開關(guān)變換器-第4章-PWM技術(shù)-課件_第1頁
開關(guān)變換器-第4章-PWM技術(shù)-課件_第2頁
開關(guān)變換器-第4章-PWM技術(shù)-課件_第3頁
開關(guān)變換器-第4章-PWM技術(shù)-課件_第4頁
開關(guān)變換器-第4章-PWM技術(shù)-課件_第5頁
已閱讀5頁,還剩56頁未讀 繼續(xù)免費閱讀

下載本文檔

版權(quán)說明:本文檔由用戶提供并上傳,收益歸屬內(nèi)容提供方,若內(nèi)容存在侵權(quán),請進行舉報或認領(lǐng)

文檔簡介

6脈寬調(diào)制控制技術(shù)——PWM控制技術(shù)6.1.1綜述6.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變電路6.1.3SPWM逆變電路的諧波分析6.1.4提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)的方法6.1.5SPWM模式優(yōu)化1PPT課件6脈寬調(diào)制控制技術(shù)——PWM控制技術(shù)6.1.1綜述1PP16.1.1綜述PWM控制技術(shù)的重要意義

所謂脈寬調(diào)制控制技術(shù)是指利用全控型器件(IGBT、IGCT……)的開關(guān)特性,按照規(guī)律來通斷,使逆變器輸出寬度和距離不等的電壓脈沖序列,等效為一個理想的輸出,實現(xiàn)變壓、變頻控制并且減小諧波的技術(shù)。它具有如下的優(yōu)點:逆變電路結(jié)構(gòu)簡單。利用單一的逆變電路及其PWM控制,可同時調(diào)整輸出頻率和輸出電壓,控制方便靈活,動態(tài)響應(yīng)快。逆變電路輸出諧波含量大大降低。2PPT課件6.1.1綜述PWM控制技術(shù)的重要意義2PPT課件2精品資料精品資料3你怎么稱呼老師?如果老師最后沒有總結(jié)一節(jié)課的重點的難點,你是否會認為老師的教學(xué)方法需要改進?你所經(jīng)歷的課堂,是講座式還是討論式?教師的教鞭“不怕太陽曬,也不怕那風雨狂,只怕先生罵我笨,沒有學(xué)問無顏見爹娘……”“太陽當空照,花兒對我笑,小鳥說早早早……”開關(guān)變換器-第4章-PWM技術(shù)--ppt課件46.1.1綜述PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛,對逆變電路影響也最為深刻。現(xiàn)在大量應(yīng)用的逆變電路中,絕大部分都是PWM型逆變電路??梢哉fPWM控制技術(shù)正是依賴于在逆變電路中的應(yīng)用,才發(fā)展得比較成熟,也才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位。

目前PWM技術(shù)不僅應(yīng)用于逆變電路中,而且已經(jīng)延伸到交流-直流變換器(PWM整流器)、直流-直流變換器(PWM斬波器)、交流-交流變換器(PWM交流變換器)中。利用微處理器實現(xiàn)PWM技術(shù)數(shù)字化后,PWM技術(shù)不斷被優(yōu)化和翻新,從追求電壓波形正弦,到電流波形正弦,再到磁通波形正弦;從效率最優(yōu),轉(zhuǎn)矩脈動最小,再到消除諧波噪聲等。5PPT課件6.1.1綜述PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛,56.1.1綜述SPWM控制技術(shù)的基本類型

在變頻調(diào)速系統(tǒng)中采用PWM技術(shù)不僅能夠及時、準確地實現(xiàn)變壓變頻控制要求,而且更重要的意義是抑制逆變電路輸出電壓或電流中的諧波分量,從而大大地降低了變頻調(diào)速時電動機的轉(zhuǎn)矩脈動,提高了電動機的工作效率,擴大了調(diào)速系統(tǒng)的調(diào)速范圍。

近年來,實際工程中主要采用的PWM技術(shù)是正弦PWM,這是因為變頻器輸出的電壓或電流更接近正弦波形。正弦PWM方案多種多樣,歸納起來可分為電壓正弦PWM(SinusoidalPulseWidthModulation,SPWM)、隨機正弦PWM、電流正弦PWM和空間電壓矢量VPWM(VoltageSpaceVectorPWM,SVPWM)四種基本類型。6PPT課件6.1.1綜述SPWM控制技術(shù)的基本類型6PPT課件66.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變電路SPWM基本原理面積等效原理(PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ))

沖量(窄脈沖的面積)相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時,其效果基本相同(環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同即響應(yīng)波形傅里葉分解后,其低頻段特性非常接近,僅在高頻段略有差異)。圖4-24形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖(a)矩形脈沖(b)三角形脈沖(c)正弦半波脈沖(d)單位脈沖函數(shù)7PPT課件6.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變76.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變電路

對于電壓正弦PWM,可以把電壓正弦波分為N等份,如左圖示(圖中N=10),然后把每一份的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替,矩形脈沖的中點與正弦波每一等份的中點重合。這樣,由N個等幅而不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦波等效。圖4-25用SWPM電壓等效正弦電壓(a)正弦電壓(b)SWPM等效電壓8PPT課件6.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變86.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變電路由于每個脈沖的幅值相等,所以逆變電路可由恒定的直流電源供電。當逆變電路各功率開關(guān)器件都是在理想、狀態(tài)下工作時,驅(qū)動相應(yīng)功率的開關(guān)器件的信號也應(yīng)為與左圖形狀一致的一系列脈沖波形。這一系列的脈沖波形的寬度??梢試栏竦赜糜嬎惴椒ㄇ蟮茫鳛榭刂颇孀冸娐分懈鞴β书_關(guān)器件通斷的依據(jù)。但較為實用的方法是采用"調(diào)制"的方法。圖4-25用SWPM電壓等效正弦電壓(a)正弦電壓(b)SWPM等效電壓9PPT課件6.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變96.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變電路計算法和調(diào)制法計算法根據(jù)逆變電路期望輸出的正弦波頻率、幅值和半個周期內(nèi)的脈沖數(shù),將等效PWM波形中各脈沖的寬度和間隔準確計算出來,按照計算結(jié)果控制逆變電路中各開關(guān)器件的通斷,就可以得到所需要的PWM波形,這種方法稱之為計算法。缺點:計算法是很繁瑣的,當需要輸出的正弦波的頻率、幅值或相位發(fā)生變化時,結(jié)果都要變化。調(diào)制法把希望輸出的波形作為調(diào)制信號,把接受調(diào)制的信號作為載波信號,通過對信號波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波,其中等腰三角波應(yīng)用最多。10PPT課件6.1.2電壓正弦PWM(SPWM)控制技術(shù)——SPWM逆變104.6空間電壓矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)

利用SPWM控制逆變器使得輸出電壓達到正弦化(諧波含量盡量小),這種電路就其輸出電流而言是開環(huán)的,它可能遠非正弦波,因為在電壓源逆變電路中,輸出電流的波形會受到負載參數(shù)的影響。SPWM技術(shù)是從電源角度出發(fā)的,目的在于生成一個可以調(diào)頻調(diào)壓的三相對稱正弦波供電電源,控制原則是盡可能降低輸出電壓的諧波分量,使其逼近正弦波形??臻g電壓矢量PWM技術(shù)則是從電動機的角度出發(fā)的,目的在于使交流電動機產(chǎn)生圓形磁場。種以圓形旋轉(zhuǎn)磁場為目標來控制逆變電路工作的控制方法稱為磁鏈跟蹤控制,磁鏈軌跡的控制是通過交替使用不同的空間電壓矢量來實現(xiàn)的,所以又稱空間電壓矢量PWM控制。

由于SVPWM逆變電路具有開關(guān)損耗低、便于微機實時控制、電壓利用率高等優(yōu)點,所以SVPWM逆變電路不僅在電動機調(diào)速系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用,11PPT課件4.6空間電壓矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)114.6空間電壓矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡4.6.2期望空間電壓矢量的合成4.6.3三相SVPWM逆變電路的特點12PPT課件4.6空間電壓矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)4.6.1電124.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡

空間電壓矢量控制逆變電路結(jié)構(gòu)與三相SPWM逆變電路結(jié)構(gòu)以及三相方波逆變電路結(jié)構(gòu)是一樣的,如圖4-44所示。ZU、ZV、ZW為三相交流異步電動機三相定子繞組,在電動機中它們沿圓周交錯分布,在空間上互差120°接成星形或者三角形(圖4-44中為星形)。定子三相繞組的相電壓為uUN、uVN、uWN。在使用相電壓幅值為Um、角頻率為ω的標準三相交流電驅(qū)動時,選擇適當?shù)臅r間坐標,電動機定子三相繞組相電壓可表示為圖4-44空間電壓矢量控制逆變電路(4-75)13PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡空間電壓134.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡

可定義三個相空間電壓矢量UUN、UVN、UWN其方向定在各定子繞組軸線上,在空間互差120°。

式中,

為旋轉(zhuǎn)因子。(4-76)14PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡可定義144.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡

當uUO>0時,UUN與U軸相同,否則UUN與U軸反向,其它兩相也是如此,圖4-45所示為uUN>0、uVN>0、uWN<0的狀態(tài)。圖4-45空間電壓矢量三相合成矢量US也為空間矢量且可表示為(4-77)

同理,定義三相交流異步電動機定子電流和磁鏈的空間矢量IS和ΨS分別為(4-78)(4-79)按照空間矢量功率與三相瞬時功率相等的原則,有(4-80)其中I*S是IS共軛復(fù)數(shù),由此導(dǎo)出k=。15PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡當uUO>0154.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡合成電壓矢量US又可表示為將式(4-75代入到(4-81)中,整理后得到上式表明,US是一個以電源角頻率ω為角速度作恒速旋轉(zhuǎn)的空間矢量,它的幅值是相電壓幅值的

倍,當某一相電壓為最大值時合成電壓矢量US就落在該相的軸線上。(4-81)(4-82)16PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡合成電壓矢量US又164.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡對于三相電壓供電的異步電動機,每一相定子繞組都可寫出一個電壓平衡方程式,求三相電壓平衡方程式的矢量和,即得到用合成空間矢量表示的定子電壓方程式:式中,RS為定子每一相繞組電阻值。當電動機轉(zhuǎn)速較高時,電動機定子電阻壓降可以忽略,式(4-81)可近似簡化為或為(4-83)(4-84)(4-85)17PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡對于三相電壓供電的174.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡利用式(4-81)的結(jié)論,由式(4-84),可解出為式中,(4-86)由上式可知,電動機空間磁鏈矢量ΨS與空間電壓矢量US一樣以ω為角速度沿圓周作恒速旋轉(zhuǎn),兩者方向始終正交,如圖4-46所示??臻g磁鏈矢量沿合成電壓所指的方向行進,直觀看,表示磁鏈矢量的箭頭尾部不動,頭部跟隨合成電壓矢量行進,因此電動機旋轉(zhuǎn)磁場的軌跡問題就可以轉(zhuǎn)化為合成空間電壓矢量的運動軌跡問題,換句話說,可以用對合成空間電壓矢量的分析來代替對空間磁鏈矢量運動軌跡的分析。圖4-46磁鏈矢量與三相合成空間電壓矢量的關(guān)系18PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡利用式(4-81)184.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡圖4-47開關(guān)組合提供的空間電壓矢量與使用正弦交流電情況不同,圖4-44所示為橋式逆變器驅(qū)動下的三相交流異步電動機,各相定子繞組被施加的不是幅值連續(xù)變化的電壓,三相合成電壓矢量也不是等幅值勻速地在圓軌跡上運行。三組橋臂各組在任意時刻都有且僅有一個開關(guān)管導(dǎo)通,六個開關(guān)管導(dǎo)通或阻斷狀態(tài)組合出來八個離散的電壓輸出模式。如果定義各相上臂導(dǎo)通(輸出接母線正端)為"1",各相下臂導(dǎo)通(輸出接母線負端)為"0",那么各個矢量編號與對應(yīng)開關(guān)邏輯如圖4-47所示。19PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡圖4-47開關(guān)組194.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡

可以看到,在這八個矢量中有兩個零矢量,即三組橋臂都輸出“1”的U7以及三組橋臂都輸出“0”的U8。此外,另外六個矢量編號為U1、U2、U3、U4、U5、U6(對應(yīng)開關(guān)邏輯為100、110、010、011、001、101),按照空間位置U相繞組0°、V相繞組120°、W相繞組240°的坐標,從0°開始均勻分布在矢量空間平面。很明顯,相鄰矢量對應(yīng)的電路工作狀態(tài)之間只有一組橋臂開關(guān)狀態(tài)改變,因而,零矢量U8與矢量U1、U3、U5相鄰,與矢量U2、U4、U6相鄰。矢量控制基本點之一就是電路輸出狀態(tài)為系列相鄰矢量連貫而成。圖4-47開關(guān)組合提供的空間電壓矢量20PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡可以看到,在這八204.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡由于

,根據(jù)式(4-81)可以得到(4-87)對于矢量U1,開關(guān)邏輯組合為“100”,參考圖4-47,對應(yīng)輸出為(4-88)代入(4-87)可以得到U1=,同理可以得出六個基本矢量幅值均為

。21PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡由于214.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡以三相方波控制逆變?yōu)槔娐芬来蔚葧r長輸出矢量U1,U2,…,U6,繪制各輸出矢量成為首尾相接的正六邊形,如圖4-48所示。這個六邊形就是三相方波逆變電路在三相異步電動機中形成的磁鏈矢量頂點運動的軌跡??梢娙喾讲孀兯_到的效果離磁鏈圓軌跡運行的最佳目標相差甚遠,實際電動機氣隙磁鏈運行軌跡在期望的圓圈內(nèi)外出入,引起轉(zhuǎn)矩脈沖、損耗增加。圖4-48磁鏈矢量的運動軌跡從另外一個角度來理解,這些缺點其實是來自于輸出電壓、電流中較低頻率、較大幅度的諧波成分。22PPT課件4.6.1電路結(jié)構(gòu)、空間矢量及其運動軌跡以三相方波控制逆變224.6.2期望空間電壓矢量的合成三相方波逆變電路時,由于每個有效工作(非零)矢量在一個時間周期T0內(nèi)只作用一次的方式只能生成正六邊形的旋轉(zhuǎn)磁場,與正弦波供電時所產(chǎn)生的圓形旋轉(zhuǎn)磁場相差甚遠,這樣會導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)速的脈動。降低諧波含量,就必須獲得更多邊的多邊形(一般為正多邊形〉的旋轉(zhuǎn)磁場來逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場,這樣就必須構(gòu)造出更多的空間位置不同的空間電壓矢量以供選擇。三相方波逆變器輸出只有八個基本電壓矢量,應(yīng)可以利用這八個基本矢量合成出其它多種不同的矢量。23PPT課件4.6.2期望空間電壓矢量的合成三相方波逆變電路時,由于每234.6.2期望空間電壓矢量的合成空間矢量平行四邊形合成法則相鄰的兩個有效工作矢量合成期望的輸出矢量。六個有效工作矢量將空間電壓矢量分為對稱的六個扇區(qū),每個扇區(qū)對應(yīng)π/3,當期望輸出電壓矢量落在某個扇區(qū)內(nèi)時,就用期望輸出電壓矢量相鄰的兩個有效工作矢量等效地合成期望輸出矢量。所謂等效是指在一個開關(guān)周期內(nèi),產(chǎn)生的定子磁鏈的增量近似相等。圖4-49空間電壓矢量的六個扇區(qū)24PPT課件4.6.2期望空間電壓矢量的合成空間矢量平行四邊形合成法則244.6.2期望空間電壓矢量的合成

以在第I扇區(qū)內(nèi)的期望輸出矢量為例,圖4-50表示由基本空間電壓矢量U1和U2線性組合構(gòu)成期望的電壓矢量US,θ為期望輸出電壓矢量與扇區(qū)起始邊的夾角。在一個開關(guān)周期T0中,U1的作用時間為t1,U2的作用時間為t2,按矢量合成法則可得圖4-50期望輸出電壓矢量的合成(4-89)由正弦定理可得到(4-90)由式(4-90)解得(4-91)(4-92)25PPT課件4.6.2期望空間電壓矢量的合成以在第I扇區(qū)內(nèi)的期望254.6.2期望空間電壓矢量的合成

一般t1+t2<T0,其余的時間可用零矢量U7或U8來填補,零矢量作用的時間為兩個基本矢量作用時間之和應(yīng)滿足由式(4-94)可知,當θ=時,t1+t2=T0最大,輸出電壓矢量最大幅值為(4-93)(4-94)(4-95)26PPT課件4.6.2期望空間電壓矢量的合成一般t1+t2<T264.6.2期望空間電壓矢量的合成由式(4-95)可以得出,此時輸出相電壓基波最大幅值為輸出線電壓基波最大幅值為采用SPWM控制,在調(diào)制比N=l時,輸出線電壓基波幅值為

因此SVPWM方式的逆變器輸出線電壓基波最大值比SPWM方式的逆變器輸出電壓提高了約15%。

由于六個扇區(qū)都是對稱的,以上的分析可以推廣到其它各個扇區(qū)。(4-96)27PPT課件4.6.2期望空間電壓矢量的合成由式(4-95)可以得出,274.6.3三相SVPWM逆變電路的特點開關(guān)狀態(tài)改變對應(yīng)相鄰矢量輸出,僅有一次開關(guān)狀態(tài)切換,開關(guān)損耗可能比較小。構(gòu)造的電壓矢量越多,開關(guān)周期T0越?。ㄈ绻敵鲭妷夯l率不變),產(chǎn)生磁場對圓周的逼近越好,但功率器件的開關(guān)頻率越高,損耗也會增加。利用空間電壓矢量直接生成三相PWM波,計算相對簡便,動態(tài)性能較好。

直流電壓利用率比一般的三相SPWM逆變電路最多可高出15%。28PPT課件4.6.3三相SVPWM逆變電路的特點開關(guān)狀態(tài)改變對應(yīng)相284.7 PWM整流電路4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題4.7.2電壓型橋式PWM整流電路4.7.3電流型PWM整流電路4.7.4PWM整流電路的控制29PPT課件4.7 PWM整流電路4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題29294.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題傳統(tǒng)整流電路中,交流輸入電壓為正弦波,而輸入電流卻是非正弦波。只有整流橋輸出電壓高于電容電壓時,才會有輸入電流,交流輸入電流非正弦。而相控電路受觸發(fā)角的影響,交流輸入電流一般也是非正弦的。將輸入電流波形分解為傅里葉級數(shù),可得與電源電壓同頻率的基波成分以及各高次諧波成分,其中只有基波電流產(chǎn)生有功功率,其它高次諧波電流與電源電壓頻率不同,只能產(chǎn)生無功功率。定義電路的網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為λ,即圖4-51不控整流電容濾波電路和電壓、電流波形P:有功功率

S:視在功率U、I:電壓和電流的有效值I1:基波電流有效值φ1:基波電流滯后于電壓的相位差。I1=I1/I:基波因數(shù),即基波電流有效值和總電流有效值之比cosφ1:位移因數(shù)或基波功率因數(shù)。電路的功率因數(shù)由基波電流相位和電流波形畸變共同決定。(4-97)30PPT課件4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題傳統(tǒng)整流電路中,交流輸入電304.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題

不控整流電路和相控整流電路,功率因數(shù)低都是難以克服的缺點。而且網(wǎng)側(cè)電流包含多次諧波,導(dǎo)致在線路阻抗上產(chǎn)生諧波壓降,使原為正弦的電網(wǎng)電壓也發(fā)生畸變,諧波電流還會對電網(wǎng)造成不良影響,使線路和變壓器過熱,造成設(shè)備損壞。31PPT課件4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題不控整流電路和相314.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題PWM整流電路與相控整流電路的主電路拓撲結(jié)構(gòu)形式是一樣的,所不同的是:PWM整流電路主電路采用全控型器件,相控電路主電路采用半控型器件。PWM整流電路采用脈寬調(diào)制控制方式,其整流電路屬于高頻電路;而相控整流電路采用相位控制方式,屬于低頻電路。PWM整流電路具有以下優(yōu)點:通過對PWM整流電路進行控制,使其輸入電流非常接近正弦波,且和輸入電壓同相位。則功率因數(shù)近似為1,因此PWM整流電路也稱單位功率因數(shù)變流器。PWM整流電路工作頻率很高,可以實現(xiàn)輸出電壓的快速調(diào)節(jié)。電能可以雙向傳輸。當PWM整流電路從電網(wǎng)吸取電能時,其運行于整流工作狀態(tài);而當PWM整流電路向電網(wǎng)傳輸電能時,其運行于有源逆變狀態(tài)。32PPT課件4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題PWM整流電路與相控整流電324.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題項目PWM整流電路相控整流電路開關(guān)器件全控型器件普通晶閘管控制方式PWM控制相位控制開關(guān)頻率高頻低頻網(wǎng)側(cè)電流諧波與開關(guān)頻率有關(guān),諧波次數(shù)高幅值??;開關(guān)頻率越高,諧波越少與電路形式和相位角等有關(guān),諧波含量多;諧波次數(shù)越低,幅值越大網(wǎng)側(cè)電壓波形畸變無由換流過程引起表4-2PWM整流電路與相控整流電路的比較33PPT課件4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題項目PWM整流電路相控整流334.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題對于中、大功率PWM整流電路均采用單相或三相橋式結(jié)構(gòu),而對于小功率整流電路多采用單相不控整流加一級直流變換電路以實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)校正。

隨著PWM整流技術(shù)的發(fā)展,已設(shè)計出多種PWM整流電路,可分類如下:34PPT課件4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題對于中、大功率PWM整流電344.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題電壓型、電流型PWM整流電路,無論在主電路結(jié)構(gòu)、PWM信號發(fā)生以及控制策略方面均有各自的特點,所以最基本的分類方法就是PWM整流電路分類為電壓型和電流型兩大類。PWM整流電路和傳統(tǒng)相控整流器相比較體積、重量可以大大地減少,動態(tài)響應(yīng)速度顯著提高。在今后的工業(yè)應(yīng)用中PWM整流電路將越來越多地替代傳統(tǒng)相控整流電路。35PPT課件4.7.1傳統(tǒng)整流電路存在的問題電壓型、電流型PWM整流電354.7.2電壓型橋式PWM整流電路電壓型單相橋式PWM整流電路對于半橋電路來說,直流側(cè)電容必須由兩個電容串聯(lián),其中點和交流電源連接。對于全橋電路來說,直流側(cè)電容只要一個就可以了。交流側(cè)電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感,是電路正常工作所必需的。圖4-52單相PWM整流電路(a)單相半橋電路(b)單相全橋電路36PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路電壓型單相橋式PWM整流364.7.2電壓型橋式PWM整流電路基本工作原理按照自然采樣法對功率開關(guān)器件VT1~VT4進行SPWM控制,就可在全橋的交流輸人端AB間產(chǎn)生出SPWM波電壓uAB。uAB中含有和正弦調(diào)制波同頻率、幅值成比例的基波,以及和載波頻率有關(guān)的高次諧波,但不含低次諧波。由于交流側(cè)輸入電感Ls的作用,高次諧波造成的電流脈動被濾除,控制正弦調(diào)制波頻率使之與電源同頻,則輸入電流is也可為與電源同頻的正弦波。圖4-52單相PWM整流電路(b)單相全橋電路37PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路基本工作原理圖4-52374.7.2電壓型橋式PWM整流電路基本工作原理單相橋式PWM整流電路按升壓斬波(Boost電路)原理工作。當交流電源電壓us>0時,由VT2、VD4、VD1、Ls和VT3、VD1、VD4、Ls分別組成兩個升壓斬波電路。當VT2導(dǎo)通時,us通過VT2、VD4向Ls儲能;當VT2關(guān)斷時,Ls中的儲能通過VT4、VD4向直流側(cè)電容C充電。當us<0時,則由VT1、VD3、VD2、Ls和VT4、VD2、VD3、Ls分別組成兩個升壓斬波電路,工作原理與us>0時類似。由于電壓型PWM整流路是升壓型整流電路,其輸出直流電壓應(yīng)從交流電壓峰值向上調(diào)節(jié),而向下惡化輸入特性,甚至不能工作。圖4-52單相PWM整流電路(b)單相全橋電路38PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路基本工作原理圖4-52384.7.2電壓型橋式PWM整流電路

輸出電流is相對電源電壓us的相位是通過對整流電路交流輸人電壓uAB的控制來實現(xiàn)調(diào)節(jié)的。圖4-53給出交流輸入回路基波等效電路及各種運行狀態(tài)下的相量圖。圖中Us、UL,UR和Is分別為交流電壓us、電感Ls上電壓UL、電阻Rs上電壓uR及輸入is的基波相量,UAB為uAB的相量。圖4-53(b)為PWM整流狀態(tài),此時控制UAB滯后Us的一個δ角,以確保Is與Us同相位,功率因數(shù)為1,能量從交流側(cè)送至直流側(cè)。圖4-53PWM整流電路的運行方式相量圖39PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路輸出電流is394.7.2電壓型橋式PWM整流電路圖4-53(c)為PWM逆變狀態(tài),此時控制UAB超前Us的一個δ角,以確保Is與Us正好反相位,功率因數(shù)也為1,但能量從直流側(cè)返回至交流側(cè)。從圖4-48(a)、(b)可以看出,PWM整流電路只要控制UAB的相位,就可方便地實現(xiàn)能量的雙向流動,這對需要有再生制動功能、欲實現(xiàn)四象限運行的交流調(diào)速系統(tǒng)是一種必需的交流電路方案。圖4-53(d)為無功補償狀態(tài),此時控制UAB滯后Us一個δ角,以確保Is超前Us90°,整流電路向交流電源送出元功功率。這種運行狀態(tài)的電路被稱為無功功率發(fā)生器SVG(staticvargenerator),用于電力系統(tǒng)元功補償。圖4-53(e)表示了通過控制UAB的相位和幅值,可實現(xiàn)Is與Us間的任意角度φ。圖4-53PWM整流電路的運行方式相量圖40PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路圖4-53(c)為PWM404.7.2電壓型橋式PWM整流電路工作情況分析

圖4-54是圖4-52所示的電壓型單相橋式PWM整流電路在整流運行且功率因數(shù)外1時的工作波形,為了方便將時間坐標取在正弦調(diào)制信號ug的上升沿過零處,即:

開關(guān)器件VT1、VT2的控制極脈沖ug1、ug2由三角形載波信號uc和正弦調(diào)制信號ug的交點確定,而開關(guān)器件VT3、VT4的控制極脈沖ug3、ug4由三角形載波信號uc和正弦調(diào)制信號-ug的交點確定,其時序如圖4-53(b)所示。圖4-54電壓型單相橋式PWM整流電路整流運行,功率因數(shù)λ=1時的工作波形(4-98)(4-99)(4-100)(4-101)41PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路工作情況分析圖4-54414.7.2電壓型橋式PWM整流電路

不考慮換流過程,在任一時刻,電壓型單相橋式PWM整流電路的四個橋臂應(yīng)有兩個橋臂導(dǎo)通,當然為避免輸出短路,1、2橋臂不允許同時導(dǎo)通,3、4橋臂不允許同時導(dǎo)通。則有四種工作方式,根據(jù)交流側(cè)電流is的方向,每種工作方式有兩種工作狀態(tài)。

在電源us位于正半周時,各模式工作情況如下。方式1:1、4號橋臂導(dǎo)通,電流為正時,VD1和VD4導(dǎo)通,交流電源輸出能量,直流側(cè)吸收能量,電路處于整流狀態(tài);電流為負時,VT1和VT4導(dǎo)通;交流電源吸收能量,直流側(cè)釋放能量,處于能量反饋狀態(tài),如圖4-55(a)所示。圖4-55(a)PWM整流電路運行方式1(4-102)42PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路不考慮換流過424.7.2電壓型橋式PWM整流電路方式2:2、3號橋臂導(dǎo)通,電流為正時,VT2和VT3導(dǎo)通,交流電源和直流側(cè)都輸出能量,L儲能;電流為負時,VD2和VD3導(dǎo)通,交流電源和直流側(cè)都吸收能量,L釋放能量,如圖4-55(b)所示。圖4-55(b)PWM整流電路運行方式2(4-103)43PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路方式2:2、3號橋臂導(dǎo)通434.7.2電壓型橋式PWM整流電路方式3:1、3號橋臂導(dǎo)通,直流側(cè)與交流側(cè)無能量交換,電源被短接,電流為正時,VD1和V3導(dǎo)通,L儲能;電流為負時,VT1和VD3導(dǎo)通,L釋放能量,如圖4-55(c)所示。圖4-55(c)PWM整流電路運行方式3(4-104)44PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路方式3:1、3號橋臂導(dǎo)通444.7.2電壓型橋式PWM整流電路方式4:2、4號橋臂導(dǎo)通,直流側(cè)與交流側(cè)無能量交換,電源被短接,電流為正時,VT2和VD4導(dǎo)通,L儲能;電流為負時,VD2和VT4導(dǎo)通,L釋放能量,如圖4-55(d)所示。

在方式3和方式4中,交流電源被短路,依靠交流側(cè)電感限制電流。在方式1和方式2中,由于電流方向能夠改變,交流側(cè)與直流側(cè)可進行雙向能量交換。按同樣方法可分析us位于負半周時各模式的工作情況。采用脈寬調(diào)制方式,通過選擇適當?shù)墓ぷ髂J胶凸ぷ鞯臅r間間隔,交流側(cè)的電流可以按規(guī)定的目標增大、減小和改變方向,從而可以控制交流側(cè)電流的幅值和相位,并使波形接近于正弦波。圖4-55(d)PWM整流電路運行方式4(4-105)45PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路方式4:2、4號橋臂導(dǎo)通454.7.2電壓型橋式PWM整流電路電壓型三相橋式PWM整流電路工作原理同單相電路,從單相擴展到三相,差異在于對于單相橋式PWM整流電路,是對兩相橋臂施加幅值、頻率相等,相位相差180°的正弦波調(diào)制信號,而三相橋式PWM整流電路需對三相橋臂施加幅值、頻率相等,相位相差120°的正弦波調(diào)制信號。由于每相橋臂有兩種開關(guān)模式,即上橋臂導(dǎo)通或下橋臂導(dǎo)通,故三相橋式PWM整流電路共有23=8種開關(guān)模式,用1表示上橋臂功率管或反并聯(lián)的二極管導(dǎo)通,0表示下橋臂功率管或反并聯(lián)的二極管導(dǎo)通,則三相橋式PWM整流電路的開關(guān)模式如表4-3所示。圖4-56三相橋式PWM整流電路46PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路電壓型三相橋式PWM整流464.7.2電壓型橋式PWM整流電路開關(guān)模式12345678導(dǎo)通器件VT1或VD1VT6或VD6VT2或VD2VT4或VD4VT3或VD3VT2或VD2VT1或VD1VT3或VD3VT2或VD2VT4或VD4VT6或VD6VT5或VD5VT1或VD1VT6或VD6VT5或VD5VT4或VD4VT3或VD3VT5或VD5VT1或VD1VT3或VD3VT5或VD5VT4或VD4VT6或VD6VT2或VD2開關(guān)函數(shù)001010011100101110111000表4-3相橋式PWM整流電路的開關(guān)模式47PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路開關(guān)12345678導(dǎo)通474.7.2電壓型橋式PWM整流電路

三相橋式PWM整流電路的運行方式較單相橋式PWM整流電路復(fù)雜,圖4-57為三相網(wǎng)側(cè)電流ia>0、ib<0、ic>0時對應(yīng)的8種開關(guān)模式的運行方式。模式1:VD1、VD6和V2導(dǎo)通,電網(wǎng)通過VD1和VD6向負載供電;橋側(cè)線電壓ubc=0,bc兩相沿Lb和Lc短路并按圖示的電流方向流過內(nèi)部環(huán)流。模式2:V4、V3和V2導(dǎo)通,直流側(cè)電容C通過V3、V4和V2向電網(wǎng)輸出能量。圖4-578種開關(guān)模式的運行方式(a)模式1(b)模式248PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路三相橋式P484.7.2電壓型橋式PWM整流電路模式3:VD1、V3和V2導(dǎo)通,直流側(cè)電容C通過V3、V2向電網(wǎng)輸出能量;橋側(cè)線電壓uab=0,ab兩相沿La和Lb短路并按圖示的電流方向流過內(nèi)部環(huán)流。模式4:V4、VD6和VD5導(dǎo)通,電網(wǎng)通過VD5和VD6向負載供電;橋側(cè)線電壓uab=0,ab兩相沿La和Lb短路并按圖示的電流方向流過內(nèi)部環(huán)流。圖4-578種開關(guān)模式的運行方式(c)模式3(d)模式449PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路模式3:VD1、V3和V494.7.2電壓型橋式PWM整流電路模式5:VD1、VD6和VD5導(dǎo)通,電網(wǎng)通過VD1、VD5和VD6向負載供電。模式6:V4、V3和VD5導(dǎo)通,直流側(cè)電容C通過V3、V4向電網(wǎng)輸出能量;橋側(cè)線電壓ubc=0,bc兩相沿Lb和Lc短路并按圖示的電流方向流過內(nèi)部環(huán)流。圖4-578種開關(guān)模式的運行方式(e)模式5(f)模式650PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路模式5:VD1、VD6和504.7.2電壓型橋式PWM整流電路模式7:VD1、V3和VD5導(dǎo)通,各相電網(wǎng)電壓經(jīng)輸入電感通過每相上橋臂短路,uab=ubc=uca=0,La、Lb和Lc按圖示的電流方向流過內(nèi)部環(huán)流;整流橋與負載脫離,負載電流由C放電來維持。模式8:V4、VD6和V2導(dǎo)通,各相電網(wǎng)電壓經(jīng)輸入電感通過每相下橋臂短路,uab=ubc=uca=0,La、Lb和Lc按圖示的電流方向流過內(nèi)部環(huán)流;整流橋與負載脫離,負載電流由C放電來維持。只要對電路進行三相SPWM控制,就可在整流電端A、B、C得到三相SPWM輸出電壓。對各相電壓按圖4-53(b)相量圖控制,可獲得接近單位功率因數(shù)的三相正弦電流輸入。電路也可工作在逆變狀態(tài)圖4-53(c)以及圖4-53(d)、(e)的運行狀態(tài)。圖4-578種開關(guān)模式的運行方式(g)模式7(h)模式851PPT課件4.7.2電壓型橋式PWM整流電路模式7:VD1、V3和V514.7.3電流型PWM整流電路三相電流型PWM整流電路為了防止電流反向流動,在功率開關(guān)管VT1~VT6的漏極(集電極)串接了整流二極管VD1~VD6。不能實現(xiàn)電流回饋,但通過控制L1的電流變化可使得直流側(cè)電壓ud按交流形式變化,同樣可以實現(xiàn)能量的雙向流動。因為整流器直流輸出需要很大的平波電抗,裝置體積較大,電流型PWM整流器一般不用于單相。從交流側(cè)看,電流型PWM整流器可看成是一個可控電流源,與電壓型PWM整流器相比,它沒有橋臂直通導(dǎo)致的過流和輸出短路的問題,功率管直接對直流電流作脈寬調(diào)制,所以其輸入電流控制簡單。圖4-58三相電流型PWM整流電路52PPT課件4.7.3電流型PWM整流電路三相電流型PWM整流電路圖4524.7.3電流型PWM整流電路電流型PWM整流器應(yīng)用不如電壓型PWM整流器廣泛,主要原因有兩個:一是其通常要經(jīng)過LC濾波器與電網(wǎng)聯(lián)接,LC濾波器和直流側(cè)的平波電抗器L1的重量和體積都比較大;二是常用的全控器件多為內(nèi)部有反并聯(lián)二極管反向自然導(dǎo)電的開關(guān)器件,為防止電流反向必須再串聯(lián)一個二極管,主回路構(gòu)成不方便且通態(tài)損耗大。電流型PWM整流器通常只應(yīng)用在功率非常大的場合,這時所用的開關(guān)器件GTO本身具有單向?qū)щ娦?,不必再串二極管,而電流型PWM整流器的可靠性又比較高,對電路保護比較有利。無論是電壓型還是電流型橋式PWM整流電路都是能量可雙向流動的能量變換器,既可運行在整流狀態(tài),又可運行于逆變狀態(tài),作整流器只是它們的功能之一。53PPT課件4.7.3電流型PWM整流電路電流型PWM整流器應(yīng)用不如電534.7.4PWM整流電路的控制

為使PWM整流電路獲得輸入電流正弦且和輸入電壓同相位的控制效果,根據(jù)有無引入電流反饋可將控制方式分為兩種:間接電流控制和直接電流控制。間接電流控制沒有引入電流反饋,其動態(tài)特性差,較少應(yīng)用;直接電流反饋則通過運算求出交流輸入電流參考值,再采用交流電流反饋來直接控制輸入電流,使其跟蹤參考值,獲得期望的輸入特性。54PPT課件4.7.4PWM整流電路的控制為使PW544.7.4PWM整流電路的控制間接電流控制

間接電流控制也稱為相位和幅值控制,按圖4-53(b)(逆變時為圖4-53(c))的相量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓,使得輸入電流和電壓同相位,從而得到功率因數(shù)為1的控制效果。圖4-59為間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。圖中的PWM整流電路為圖4-58的三相橋式電路??刂葡到y(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)。圖4-59間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖55PPT課件4.7.4PWM整流電路的控制間接電流控制圖4-59554.7.4PWM整流電路的控制控制原理分析直流電壓給定u*d和實際直流電壓ud相比較,差值信號送PI

溫馨提示

  • 1. 本站所有資源如無特殊說明,都需要本地電腦安裝OFFICE2007和PDF閱讀器。圖紙軟件為CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.壓縮文件請下載最新的WinRAR軟件解壓。
  • 2. 本站的文檔不包含任何第三方提供的附件圖紙等,如果需要附件,請聯(lián)系上傳者。文件的所有權(quán)益歸上傳用戶所有。
  • 3. 本站RAR壓縮包中若帶圖紙,網(wǎng)頁內(nèi)容里面會有圖紙預(yù)覽,若沒有圖紙預(yù)覽就沒有圖紙。
  • 4. 未經(jīng)權(quán)益所有人同意不得將文件中的內(nèi)容挪作商業(yè)或盈利用途。
  • 5. 人人文庫網(wǎng)僅提供信息存儲空間,僅對用戶上傳內(nèi)容的表現(xiàn)方式做保護處理,對用戶上傳分享的文檔內(nèi)容本身不做任何修改或編輯,并不能對任何下載內(nèi)容負責。
  • 6. 下載文件中如有侵權(quán)或不適當內(nèi)容,請與我們聯(lián)系,我們立即糾正。
  • 7. 本站不保證下載資源的準確性、安全性和完整性, 同時也不承擔用戶因使用這些下載資源對自己和他人造成任何形式的傷害或損失。

評論

0/150

提交評論