《射頻電路基礎(chǔ) 》課件第九章

第九章反饋與控制9.1自動增益控制9.2自動頻率控制9.3鎖相環(huán)9.4集成器件與應(yīng)用電路舉例本章小結(jié)思考題和習題

9.1自動增益控制

自動增益控制簡記為AGC。接收機中，高頻小信號放大器和中頻放大器的輸出電壓振幅隨著天線上無線電信號場強的大小而變化。信號場強大時，輸出電壓振幅大；場強小時，輸出電壓振幅小。在不同的使用條件下，無線電信號場強的變化可以達到1000倍甚至更高。信號場強較大時，接收機應(yīng)該對其抑制，避免各級電壓振幅過大，導致各個單元電路中的有源器件和輸出變換器過載損壞。信號場強較小時，接收機應(yīng)該對其有較大的增益，使各個單元電路得到有效的電壓驅(qū)動。AGC可以達到以上目的，保證信號場強變化很大時，接收機各級電壓的振幅僅在一個允許的小范圍內(nèi)變化。9.1.1工作原理

放大器的輸出電壓振幅等于輸入電壓振幅與放大器增益的乘積。根據(jù)這一關(guān)系，當要求輸入電壓振幅變化而輸出電壓振幅基本不變時，放大器的增益需要根據(jù)輸入電壓振幅作相應(yīng)變化，即輸入電壓振幅較大時增益減小，輸入電壓振幅較小時增益增大。具有AGC功能的超外差式調(diào)幅接收機的原理如圖9.1.1所示。與第一章介紹的無線電遠程通信接收機不同的是，在高頻放大器、混頻器和中頻放大器這一通路的基礎(chǔ)上增加了一

個反饋環(huán)路，由AGC檢波器和直流放大器構(gòu)成反饋支路。接收普通調(diào)幅信號時，AGC檢波器對中頻放大器輸出的中頻已調(diào)波ui檢波，取出載波振幅，與預先設(shè)定的參考電壓UR比較。圖9.1.1超外差式AGC調(diào)幅接收機當天線上的無線電信號較強，使得載波振幅大于UR時，AGC檢波器輸出一反映載波振幅的微小電壓，經(jīng)直流放大器生成控制電壓，用以減小高頻放大器和中頻放大器的增益。天線上的無線電信號較弱，使得載波振幅小于UR時，AGC檢波器輸出為零，高頻放大器和中頻放大器以最大增益放大信號。

AGC檢波器與解調(diào)普通調(diào)幅信號的包絡(luò)檢波器不同，對包絡(luò)檢波輸出的上包絡(luò)線電壓，需要濾除其中的調(diào)制信號，只取出反映載波振幅的直流電壓；否則，控制信號中有調(diào)制信號，AGC電路會把普通調(diào)幅信號的包絡(luò)變化抑制掉，造成信息丟失。直流放大器的放大倍數(shù)越大，則高頻放大器和中頻放大器的增益控制越顯著，中頻已調(diào)波的振幅變化越小。9.1.2傳輸特性

沒有AGC功能的接收機中，中頻已調(diào)波ui的振幅Uim隨天線上無線電信號場強E的增大而增大，Uim與E之間的傳輸特性如圖9.1.2中的曲線①所示。具有AGC功能的接收機，其增益隨E的增大而減小，傳輸特性如曲線②所示。當E位于EA和

EB之間時，AGC電路發(fā)揮功能，用于限制Uim的變化，在這個范圍內(nèi)，Uim仍隨著E的增大而略有增大，以產(chǎn)生必要的控制電壓。圖9.1.2AGC的傳輸特性當EA為零時，即使對很弱的無線電信號，AGC電路也

發(fā)揮功能，如曲線③所示。這樣得到的Uim很小，不利于提高接收機的靈敏度。因此，接收機一般通過UR設(shè)置非零的EA，使無線電信號的場強較大時AGC電路才起作用，又稱為延遲AGC。E變化范圍一定時，Uim的變化越小，則AGC的性能越好，通常就以此作為AGC的質(zhì)量指標。9.1.3電路實現(xiàn)

圖9.1.3所示為一個延遲式AGC的實現(xiàn)電路，包括包絡(luò)檢波器和低通濾波器。二極管VD和電阻R1、電容C1構(gòu)成二極管峰值包絡(luò)檢波器，輸出電壓經(jīng)過電阻R2和電容C2構(gòu)成的低通濾波器，得到反映載波振幅的微小電壓，輸入直流放大器產(chǎn)生控制電壓。電阻R3和R4對直流電壓－UDD分壓，獲得參考電壓UR，調(diào)節(jié)R4可以改變UR。當天線上的無線電信號場強E很小時，中頻已調(diào)波的振幅Uim也很小，由于UR的存在，VD一直不導通，包絡(luò)檢波的輸出電壓為零，沒有AGC功能。只有E大到一定程度，使Uim>UR后，AGC電路才工作。圖9.1.3延遲式AGC的實現(xiàn)電路9.2自動頻率控制

除了采用克拉撥振蕩器、席勒振蕩器或石英晶體振蕩器提高頻率穩(wěn)定度外，接收機經(jīng)常采用反饋環(huán)路穩(wěn)定頻率，即自動頻率控制（AFC），使本地振蕩器的振蕩頻率自動穩(wěn)定在預期的標準頻率，這種方法也可以在調(diào)頻接收機中用作對調(diào)頻信號的解調(diào)。9.2.1工作原理

AFC的工作原理如圖9.2.1所示。圖中，本地振蕩器采用壓控振蕩器，根據(jù)控制電壓確定本振信號的頻率fl，當高頻已調(diào)波的頻率fs或本振信號的頻率fl發(fā)生漂移時，控制電壓隨之變化，改變壓控振蕩器的振蕩頻率，即fl，使下混頻輸出的中頻已調(diào)波的頻率fi=fl－fs基本不變。fi和標準值之間的誤差稱為剩余頻差。在本地振蕩器頻率控制和調(diào)頻負反饋解調(diào)的AFC實現(xiàn)中，控制電壓的產(chǎn)生方式不同。圖9.2.1AFC的工作原理9.2.2電路實現(xiàn)——本地振蕩器頻率控制

實際工作中，高頻已調(diào)波的頻率fs漂移，或本振信號的頻率fl不穩(wěn)定，都會使混頻后的中頻頻率fi偏離標準值，導致中頻放大器工作在失諧狀態(tài)，引起增益下降和信號失真等現(xiàn)象。采用AFC可以實現(xiàn)中頻頻率基本不變，提高中頻放大器輸出的中頻已調(diào)波的質(zhì)量。

圖9.2.2所示為添加AFC功能的超外差式調(diào)幅接收機。圖9.2.2超外差式AFC調(diào)幅接收機圖中，限幅鑒頻器、放大器和低通濾波器構(gòu)成控制電壓發(fā)生器。限幅鑒頻器根據(jù)fi的變化產(chǎn)生誤差電壓，經(jīng)過放大器和低通濾波器后，生成控制電壓。如果fi增大，則降低壓控振蕩器的振蕩頻率fl，如果fi減小，則升高fl，通過這樣的負反饋，fi可以最終接近預期的標準頻率。9.2.3電路實現(xiàn)——調(diào)頻負反饋解調(diào)

調(diào)頻負反饋解調(diào)如圖9.2.3所示。圖9.2.3調(diào)頻負反饋解調(diào)圖中，限幅鑒頻器和低通濾波器構(gòu)成控制電壓發(fā)生器，不但恢復調(diào)制信號，送入輸出變換器，而且還把該調(diào)制信號作為控制電壓，以改變壓控振蕩器的振蕩頻率fl(t)，于是壓控振蕩器也輸出一個振蕩頻率按調(diào)制信號規(guī)律變化的調(diào)頻信號。因此，混頻器輸入了兩個載波頻率不同，但調(diào)制信號相同的調(diào)頻信號。設(shè)高頻調(diào)頻信號的頻率為fs(t)=fc+ΔfmcosΩt，壓控振蕩器輸出的調(diào)頻信號的瞬時頻率為fl(t)=fl0+ΔflmcosΩt，混

頻器輸出的中頻調(diào)頻信號的瞬時頻率:式中，fi0和Δfim分別為中頻已調(diào)波的載頻和最大頻偏。

9.3鎖相環(huán)

9.3.1工作原理

鎖相環(huán)包括三個基本部分：鑒相器、環(huán)路低通濾波器和壓控振蕩器，如圖9.3.1所示。鎖相環(huán)的輸入電壓為ui(t)，輸出電壓為uo(t)，以壓控振蕩器的固有振蕩頻率為參考，

ui(t)

和uo(t)的相位分別為j1(t)和j2(t)。ui(t)和uo(t)輸入鑒相器，在其內(nèi)部，j1(t)和j2(t)相減得到相位差je(t)=j1(t)－j2(t)，鑒相器的輸出電壓ud(t)為je(t)的函數(shù)。

ud(t)輸入環(huán)路低通濾波器，去除可能引起非線性失真的頻率分量和其他干擾，輸出控制電壓uc（t），uc（t）調(diào)節(jié)

壓控振蕩器，使其瞬時振蕩頻率即uo（t）的頻率ωo向ui（t）的頻率ωi靠攏。系統(tǒng)運行一段時間后將達到穩(wěn)定，je（t）不再變化，成為一恒定值，ωo和ωi相等，此時鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)。圖9.3.1鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)9.3.2基本電路部分

1．鑒相器

如第六章所講，鑒相器是相位比較電路，輸出電壓表示了兩個輸入電壓之間的相位差，在鎖相環(huán)中，這兩個輸入電壓分別是鎖相環(huán)的輸入電壓ui（t）和輸出電壓uo（t）。以壓控振蕩器的固有振蕩頻率ω0作為參考，ui（t）和uo（t）可以分別寫為鑒相器的輸出電壓：根據(jù)上式，鑒相器的鑒相特性和數(shù)學模型分別如圖9.3.2(a)和(b)所示。圖9.3.2鑒相器(a)鑒相特性；(b)數(shù)學模型

2．環(huán)路低通濾波器

環(huán)路低通濾波器對鑒相器的輸出電壓ud（t）濾波，輸出控制電壓uc（t）。鎖相環(huán)的環(huán)路低通濾波器通常是形式簡單的模擬電路。在一些特殊情況下，也采用微處理器的設(shè)計。圖9.3.3所示為三種常見的環(huán)路低通濾波器。圖9.3.3環(huán)路低通濾波器(a)簡單RC濾波器；(b)有源比例積分濾波器；

(c)無源比例積分濾波器它們的濾波性能可以用復頻域上的傳遞函數(shù)描述，分別為：(9.3.1)其中，τ=RC，τ1=R1C，τ2=R2C。環(huán)路低通濾波器的數(shù)學模型如圖9.3.4所示。圖9.3.4環(huán)路低通濾波器的數(shù)學模型

3．壓控振蕩器

壓控振蕩器的瞬時振蕩頻率ωo和控制電壓uc(t)之間近似為線性關(guān)系，是一種調(diào)頻電路，ωo可以寫為其中，ω0是uc(t)=0時壓控振蕩器的固有振蕩頻率；kf是調(diào)頻比例常數(shù)。對上式積分，得：其中，j2（t）為鎖相環(huán)的輸出電壓uo（t）的相位：利用積分算子1/s，上式可以改寫為壓控振蕩器的壓控特性和數(shù)學模型分別如圖9.3.5(a)和(b)所示。圖9.3.5壓控振蕩器(a)壓控特性；(b)數(shù)學模型9.3.3基本方程

將鑒相器、低通濾波器和壓控振蕩器的數(shù)學模型連接起來，就得到了鎖相環(huán)的數(shù)學模型，如圖9.3.6所示。圖9.3.6鎖相環(huán)的數(shù)學模型在時域上，鎖相環(huán)的信號相位滿足相位基本方程例如，在環(huán)路低通濾波器是如圖9.3.3(b)所示的有源比例積分濾波器的情況下，將式（9.3.1）代入相位基本方程，得：算子s代表微分運算，所以將s換為d／dt，s2換為d2/dt2，

就得到了信號相位滿足的微分方程：將相位基本方程兩邊微分，即乘以微分算子s，得到鎖相環(huán)的頻率基本方程：上式也可以寫為頻率基本方程表明，在任何時刻，鎖相環(huán)都滿足：

瞬時頻差=固有頻差－控制頻差開始工作的瞬間，控制頻差為零,固有頻差等于瞬時頻差。隨著鎖相環(huán)控制作用的增強，控制頻差逐漸增加，瞬時頻差逐漸減小。9.3.4主要特性

鎖相環(huán)有兩個基本狀態(tài)：鎖定狀態(tài)和失鎖狀態(tài)。輸入電壓頻率和相位不變時，鎖相環(huán)在鎖定狀態(tài)下表現(xiàn)出靜態(tài)特性；輸入電壓頻率或相位變化時，鎖相環(huán)通過跟蹤過程保持鎖定狀態(tài)，通過捕捉過程從剛接入輸入電壓時的失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)。跟蹤過程和捕捉過程中，鎖相環(huán)分別表現(xiàn)出跟蹤特性與捕捉特性。

1．靜態(tài)特性

輸入電壓頻率和相位不變時，鎖相環(huán)在鎖定狀態(tài)下的靜態(tài)特性可以從以下三個方面來說明。

（1）瞬時頻差為零。鎖定狀態(tài)下，鎖相環(huán)的輸入電壓ui(t)和輸出電壓uo(t)的頻率差Δωe(t)=ωi－ωo=0，即ui(t)和uo(t)的頻率相等。（2）相位差恒定。鎖定狀態(tài)下，ui(t)和uo(t)的相位差je(t)=j1(t)－j2(t)為一常數(shù)，但不一定為零,稱為穩(wěn)態(tài)相位差，記為je∞。此時，鑒相器的輸出電壓ud(t)=Udmsinje∞，是直

流電壓，對其而言，環(huán)路低通濾波器的傳遞函數(shù)為F(0)。又因為鎖定時瞬時頻差為零，所以根據(jù)鎖相環(huán)的頻率基本方程，有：由此可以得到穩(wěn)態(tài)相位差：(9.3.2)其中，AΣ0=kfF（0）Udm為鎖相環(huán)的直流增益。|AΣ0|越大或|Δω1（t）|越小，則|je∞|越小。當|AΣ0|不夠大時，可以在環(huán)路低通濾波器和壓控振蕩器之間添加放大器。為了實現(xiàn)正確的鑒相，由式（9.3.2)可知,－π/2≤je∞≤π/2。（3）同步帶。鎖相環(huán)在鎖定狀態(tài)下，維持瞬時頻差為零和相位差恒定的Δω1(t)的最大取值范圍稱為同步帶，記為ΔωH。如果壓控振蕩器的振蕩頻率范圍和環(huán)路低通濾波器的通頻帶足夠?qū)?，則同步帶僅由鑒相器決定，根據(jù)式(9.3.2)，應(yīng)有|Δω1（t）|≤|AΣ0|，所以同步帶為

2．跟蹤特性

1）鎖相環(huán)的線性數(shù)學模型和傳遞函數(shù)

跟蹤過程中，輸入電壓ui(t)和輸出電壓uo(t)的相位差je(t)=j1（t）－j2（t）一般滿足|je(t)|≤π/6。此時，鑒相器的輸出電壓可以作如下近似：將以上近似結(jié)果代入鎖相環(huán)的頻率基本方程，用拉氏變換后的j1(s)、j2(s)和je(s)代替j1(t)、j2(t)和je(t)，并設(shè)k=kfUdm，則得到鎖相環(huán)的線性頻率基本方程：即該方程對應(yīng)的數(shù)學模型如圖9.3.7所示。圖9.3.7鎖相環(huán)的線性數(shù)學模型當圖9.3.7所示的反饋支路打開時，有：則鎖相環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)：當反饋支路閉合時，根據(jù)圖9.3.7，有：由此得到鎖相環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)：研究鎖相環(huán)閉環(huán)時，j1（t）引起je（t），應(yīng)該使用誤差傳遞函數(shù)He(s)，根據(jù)鎖相環(huán)的線性頻率基本方程，不難得到：以上給出了鎖相環(huán)三種傳遞函數(shù)的一般形式。鎖相環(huán)傳遞函數(shù)的具體結(jié)果與環(huán)路低通濾波器的傳遞函數(shù)F(s)有關(guān)。

表9.3.1給出了三種環(huán)路低通濾波器對應(yīng)的鎖相環(huán)傳遞函數(shù)。表中，ωn稱為無阻尼自由振蕩頻率；ξ稱為阻尼系數(shù)。

鎖相環(huán)的跟蹤特性主要表現(xiàn)為兩種響應(yīng)：一種是輸入信號頻率或相位發(fā)生階躍變化時系統(tǒng)的輸出響應(yīng)，稱為系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)，適用于數(shù)字調(diào)制和解調(diào)中的頻移鍵控信號與相移鍵控信號的頻率及相位跟蹤；另一種是輸入信號頻率或相位發(fā)生正弦變化時系統(tǒng)的輸出響應(yīng)，稱為系統(tǒng)的正弦穩(wěn)態(tài)響應(yīng)，適用于模擬調(diào)制和解調(diào)中調(diào)頻與調(diào)相信號的頻率及相位跟蹤。

2）跟蹤特性——瞬態(tài)響應(yīng)

對于輸入信號的頻率突變或相位突變的跟蹤過程，鎖相環(huán)經(jīng)歷從突變前的相位差調(diào)整到突變后新的穩(wěn)態(tài)相位差的變化過程。瞬態(tài)響應(yīng)研究相位差變化過程中的三個量，包括相位差的最大瞬時跳變值、新的穩(wěn)態(tài)相位差的取值以及穩(wěn)定的時間。新的穩(wěn)態(tài)相位差越小，趨于穩(wěn)定的時間越短，表示鎖相環(huán)的跟蹤特性越好。新的穩(wěn)態(tài)相位差可以借助鎖相環(huán)的誤差傳遞函數(shù)求解。首先，求突變前相位差的拉氏變換je（s）。根據(jù)輸入電壓的相位j1（t），求出j1（s），再根據(jù)誤差傳遞函數(shù)He(s)，得：其次，求je(t)隨時間的變化特性。經(jīng)過拉氏反變換，得：最后，求突變后新的穩(wěn)態(tài)相位差je∞。根據(jù)拉氏變換的終值定理，得：根據(jù)je∞的結(jié)果可以評估鎖相環(huán)的跟蹤性能，je∞越小，則鎖相環(huán)的跟蹤性能越好。

3）跟蹤特性——正弦穩(wěn)態(tài)響應(yīng)

用有源比例積分濾波器作為鎖相環(huán)的環(huán)路低通濾波器，將其閉環(huán)傳遞函數(shù)和誤差傳遞函數(shù)中的s換為jΩ，則得到頻域上的閉環(huán)頻率響應(yīng)和誤差頻率響應(yīng)：H(jΩ）和He(jΩ）的頻率特性分別如圖9.3.8(a)和(b)所示。圖9.3.8H(jΩ）和He(jΩ）的頻率特性(a)

H(jΩ）的幅頻特性和相頻特性；(b)

He(jΩ）的幅頻特性和相頻特性

H(jΩ）和He(jΩ）分別具有低通和高通特性。根據(jù)H(jΩ），可以求出鎖相環(huán)的3dB帶寬：ωn和ξ越大，則BWPLL也越大。研究鎖相環(huán)的正弦穩(wěn)態(tài)響應(yīng)時，輸入電壓的頻率或相位按正弦規(guī)律變化。以壓控振蕩器的固有振蕩頻率ω0為參考，輸入電壓可以寫為輸入電壓相位：鎖相環(huán)的輸出電壓相位j2(t)和相位差je(t)可以根據(jù)H(jΩ）和He(jΩ）計算，表示為

3．捕捉特性

剛接入輸入電壓時，鎖相環(huán)處于失鎖狀態(tài)，其后，鎖相環(huán)通過自身的調(diào)節(jié)作用，從失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài),這個過程稱為捕捉。與跟蹤不同，失鎖狀態(tài)下，壓控振蕩器的振蕩頻率不等于輸入電壓的頻率，也不再滿足相位差很小的條件，鎖相環(huán)是非線性系統(tǒng)。捕捉過程主要研究三個問題：鎖相環(huán)如何從失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)？鎖相環(huán)能夠?qū)崿F(xiàn)捕捉的最大固有頻差，即捕捉帶為多大？鎖相環(huán)從失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)需要的捕捉時間為多大？捕捉帶越大，捕捉時間越短，說明鎖相環(huán)的捕捉特性越好。剛接入輸入電壓ui(t)時，鎖相環(huán)輸出電壓的頻率為壓控振蕩器的固有振蕩頻率ω0，固有頻差Δω1(t)=ωi－ω0，鑒相器的輸出電壓:ud(t)是振蕩頻率為固有頻差Δω1(t)的正弦信號。以下根據(jù)Δω1(t)的不同取值分析鎖相環(huán)的捕捉過程、捕捉帶和捕捉時間。

(1)當|Δω1(t)|很大，遠在環(huán)路低通濾波器的通頻帶之外時，ud(t)不能通過環(huán)路低通濾波器，環(huán)路低通濾波器輸出的控制電壓uc(t)≈0，壓控振蕩器不受控制，振蕩頻率就是固有振蕩頻率，即ωo=ω0，此時不能實現(xiàn)捕捉。

(2)當|Δω1(t)|很小，在環(huán)路低通濾波器的通頻帶之內(nèi)時，ud(t)可以通過環(huán)路低通濾波器，控制電壓

uc(t)=F［jΔω1(t)］Udmsin［Δω1(t)t］

uc(t)控制壓控振蕩器，使ωo在ω0附近按正弦規(guī)律變化:由于|kfF［jΔω1(t)］|Udm足夠大，因此ωo的變化范圍包括ui(t)的頻率ωi。ωo按正弦規(guī)律變化的一個周期內(nèi)，一旦等于ωi，鎖相環(huán)即進入鎖定狀態(tài)，ωo不再變化，就實現(xiàn)了捕捉。這種在控制電壓正弦變化一個周期內(nèi)就實現(xiàn)捕捉的過程稱為快捕過程。ωo的最大變化幅度|kfF［jΔω1(t)］|Udm是能夠?qū)崿F(xiàn)快捕的最大固有頻差，稱為快捕帶，記為Δωc

。Δωc滿足:

Δωc=|kfF［jΔωc(t)］|Udm快捕的捕捉時間tc近似為瞬態(tài)響應(yīng)時間，如圖9.3.9所示。圖9.3.9快捕的捕捉過程

(3)當|Δω1(t)|介于上述(1)、(2)兩種情況之間時，即|Δω1(t)|位于環(huán)路低通濾波器的通頻帶附近,且|Δω1(t)|>Δωc時，環(huán)路低通濾波器對ud(t)有較大衰減，但沒有完全衰減到uc(t)=0，鎖相環(huán)也不能實現(xiàn)快速捕獲。

不妨假設(shè)ωi>ω0,使得Δω1(t)>Δωc，此時，uc(t)控制

壓控振蕩器，使ωo在ω0附近變化，經(jīng)過反饋，瞬時頻差Δωe(t)=ωi－ωo也將隨時間變化，uc(t)>0時，ωo增大，Δωe(t)減小，作為Δωe(t)的時間積分，相位差je(t)隨時間增加較慢，而uc(t)<0時，ωo減小，Δωe(t)增大，je(t)隨時間增加較快，如圖9.3.10(a)所示。

這樣，鑒相器的輸出電壓ud(t)=Udmsinje(t)不再是正弦信號，而變?yōu)檎胫艹掷m(xù)時間長、負半周持續(xù)時間短的不對稱波形，如圖9.3.10(b)所示。圖9.3.10頻率牽引時的φe(t)和ud(t)(a)

φe(t)的波形；(b)

ud(t)的波形該不對稱波形說明ud(t)包含直流分量UD，可以通過環(huán)路低通濾波器使壓控振蕩器的平均振蕩頻率ωoav向ωi靠攏，稱為頻率牽引。經(jīng)過頻率牽引，新的Δωi(t)雖然因為ωo的變化而發(fā)生變化，但是ωoav向ωi靠攏將使得Δωi(t)小于原來的取值，更加靠近環(huán)路低通濾波器的通頻帶，環(huán)路低通濾波器對ud(t)的衰減變小，uc(t)的變化更大，從而增大了ωo的變化幅度，導致uc(t)>0和uc(t)<0時je(t)隨時間增加的速度差別更明顯，ud(t)包含了更大的直流分量，ωoav也進一步接近ωi。隨著這一過程的循環(huán)進行，最終因為ωoav不斷接近ωi以及ωo變化幅度不斷增大，ωo可以變化到ωi，鎖相環(huán)進入快捕過程。一旦ωo=ωi，鎖相環(huán)即進入鎖定狀態(tài)，ωo不再變化，就實現(xiàn)了捕捉，如圖9.3.11所示。圖9.3.11有頻率牽引的捕捉過程對有頻率牽引的捕捉過程而言，因為頻率牽引的時間比快捕過程的時間長得多，所以捕捉時間主要是指頻率牽引的時間。起始時刻的固有頻差絕對值越大，鎖相環(huán)就需要越多的反饋完成頻率牽引，捕捉時間就越長。實現(xiàn)捕捉的最大固有頻差稱為捕捉帶。顯然，因為頻率牽引的作用，捕捉帶大于快捕帶，環(huán)路低通濾波器的帶外衰減和通頻帶對捕捉帶的影響很大，帶外衰減越小，頻率牽引就越明顯，通頻帶越寬，快捕帶就越寬，這都拓寬了捕捉帶。9.3.5鎖相環(huán)的典型應(yīng)用

在鎖定狀態(tài)下，鎖相環(huán)輸出電壓的頻率準確地等于輸入電壓的頻率，所以利用鎖相環(huán)能夠?qū)崿F(xiàn)對信號無誤差的頻率跟蹤，實現(xiàn)窄帶跟蹤接收，把淹沒在噪聲中的信號提取出來。用載波作為輸入電壓，鎖相環(huán)可以實現(xiàn)載頻穩(wěn)定的調(diào)頻；用調(diào)頻信號作為輸入電壓，鎖相環(huán)可以實現(xiàn)對微弱調(diào)頻信號的解調(diào)。鎖相環(huán)也可以通過添加分頻器、倍頻器和混頻器實現(xiàn)頻率合成，得到一系列輸出頻率。

1．窄帶跟蹤接收

窄帶跟蹤接收主要應(yīng)用于空間通信技術(shù)。從人造衛(wèi)星和宇宙飛船上向地面發(fā)射信號時，飛行器的高速運動會使信號產(chǎn)生明顯的多普勒頻移，另外，發(fā)射機振蕩器自身也有頻率穩(wěn)定度不佳帶來的頻率漂移，這會導致接收信號可能產(chǎn)生較大的頻率誤差。例如，信號頻率在110MHz時，多普勒頻移可能在±3kHz左右，接收這樣的信號時，如果用普通的調(diào)諧，則接收帶寬至少應(yīng)為6kHz，才能保證收到信號。但信號本身的帶寬很窄，只有6Hz左右。這樣，接收帶寬就是信號帶寬的1000倍。因為噪聲功率與接收帶寬成正比，所以比起接收帶寬等于信號帶寬的情況，調(diào)諧接收需要接收1000倍的噪聲功率，才能收到同樣的

信號功率?？臻g通信中，因為能量有限，飛行器上使用低功率發(fā)射機，地面接收的信號功率很微弱，為了提高信噪比，不允許采用調(diào)諧接收。如果使用鎖相環(huán)通過頻率跟蹤，實現(xiàn)窄帶跟蹤接收，就可以解決這一問題。窄帶跟蹤接收機能跟蹤信號頻率進行接收，而且?guī)捄苷?，這樣就大大提高了信噪比，比調(diào)諧接收的信噪比提高了30~40dB。圖9.3.12是窄帶跟蹤接收的原理框圖，包含一個窄帶跟

蹤鎖相環(huán)，用來解調(diào)信噪比很低的單頻調(diào)制信號生成的調(diào)頻信號。

頻率為fs的高頻調(diào)頻信號與壓控振蕩器產(chǎn)生的頻率為fl的

本振信號經(jīng)過混頻器，輸出頻率為fi的中頻調(diào)頻信號，經(jīng)過帶通濾波器和中頻放大器后，鑒相器將其與一個來自晶體振蕩器的頻率為fr的參考信號比較相位，實現(xiàn)解調(diào)。圖9.3.12窄帶跟蹤接收解調(diào)出來的單頻調(diào)制信號通過窄帶濾波器輸出。環(huán)路低通濾波器的帶寬很窄，調(diào)制信號不能進入反饋支路。當fs發(fā)生漂移時，鑒相器輸出一個直流電壓，進入反饋支路，控制壓控振蕩器，改變fl，使混頻后的中頻調(diào)頻信號的頻偏逐漸減小，鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)后，頻偏為零。因此，窄帶跟蹤鎖相環(huán)實現(xiàn)了本振信號的頻率和高頻調(diào)頻信號的頻率產(chǎn)生同樣的變化，保證中頻調(diào)頻信號的頻率不變。

AFC也可以實現(xiàn)窄帶跟蹤接收，但是與鎖相環(huán)窄帶跟蹤接收不同。AFC通過鑒頻器，最終根據(jù)中頻調(diào)頻信號的剩余頻差產(chǎn)生壓控振蕩器的控制電壓，所以中頻調(diào)頻信號的頻率與標準值之間不能實現(xiàn)嚴格相等；鎖相環(huán)通過鑒相器，最終根據(jù)中頻調(diào)頻信號和參考信號的穩(wěn)態(tài)相位差產(chǎn)生壓控振蕩器的控制電壓，中頻調(diào)頻信號的頻率與參考信號的標準頻率之間的瞬時頻差為零。所以，鎖相環(huán)可以實現(xiàn)更為理想的窄帶跟蹤接收。

2．調(diào)頻與鑒頻

圖9.3.13所示為鎖相環(huán)調(diào)頻的原理。鑒相器的輸出電壓與調(diào)制信號uΩ相加，得到控制電壓，改變壓控振蕩器的振蕩頻率，使其按調(diào)制信號規(guī)律變化，得到調(diào)頻信號uFM。環(huán)路低

通濾波器的帶寬很窄，調(diào)制信號不能得到反饋，鎖相環(huán)只對壓控振蕩器的振蕩頻率起作用，使uFM的載頻穩(wěn)定在晶體振蕩器的振蕩頻率上，從而克服了直接調(diào)頻的頻率穩(wěn)定度不高的缺點。圖9.3.13鎖相環(huán)調(diào)頻原理圖9.3.14所示為鎖相環(huán)鑒頻的原理。圖9.3.14鎖相環(huán)鑒頻原理將鎖相環(huán)的誤差傳遞函數(shù)作為復合算子，根據(jù)其定

義，有：其中，j1(t)是uFM的相位，算子s對其微分，得到uFM的頻率ω(t);算子［s+kF(s)］－1代表鎖相環(huán)的濾波作用，當ω(t)變化不大時，［s+kF(s)］－1基本不變，于是je(t)和ω(t)近似成正比，當|je(t)|≤π/6時，鑒相器的輸出電壓

ud(t)=Udmsinje(t)≈Udmje(t)

所以ud(t)也與ω(t)成正比，即與uΩ呈線性關(guān)系，經(jīng)過環(huán)路低通濾波器后可得到恢復的調(diào)制信號uΩ。

3．頻率合成

1)倍頻鎖相環(huán)頻率合成

圖9.3.15所示為倍頻鎖相環(huán)頻率合成的原理。其中，鎖相環(huán)的反饋支路上添加了一個分頻器，分頻數(shù)為N，fr為參考頻率，fo為輸出頻率。當鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)時，鑒相器的兩

個輸入頻率應(yīng)該相等，即fr=fo/N，則

fo=Nfr

從而實現(xiàn)了輸出頻率是參考頻率的N倍，即N倍頻率合成。圖9.3.15倍頻鎖相環(huán)頻率合成

2)分頻鎖相環(huán)頻率合成

圖9.3.16所示為分頻鎖相環(huán)頻率合成的原理。其中，鎖

相環(huán)的反饋支路上添加了一個倍頻器。當鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)時，fr=Nfo，則

此時，輸出頻率是參考頻率的1/N。圖9.3.16分頻鎖相環(huán)頻率合成

3)混頻鎖相環(huán)頻率合成

圖9.3.17所示為混頻鎖相環(huán)頻率合成的原理。其中，鎖

相環(huán)的反饋支路上添加了一個混頻器，本振信號的頻率為fl,混頻后的頻率為fo±fl。當鎖相環(huán)進入鎖定狀態(tài)時，fr=fo±fl，

則

從而實現(xiàn)了輸出頻率是參考頻率與本振頻率的相減或相加的結(jié)果。利用鎖相環(huán)實現(xiàn)的頻率合成稱為間接頻率合成。圖9.3.17混頻鎖相環(huán)頻率合成

9.4集成器件與應(yīng)用電路舉例

模擬集成鎖相環(huán)的典型型號有高頻頻段的NE561、NE562和NE564，以及超高頻頻段的μPC1477C等。其中，NE562是目前廣泛使用的模擬集成鎖相環(huán)，可用于調(diào)頻信號的

調(diào)制與解調(diào)、載波提取、數(shù)據(jù)同步、倍頻和移頻等。

NE562的最高工作頻率為30MHz，最大同步帶為±0.15f0(f0是壓控振蕩器的固有振蕩頻率)，工作電壓為16~

30V，典型工作電流為12mA。NE562的內(nèi)部電路如圖9.4.1所示，主要包括鑒相單元、環(huán)路濾波單元、限幅單元和壓控振蕩單元。可以在壓控振蕩單元和鑒相單元之間插入分頻器或混頻器來實現(xiàn)頻率合成。圖9.4.1中，引腳2、15輸入相位比較信號；外圍電路產(chǎn)生偏置參考電壓，輸入引腳1，為內(nèi)部吉爾伯特乘法單元提供偏置電流；引腳13、14外接電容和電阻網(wǎng)絡(luò)，與引腳之間的6kΩ輸入電阻構(gòu)成環(huán)路低通濾波器；引腳11、12經(jīng)過電容交流耦合輸入?yún)⒖夹盘?，如果對調(diào)頻信號解調(diào)，則引腳11、12輸入調(diào)頻信號；引腳9獲得音頻輸出，并通過引腳10外接的電容實現(xiàn)去加重；引腳5、6外接電容，確定壓控振蕩器的固有振蕩頻率；壓控振蕩器從引腳3、4輸出一對反相方波；引腳7的外接電壓可以調(diào)整鎖相環(huán)的同步帶；引腳16外接電壓源；引腳8接地。圖9.4.1NE562的內(nèi)部電路圖9.4.2為NE562倍頻鎖相環(huán)頻率合成電路。參考信號ur

的頻率為200kHz，調(diào)節(jié)可調(diào)電容C1確定壓控振蕩單元的固有振蕩頻率為2MHz，電容C2與6kΩ輸入電阻構(gòu)成環(huán)路低通濾波器。壓控振蕩單元的兩路輸出中：一路作為2MHz的輸出電壓uo；另一路進入反饋支路，經(jīng)過1/10分頻后產(chǎn)生相位比較信號，并經(jīng)過電阻R1、R2和電容C3構(gòu)成的網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生偏置參考電壓。圖9.4.2NE562的應(yīng)用電路

本章小結(jié)

（1）自動增益控制、自動頻率控制和鎖相環(huán)分別通過

電壓比較、頻率比較和相位比較產(chǎn)生誤差信號，經(jīng)過低通濾波，必要時還可以放大誤差信號，生成控制電壓，控制放大器的增益或壓控振蕩器的振蕩頻率，使輸出電壓的振幅、頻率或相位穩(wěn)定在預先設(shè)置的范圍，或者跟蹤輸入電壓的參數(shù)。（2）