié)論是分析其它復(fù)雜鎖相環(huán)路的基礎(chǔ),因此,這里具體分析一階鎖相環(huán)路的性能。

沒有濾波器時,AF(p)=1。設(shè)輸入信號ui(t)為頻率ωi

不變的基準信號,且ωi>ωr,即固有頻差pφi(t)=dφi(t)/dt=Δωi=ωi-ωr,為大于零的常數(shù)。于是由式(816)可得到此時環(huán)路的基本方程

式中

1.環(huán)路的鎖定條件和穩(wěn)態(tài)相位差

2.相圖法

相圖法是求解微分方程的一種方法。對于式(820)所示微分方程式,以其應(yīng)變量φe(t)為橫軸,以該變量對時間的一階導(dǎo)數(shù)dφe(t)/dt

為縱軸,這樣構(gòu)成的平面稱為相平面,相平面內(nèi)的一個點稱為相點。根據(jù)式(820)所示的描述系統(tǒng)運動狀態(tài)的微分方程,可在相平面上作出相應(yīng)的圖形,如圖8.13所示。這樣的圖形稱為相圖,它是相點在相平面上移動的軌跡。根據(jù)相圖可以清晰地觀察出系統(tǒng)的運動狀態(tài),這就是用相圖法解微分方程的要點。注意:相圖法的“相”指的是狀態(tài),而不是相位。圖8.13一階鎖相環(huán)路的相圖

由圖8.13可以看出,環(huán)路并不是對任意大小的固有頻差Δωi

都能進行捕捉鎖定的。當Δωi>A=AdA0

時,相軌跡與橫軸沒有交點,即沒有平衡點,環(huán)路失鎖,如圖8.13(b)所示,這時相點總是向右移動(若Δωi<-A=-AdA0,則相點總是向左移動)。當|Δωi|≤AdA0時,相軌跡與橫軸有交點,環(huán)路可以進入鎖定狀態(tài)。由圖8.13(a)可以看出,當|Δωi|≤AdA0

時,相軌跡與橫軸有兩個交點,環(huán)路可以進行捕捉鎖定。

可以想象,當Δωi增大到AdA0

時,相軌跡與橫軸相切于一點,還能產(chǎn)生捕捉作用,使環(huán)路鎖定,這時的Δωi

是使環(huán)路由失鎖進入鎖定所允許的最大起始頻差,根據(jù)捕捉帶的定義,顯然有

若環(huán)路已經(jīng)鎖定,逐漸加大固有頻差Δωi,由圖8.13(a)同樣可以看到,維持環(huán)路鎖定的最大固有頻差Δωi也為AdA0,故同步帶

一階鎖相環(huán)路的捕捉帶等于同步帶,這是因為它設(shè)有環(huán)路濾波器的緣故。

8.2集成鎖相環(huán)和鎖相環(huán)的應(yīng)用

8.2.1集成鎖相環(huán)通用單片集成鎖相環(huán)路將鑒相器、壓控振蕩器以及某些輔助器件集成在同一基片上,使用者可以根據(jù)需要,在電路外部連接各種器件,以實現(xiàn)鎖相環(huán)路的各種功能。因此,這種集成鎖相環(huán)路具有多功能或部分多功能的特性,使產(chǎn)品具有通用性。

1.高頻單片集成鎖相環(huán)

(1)NE560集成鎖相環(huán)路。其方框圖如圖8.14所示。它包括鑒相器、壓控振蕩器、環(huán)路濾波器、限幅器和兩個緩沖放大器。鑒相器由雙平衡模擬相乘器組成,輸入信號加在12、13端。壓控振蕩器是一個射極定時多諧振蕩器電路,定時電容CT

接在2、3端,振蕩電壓從4、5端輸出。環(huán)路濾波器由14、15端接入,兩個緩沖放大器則用于隔離放大、接去加重電路和FM解調(diào)輸出,限幅器從7端注入電流,以改變壓控振蕩器的跟蹤范圍。圖8.14NE560方框圖

(2)NE561集成鎖相環(huán)路。

其方框圖如圖8.15所示。NE561的線路、性能和應(yīng)用基本上與NE560相同,只是在電路中附加了一個由模擬相乘電路構(gòu)成的正交檢波器和緩沖放大器。這樣NE561就可用于AM信號的同步檢波,此時正交檢波器與環(huán)路鑒相器的信號輸入不同,兩者應(yīng)該相差90°。同步檢波信號由1端輸出。NE561的典型工作電流可達10mA。圖8.15NE561方框圖

(3)L562(NE562)集成鎖相環(huán)路。其組成方框如圖8.16所示。L562的線路、性能和應(yīng)用與NE560也基本相同。該電路為了實現(xiàn)更多的功能,環(huán)路反饋不是在內(nèi)部預(yù)先接好的,而是將VCO輸出端(3,4)和PD輸入端(2,15)之間斷開,以便將分頻或混頻電路插入其間,使環(huán)路不僅與NE560有相同的應(yīng)用,而且還可作倍頻、移頻和頻率合成用。圖8.16L562方框圖

(4)XR-215集成鎖相環(huán)路。其方框圖如圖8.17所示。圖8.17XR-215方框圖

2.超高頻單片集成鎖相環(huán)

(1)L564(NE564)超高頻單片集成鎖相環(huán)。其組成方框如圖8.18所示。電路由輸入限幅器、鑒相器、壓控振蕩器、放大器、直流恢復(fù)電路和施密特觸發(fā)器等六大部分組成。L564是56系列中工作頻率高達50MHz的一塊超高頻通用單片集成鎖相環(huán)路,最大鎖定范圍達±12%f,輸入阻抗大于50kΩ,電源電壓為5~12V,典型工作電流為60mA。該電路可用于高速調(diào)制解調(diào)、FSK信號的接收與發(fā)射、頻率合成等多種用途。圖8.18L564方框圖

施密特觸發(fā)器與直流恢復(fù)電路共同構(gòu)成FSK信號解調(diào)時的檢波后處理電路,如圖8.19所示。此時,直流恢復(fù)電路的作用是為施密特觸發(fā)器提供一個穩(wěn)定的直流參考電壓,以控制觸發(fā)器的上下翻轉(zhuǎn)電平,這兩個電平之間的距離(即滯后電壓UH)可從15端進行外部調(diào)節(jié)。圖8.19FSK檢波后處理電路示意圖

在數(shù)據(jù)速率比較低的時候,14端外接的電容可以較大,輸出的載波泄漏較小;經(jīng)施密特觸發(fā)器變換之后,得到很理想的FSK解調(diào)輸出,如圖8.20所示。當數(shù)據(jù)率加大時,14端外接的電容不能太大,否則輸出載波泄漏較大。通過15端的調(diào)節(jié),可避免因載波泄漏而引起的觸發(fā)器錯誤翻轉(zhuǎn),得到滿意的FSK解調(diào)輸出。圖8.20檢波后處理電路輸出的解調(diào)波形

(2)μPC1477C。這是一塊鎖相解調(diào)器的超高頻單片集成鎖相環(huán)路,該電路供電電壓范圍為10.8~13.2V。在電源電壓典型值12V和環(huán)路輸入功率P=0.1mW,壓控振蕩頻率f=400MHz的條件下,測得環(huán)路總典型工作電流為65mA,捕獲范圍為±20MHz,同步范圍為±25MHz,解調(diào)輸出信噪比為60dB,壓控靈敏度為10MHz/V。其組成方框如圖8.21所示。圖8.21μPC1477C方框圖

3.低頻單片集成鎖相環(huán)

(1)SL565(NE565)。這是56系列中一塊工作頻率低于1MHz的通用單片集成鎖相環(huán)。SL565工作頻率范圍為0.001Hz~500kHz,電源電壓為±6~±12V,鑒頻失真低于0.2%,最大鎖定范圍為±60%f,輸入電阻為10kΩ,典型工作電流為8mA。該電路主要用于FSK解調(diào)、單音解碼、寬帶FM解調(diào)、數(shù)據(jù)同步、倍頻與分頻等方面。

其組成方框圖如圖8.22所示。圖8.22SL565方框圖

(2)NE567。其方框圖如圖8.23所示。它由主鑒相器(PDⅠ)、直流放大器(A1)、電流控制振蕩器(CCO)和外接環(huán)路濾波器組成。此外,還有一個正交鑒相器(PDⅡ),正交鑒相器的輸出直接推動一個功率輸出級(A2)。兩個鑒相器都用雙平衡模擬相乘電路。電流控制振蕩器由恒流源、充放電開關(guān)電路和兩個比較器組成。直流放大器是一個差動電路,輸出放大器則由差動電路和達林頓緩沖級構(gòu)成。

輸入信號加在3端,環(huán)路濾波電容接在2端,定時電阻RT與定時電容CT接在5、6端。振蕩頻率可用下式計算:圖8.23NE567方框圖

(3)5G4046(CD4046)。它是一塊低頻低功耗通用單片集成鎖相環(huán)電路。環(huán)路采用CMOS電路,最高工作頻率為1MHz左右,電源電壓為5~15V。當f=10kHz時,功耗為0.15~9mW。與類似的雙極性單片集成鎖相環(huán)相比較,它的功耗降低了很多,這對于要求功耗小的設(shè)備來說,具有十分重要的意義。

圖8.24所示為5G4046的方框圖。圖8.245G4046方框圖

8.2.2鎖相環(huán)的應(yīng)用

通過前面的討論已知,鎖相環(huán)具有以下優(yōu)點:

①鎖定時無剩余頻差;

②良好的窄帶濾波特性;

③良好的跟蹤特性;

④易于集成化。因此,鎖相環(huán)廣泛獲得了應(yīng)用。

1.鎖相倍頻、分頻和混頻

1)鎖相倍頻

圖8.25所示為鎖相倍頻方框圖,它是在鎖相環(huán)路方框中插入分頻器組成的。環(huán)路鎖定時,鑒相器的兩輸入信號頻率ωR、ωN

相等,其中ωN=ωV/N,故有ωV=NωR。VCO信號頻率鎖定在參考頻率的N

次倍頻上。圖8.25鎖相倍頻方框圖

2)鎖相分頻

圖8.26所示為鎖相分頻方框圖,它是在鎖相環(huán)路方框中插入倍頻器組成的,相當于將圖8.25中分頻器改成倍頻器。環(huán)路鎖定時,ωR=ωn=nω,即ωV=ωR/n,分頻次數(shù)等于環(huán)路中倍頻器的倍頻次數(shù)。圖8.26鎖相分頻方框圖

3)鎖相混頻

鎖相混頻方框圖如圖8.27所示,它在反饋通道中插入混頻器和中頻濾波器。圖8.27鎖相混頻方框圖

2.鎖相解調(diào)

1)調(diào)頻信號的解調(diào)

采用鎖相鑒頻器,輸入信噪比較低時,仍有較高的輸出信噪比,即引起輸出信噪比惡化的最低輸入信噪比(門限值)比普通鑒頻器低(即產(chǎn)生門限效應(yīng)),如圖8.28所示。所謂門限效應(yīng),是指輸入信噪比較高時,鑒頻器輸出信噪比將高于輸入信噪比,且輸出信噪比與輸入信噪比成線性關(guān)系;而當輸入信噪比低到一定數(shù)值時,輸出信噪比將急劇下降,不再遵循線性關(guān)系,如圖8.28所示,這就是調(diào)頻波解調(diào)時的門限效應(yīng)所對應(yīng)的值,稱門限值。圖8.28調(diào)制信號的鎖相解調(diào)器與普通鑒頻器的門限性能比較示意圖

鎖相環(huán)作鑒頻器的組成方框圖如圖8.29所示。作為鑒頻器用的鎖相環(huán),其環(huán)路帶寬應(yīng)設(shè)計得足夠?qū)?那么VCO就能跟蹤輸入調(diào)頻信號中的調(diào)制變化,也就是說,VCO輸出信號是和輸入有相同調(diào)制規(guī)律的調(diào)頻波。通常把這種環(huán)路稱為跟蹤型環(huán)路。VCO頻率變化與控制電壓uc

成正比,即uc

和輸入調(diào)頻信號中的瞬時頻率變化成正比,uc

即為解調(diào)器輸出。圖8.29用鎖相環(huán)解調(diào)調(diào)頻信號方框圖

圖8.30表示用集成片L562和外接電路組成調(diào)頻波鎖相解調(diào)電路。圖8.30表示用集成片L562和外接電路組成調(diào)頻波鎖相解調(diào)電路。

圖8.31表示用單片集成電路CD4046構(gòu)成的調(diào)頻波解調(diào)電路實例。圖8.31CD4046構(gòu)成調(diào)頻波解調(diào)電路

2)調(diào)相信號解調(diào)

圖8.32所示為鎖相環(huán)解調(diào)調(diào)相信號的組成框圖。圖8.32用鎖相環(huán)解調(diào)相信號方框圖

3)調(diào)幅波的同步檢波

圖8.33為調(diào)幅波的同步檢波電路組成方框圖圖8.33采用鎖相環(huán)路的同步檢波電路框圖

3.鎖相接收機

當?shù)孛娼邮昭b置接收衛(wèi)星發(fā)來的無線電信號時,由于衛(wèi)星離地面距離遠,衛(wèi)星發(fā)射功率小,因此地面接收機接收到的信號是極其微弱的。又由于衛(wèi)星環(huán)繞地球運行時,存在著多普勒效應(yīng),頻率漂移嚴重。對于這種強度弱、中心頻率偏離大的信號,若采用普通接收機進行接收,勢必要求接收機有足夠大的帶寬。這樣,接收機的輸出信噪比將嚴重降低,甚至遠小于1。在這種情況下,普通接收機就無法檢出有用信號。

采用鎖相接收機,由于環(huán)路具有窄帶跟蹤特性,因此可以十分有效地接收窄帶信號。圖8.34是鎖相接收機的原理方框圖。圖8.34鎖相接收機原理方框圖

鎖相接收機的環(huán)路帶寬一般都做得很窄,所以要加擴捕電路,幫助環(huán)路捕捉鎖定。

此外,如果輸入信號是已調(diào)波,只要把混頻后的中頻信號通過解調(diào)器進行解調(diào),便可提出調(diào)制信息。如果需要載波信號,可以通過窄帶濾波器提取。

8.3頻率合成原理

從頻率合成技術(shù)的發(fā)展過程來看,頻率合成的方法可以分為三種:直接合成法、鎖相環(huán)路法(也稱間接合成法)和直接數(shù)字合成法。相應(yīng)地,頻率合成器可分為三類:直接式頻率合成器(DS)、鎖相式頻率合成器(PPL)和直接數(shù)字式頻率合成器(DDS)。下面簡單討論直接合成法、鎖相環(huán)路法與直接數(shù)字法。

8.3.1頻率合成器的技術(shù)指標

頻率合成器應(yīng)用廣泛,但在不同的使用場合,對它的要求則不完全相同。大體來說,有如下幾項主要技術(shù)指標:頻率范圍、頻率間隔、頻率穩(wěn)定度、準確度、頻譜純度、頻率轉(zhuǎn)換時間,等等。為了正確理解、使用與設(shè)計頻率合成器,下面介紹幾個主要技術(shù)指標。

1.頻率范圍

頻率范圍是指頻率合成器輸出最低頻率和輸出最高頻率之間的變化范圍。通常要求在規(guī)定的頻率范圍內(nèi),在任何指定的頻率點上,頻率合成器都能工作,而且電性能都能滿足質(zhì)量指標要求。

2.頻率間隔

頻率合成器的輸出頻譜是不連續(xù)的。兩個相鄰頻率之間的間隔稱為頻率間隔,又稱為分辨力,用ΔF

表示。對短波單邊帶通信來說,現(xiàn)在多取頻率間隔為100Hz,有的甚至取為10Hz或1Hz。對于超短波通信來說,頻率間隔多取為50kHz或10kHz。

3.頻率轉(zhuǎn)換時間

頻率轉(zhuǎn)換時間是指頻率合成器由一個頻率轉(zhuǎn)換到另一個頻率,并達到穩(wěn)定工作時所需要的時間。它與采用的頻率合成方法有密切關(guān)系。對于直接式頻率合成器,轉(zhuǎn)換時間取決于信號通過窄帶濾波器所需要的建立時間;對于鎖相式頻率合成器,則取決于環(huán)路進入鎖定所需要的暫態(tài)時間,即環(huán)路的捕捉時間。

4.頻率準確度

頻率準確度表示頻率合成器輸出頻率偏離其標稱值的程度。若設(shè)頻率合成器實際輸出頻率為fg,標稱頻率為f,則頻率準確度定義為

式中

應(yīng)該指出,晶體振蕩器在長期工作時,振蕩頻率會發(fā)生漂移,不同時刻的準確度不同。因此,在描述頻率準確度時,除應(yīng)指出其大小和正負外,還需給出時間,說明是何時的準確度。

5.頻率穩(wěn)定度

頻率穩(wěn)定度是指在一定的時間間隔內(nèi)頻率準確度的變化。對頻率穩(wěn)定度的描述應(yīng)該引入時間概念,有長期、短期和瞬間穩(wěn)定度之分。長期穩(wěn)定度是指年或月范圍內(nèi)頻率準確度的變化。短期穩(wěn)定度是指日或小時內(nèi)的頻率準確度的變化。瞬時穩(wěn)定度是指秒或毫秒內(nèi)的隨機頻率準確度的變化,即頻率的瞬間無規(guī)則變化。

事實上,穩(wěn)定度與準確度有著密切關(guān)系,因為只有頻率穩(wěn)定,才談得上頻率的準確,通常認為頻率誤差已包括在頻率不穩(wěn)定的偏差之內(nèi),因此,一般只提頻率穩(wěn)定度。

6.頻譜純度

頻譜純度是衡量頻率合成器輸出信號質(zhì)量的一個重要指標。若用頻譜分析儀觀察頻率合成器的輸出頻譜,就會發(fā)現(xiàn)在主信號兩邊出現(xiàn)了一些附加成分,見圖8.35。圖8.35輸出信號頻率周圍疊加有不需要的頻率成分

8.3.2直接頻率合成法(直接式頻率合成器)

圖8.36為直接式頻率合成器的原理方框圖。圖8.36直接式頻率合成器的原理方框圖圖8.37有源選頻系統(tǒng)

8.3.3間接頻率合成法(鎖相頻率合成器)

鎖相頻率合成器的基本構(gòu)成方法主要有:脈沖控制鎖相法、模擬鎖相合成法、數(shù)字鎖相合成法。

圖8.38為脈沖控制鎖相頻率合成器原理方框圖。圖中壓控振蕩器的輸出信號與參考信號的諧波在鑒相器中進行相位比較。當振蕩頻率調(diào)整到接近于參考信號的某次諧波頻率時,環(huán)路就可能自動地把振蕩頻率鎖定到這個諧波頻率上。例如,5MHz晶振產(chǎn)生的振蕩信號,經(jīng)參考分頻器降低到fR=100kHz。當振蕩頻率調(diào)整到接近于fR

的216次諧波時,VCO輸出信號就能自動地鎖定到21.6MHz的頻率上。

這種頻率合成器的最大優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單,指標也可以做得較高。但是VCO的頻偏必須限制在±0.5%fR

以內(nèi)。超過這個范圍就可能出現(xiàn)錯鎖現(xiàn)象,也就是可能鎖定到鄰近的諧波上,因而造成選擇頻道困難。諧波次數(shù)越高,對VCO的頻率穩(wěn)定度要求就越高,因此這種方法提供的頻道數(shù)(也稱波道數(shù))是有限的。圖8.38脈沖控制鎖相頻率合成器原理方框圖

圖8.39為模擬鎖相頻率合成法的基本合成單元。由圖可見,鎖相環(huán)路中接入了一個由混頻器和帶通濾波器組成的頻率減法器。當環(huán)路鎖定,可使VCO振蕩頻率fo

與外加控制頻率fL

之差(fo-fL)等于參考頻率fr,所以,VCO的振蕩頻率fo=fL+fr。改變外加控制頻率fL

的值,就可以獲得不同頻率信號輸出。圖8.39所示為模擬鎖相頻率合成器的一個基本單元,該單元所能提供的信道數(shù)不可能很多,而且頻率間隔比較大。

為了增加模擬鎖相頻率合成器的輸出頻率數(shù)和減小信道間的頻率間隔,可采用由多個基本單元組成的多環(huán)路級聯(lián)工作方式;也可以在基本單元環(huán)路中,串接多個由混頻器和帶通濾波器組成的頻率減法器,把VCO的頻率連續(xù)與特定的等差數(shù)列頻率進行多次混頻,逐步降低到鑒相器的工作頻率上,通過單一的鎖相環(huán)路,獲得所需的輸出頻率,這稱為單環(huán)工作方式。圖8.39模擬鎖相頻率合成法的基本合成單元

圖8.40為數(shù)字鎖相頻率合成器的原理方框圖。

圖8.40所示數(shù)字鎖相頻率合成器電路比較簡單,構(gòu)成比較方便。因它只含有一個鎖相環(huán)路,故稱為單環(huán)式電路,它是數(shù)字頻率合成器的基本單元。圖8.40數(shù)字鎖相頻率合成器原理方框圖

數(shù)字頻率合成器的主要優(yōu)點是環(huán)路相當于一個窄帶跟蹤濾波器,具有良好的窄帶跟蹤濾波特性和抑制寄生干擾的能力,節(jié)省了大量的濾波器,而且參考分頻器和程序分頻器可采用數(shù)字集成電路。

設(shè)計良好的壓控振蕩器具有較高的短期頻率穩(wěn)定度,而一個高精度標準晶體振蕩器具有很高的長期頻率穩(wěn)定度,從而使數(shù)字式頻率合成器能得到高質(zhì)量的輸出信號。由于這些優(yōu)點,數(shù)字式頻率合成器獲得了越來越廣泛的應(yīng)用。

8.3.4直接數(shù)字式合成法(直接數(shù)字式頻率合成器)

直接數(shù)字式頻率合成法(DDS)是一種新型的頻率合成方法,與直接頻率合成法(DS)和鎖相式頻率合成法(PLL)在原理上完全不同。DDS的基本原理是建立在不同的相位會給出不同的電壓幅度的基礎(chǔ)上的,DDS給出按一定電壓幅度變化規(guī)律組成的輸出波形。由于它不但給出了不同頻率和不同相位,而且還可以給出不同的波形,因此這種方法又稱波形合成法。

從DDS、PLL和DS三種頻率合成器(法)的比較來看:在頻率轉(zhuǎn)換速度方面,DDS和DS比PLL快得多;在頻率分辨率方面,DDS遠高于PLL和DS;在輸出頻帶方面,DDS遠小于PLL和DS;在集成度方面,DDS和PLL遠高于DS。DDS作為一種新型的頻率合成方法已成為頻率合成技術(shù)的第三代方案。頻率合成器的發(fā)展趨勢是數(shù)字化和集成化。

1.直接數(shù)字式頻率合成器的基本原理

直接數(shù)字式頻率合成器的基本原理也就是波形合成原理。最基本的波形合成是一個斜升波的合成,其方案如圖8.41所示。圖8.41斜升波合成的方框圖

波形合成的過程如下:由一個標準頻率的時鐘產(chǎn)生器產(chǎn)生時鐘脈沖,送到計數(shù)器進行計數(shù)。計數(shù)器根據(jù)計數(shù)脈沖的多少給出不同的數(shù)碼,數(shù)模轉(zhuǎn)換器根據(jù)計數(shù)器輸出的數(shù)碼轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓幅度。當計數(shù)器連續(xù)計數(shù)時,數(shù)模轉(zhuǎn)換器就產(chǎn)生一個上升的階梯波,階梯波的上升包絡(luò)即為一斜升波。當計數(shù)器計滿時,計數(shù)器復(fù)零又重新開始計數(shù),階梯波又從零開始。如此反復(fù)循環(huán),階梯波經(jīng)平滑濾波器檢出其包絡(luò),便成為斜升波。

就像數(shù)字鎖相頻率合成器中用可變分頻器代替固定分頻比的計數(shù)器一樣,在直接數(shù)字式頻率合成器中改變頻率的方法是用一個累加器代替計數(shù)器。累加器的原理如圖8.42所示。圖8.42累加器的原理圖

可見,計數(shù)器或累加器的級數(shù)愈多,得出的階梯波愈接近斜升波,控制斜升波的精度也就愈高。數(shù)模轉(zhuǎn)換器的分辨率與計數(shù)器或累加器位數(shù)n

的關(guān)系為

斜升波幅度變化與其相位變化成正比,故可以把相位數(shù)碼直接轉(zhuǎn)換成幅度數(shù)碼。但是對于任意波形來說,相位和幅度的關(guān)系一般不成正比關(guān)系,如正弦波的相位和幅度的關(guān)系就是正弦關(guān)系。如果要合成任意波形,就應(yīng)找出波形幅度和相位的關(guān)系,然后用一個相碼/幅碼轉(zhuǎn)換器將相碼轉(zhuǎn)換成相應(yīng)合成波形的幅碼,再用數(shù)模轉(zhuǎn)換器變換成階梯波形,通過平滑濾波器濾除諧波得到所需要的合成波形。任意波形合成的方框圖示于圖8.43,該方框圖也就是直接數(shù)字式頻率合成器的基本結(jié)構(gòu)圖。圖8.43任意波形合成的方框圖(DDS方框圖)

2.直接數(shù)字式頻率合成器的特點

與數(shù)字鎖相頻率合成器中通過改變可變分頻器分頻比來改變環(huán)路輸出頻率一樣,在直接數(shù)字式頻率合成器中,合成信號頻率為fo=k·(fc/2n),顯然,改變頻率控制數(shù)據(jù)k,便可以改變合成信號頻率fo。

直接數(shù)字式頻率合成器的主要優(yōu)點是:具有高速的頻率轉(zhuǎn)換能力;具有高度的頻率分辨率;能夠合成多種波形;具有數(shù)字調(diào)制能力;具有集成度高,體積小,重量輕等優(yōu)點。

直接數(shù)字式頻率合成器的主要缺點是:

①雜散成分復(fù)雜,在時鐘頻率低時,雜散成分主要由相位量化和幅度量化引起,在時鐘頻率高時主要由系統(tǒng)中數(shù)模轉(zhuǎn)換器的非理想特性所決定。

②輸出頻率范圍有限。理論上最高輸出頻率不超過0.5fc,通常限制在0.4fc以下。DDS產(chǎn)品多工作在80MHz時鐘頻率以下,少數(shù)產(chǎn)品工作在100MHz甚至更高時鐘頻率下,伴隨著時鐘頻率的上升,雜散成分增多,功耗和成本也隨之增加。

3.直接數(shù)字式頻率合成器的應(yīng)用

DDS主要用于頻率轉(zhuǎn)換速度快及頻率分辨率高的場合,如用于跳頻通信系統(tǒng)中的頻率合成器。但是,在快速跳頻系統(tǒng)中,單獨采用DDS或PLL或DS都難以達到設(shè)計要求,一般是采用以DDS為核心的混合體系。以DDS為核心的混合體系有三種結(jié)構(gòu),即DDS+DS、DDS+PLL和DDS+PLL+DS。每一種結(jié)構(gòu)都有其自身的特點。

圖8.44是超高速跳頻轉(zhuǎn)換的一個實例。采用DDS+PLL結(jié)構(gòu),要求輸出頻率范圍為700~900MHz,頻率轉(zhuǎn)換時間小于5μs,頻率分辨率小于1Hz,雜波電平小于-50dB,相位噪聲小于-100dB/Hz(偏離主信號1kHz處)。一種高性能的DDS芯片的時鐘為50MHz,n=32,12位幅度碼輸出,經(jīng)DAC和濾波,輸出在14~18MHz范圍,雜散為-84dB,經(jīng)50倍頻達到所需輸出頻段,最終分辨率為0.58Hz,滿足要求,雜散成分經(jīng)50倍頻增加20lg50=34dB,剛好滿足小于-50dB的要求,同樣,相位噪聲也能滿足要求。圖8.44超高速跳頻頻率合成器

圖8.44中,

圖8.45為DDS+PLL+DS結(jié)構(gòu)的原理圖,它能滿足fR≤BWDDS(DDS的輸出頻帶)?；祛l濾波電路由相乘器和帶通濾波器組成,其輸出頻率取兩輸入頻率的和頻。該系統(tǒng)輸出頻率為fo=NfR+fDDS=NfR+k·(fc/2n)。圖8.45一種DDS+PLL+DS結(jié)構(gòu)的原理圖

該系統(tǒng)的特點是:通過改變PLL中的可變分頻器分頻比N,粗調(diào)到某一輸出頻段,再通過改變DDS的頻率控制數(shù)據(jù)k,細調(diào)到某一輸出頻率。由于DDS保證了高的頻率分辨率,從而能提高鑒相頻率,縮短PLL的頻率轉(zhuǎn)換時間(因PLL的頻率轉(zhuǎn)換時間受頻率分辨率的限制)。在頻率粗調(diào)范圍內(nèi),頻率細調(diào)時間完全由DDS確定。要求fo＜BWDDS是為了避免在輸出頻率范圍內(nèi)出現(xiàn)空白點。

8.4實訓(xùn):鎖相環(huán)路性能測試

1.實訓(xùn)目的

(1)通過實訓(xùn)可深入了解鎖相環(huán)路的電路結(jié)構(gòu)和特點;

(2)掌握鎖相環(huán)主要參數(shù)的測試方法。

2.鎖相環(huán)路性能參數(shù)及指標的測量

鎖相環(huán)路由鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)三個基本部分構(gòu)成,如圖8.46所示。圖8.46鎖相環(huán)路基本組成

圖8.47是VCO壓控靈敏度的測量組成框圖。圖8.47VCO壓控靈敏度的測量組成框圖

2)環(huán)路同步帶ΔfH

與捕捉帶Δfp

的測量

同步帶是指環(huán)路有能力維持鎖定的最大起始頻差。捕捉帶是指環(huán)路起始于失鎖狀態(tài),最終有能力自行鎖定的最大起始頻差。根據(jù)上述兩個性能參數(shù)的定義,在測量中遇到的問題是,用什么手段來判斷環(huán)路處于鎖定還是失鎖狀態(tài)。最簡單的實驗方法就是用雙蹤示波器的兩路探頭分別接在鑒相器