《高頻電路原理與應(yīng)用》課件第4章

第4章高頻功率放大器

4.1非線性電路的基本概念4.2高頻功率放大器概述4.3諧振功率放大器的工作原理4.4諧振功率放大器工作狀態(tài)分析4.5高頻功放的實用電路4.6其他類型高頻功率放大器4.7功率合成器4.8高頻功率放大器應(yīng)用實例本章小結(jié)思考題與習(xí)題4.1非線性電路的基本概念

非線性電路在無線電發(fā)送和接收設(shè)備中具有重要的作用，主要用來對輸入信號進行處理，以便產(chǎn)生特定波形與頻譜的輸出信號。一般來說，輸出信號與輸入信號的波形、頻譜不同。隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，非線性信號也越來越多地被其他各類電子設(shè)備采用，為了對其工作原理有一個基本的概念，下面先對非線性電路的基本特性進行討論。4.1.1非線性元件的分類和作用常用的電路元件可分為線性和非線性元件。線性元件的元件參數(shù)值為常數(shù)，其值與通過元件的電流或元件兩端的電壓無關(guān)，例如常用的電阻、電容、空芯電感等可認(rèn)為是線性元件；非線性元件的參數(shù)不是常數(shù)，其值與通過元件的電流或元件兩端的電壓有關(guān)。例如，二極管(內(nèi)阻與工作點有關(guān))、壓敏電阻(阻值與端電壓有關(guān))、鐵芯電感(電感量與通過的電流有關(guān))等。嚴(yán)格地說，一切實際的元件都是非線性的，但在一定條件下，元件的非線性特性可以忽略不計，即可將該元件近似地看成是線性元件。由線性元件組成的電路稱為線性電路，例如，前面已經(jīng)學(xué)過的諧振電路和濾波器。低頻和高頻小信號放大器中應(yīng)用的晶體管，在適當(dāng)選擇工作點且信號很小的情況下，非線性特性不占主導(dǎo)地位，可近似看做為線性元件。所以小信號諧振放大器仍屬于線性電路。非線性電路必定含有一個或多個非線性器件(晶體管或場效應(yīng)管等)，而且所用的電子器件都工作在非線性狀態(tài)。例如，后面將要討論的功率放大器、振蕩器和各種調(diào)制和解調(diào)器都是非線性電路。由于線性電路中所有元件的參數(shù)都是常數(shù)，所以采用常系數(shù)微分方程來描述線性電路。例如圖4.1所示的串聯(lián)電路，若R、L、C均為常數(shù)，可列出回路的電壓方程為(4.1)圖4.1串聯(lián)電路將上式進行微分并整理得(4.2)其中,i(t)為回路中流過的電流，顯然，式(4.2)為一個常系數(shù)微分方程。若該電路中某一元件為非線性的，例如電感L與通過它的電流有關(guān)，表示為L(i)，則該電路即稱為非線性電路，其回路方程可用與上述類似的方法獲得為(4.3)上述方程中的系數(shù)與函數(shù)本身有關(guān)，因此這是一個非線性微分方程。從上面簡單的例子可以看出，描述線性電路、非線性電路的方程分別是常系數(shù)微分方程和非線性微分方程。這兩種方程的性質(zhì)和解法有很大的差別，常系數(shù)線性微分方程的研究已經(jīng)相當(dāng)成熟，而非線性微分方程則難以求解。有的雖然已進行了研究，但是結(jié)果甚繁，不適合工程應(yīng)用。還有相當(dāng)一部分非線性微分方程式，對其嚴(yán)格求解幾乎是不可能的，不得不采用近似方法求解。在無線電工程技術(shù)中，較多的場合不用解非線性微分方程的方法來分析非線性電路，而是采用工程上適用的一些近似分析方法。這些方法大致可分為圖解法和解析法兩類。所謂圖解法，就是根據(jù)非線性元件的特性曲線和輸入波形，通過作圖直接求出電路中的電流和電壓波形。所謂解析法，就是借助于非線性元件特性曲線的數(shù)學(xué)表達(dá)式列出電路方程，從而解得電路中的電流和電壓。非線性元件的特性曲線可用實驗的方法求得。4.1.2非線性元件的特性本小節(jié)以非線性電阻為例，討論非線性元件的特性。其特點是：非線性工作特性，具有頻率變換能力，不滿足疊加定理。

1.非線性元件的工作特性

通常在電子線路中大量使用的電阻元件屬于線性元件，通過元件的電流i與元件兩端的電壓u成正比，即式中，α是該直線與橫坐標(biāo)軸u之間的夾角。(4.4)這是眾所周知的歐姆定律，其伏安特性為一直線，如圖4.2(a)所示，該直線的斜率的倒數(shù)就是電阻值R，即(4.5)與線性電阻不同，非線性電阻的伏安特性曲線不是直線。例如，半導(dǎo)體二極管是一個非線性電阻元件，加在其上的電壓u和通過其中的電流i不成正比關(guān)系。它的伏安特性曲線如圖4.2(b)所示，其正向工作特性按指數(shù)規(guī)律變化，反向工作特性與橫軸非常接近。如果在二極管上加一個直流電壓U0，根據(jù)圖4.2(b)所示的伏安特性曲線可以得到直流電流I0，二者之比稱為直流電阻，用R表示，即(4.6)在圖4.2(b)上，R的大小等于割線OQ的斜率之倒數(shù)，即1/tanα，這里α為OQ與橫軸之間的夾角。顯然，R值與外加直流電壓U0的大小有關(guān)。圖4.2線性和非線性元件的伏安特性如果在直流電壓U0之上再疊加一個微小的交變電壓，其峰-峰值為Δu，則它在直流電流I0之上引起一個交變電流，其峰-峰值為Δi。當(dāng)Δu取得足夠小時，我們把下列極限稱為動態(tài)電阻，以r表示，即(4.7)在圖4.2(b)上，某點的動態(tài)電阻r等于特性曲線在該點切線斜率之倒數(shù)，即1/tanβ。這里β是切線MN與橫軸之間的夾角。顯然，r也是與外加直流電壓U0的大小有關(guān)。外加直流電壓U0所確定的點Q稱為靜態(tài)工作點。因此，無論是靜態(tài)電阻還是動態(tài)電阻，都與所選的工作點有關(guān)。亦即：在伏安特性曲線上的任一點，靜態(tài)電阻與動態(tài)電阻的大小不同；在伏安特性曲線上的不同點，靜態(tài)電阻的大小不同，動態(tài)電阻的大小也不同。圖4.3表示隧道二極管的伏安特性曲線。隧道二極管是非線性電阻的另一個實際例子。由圖可見，在特性曲線的AB部分，隨著電壓u的增加，電流i反而減小。根據(jù)式(4.7)，當(dāng)Δu>0時，Δi<0，即動態(tài)電阻為負(fù)值，稱為負(fù)電阻。負(fù)電阻的概念十分重要，我們可以把負(fù)電阻看成能夠提供能量的能源。圖4.3隧道二極管的伏安特性從以上所舉的兩個非線性電阻的例子可以看出，非線性電阻有靜態(tài)和動態(tài)兩個電阻值，它們都與工作點有關(guān)。動態(tài)電阻可能是正的，也可能是負(fù)的。在無線電技術(shù)中，實際用到的非線性電阻元件除了上面所舉的半導(dǎo)體二極管外，還有許多別的器件，如晶體管、場效應(yīng)管等。在一定的工作范圍內(nèi)，它們均屬于非線性電阻元件。此外，還有非線性電抗元件，如磁芯電感線圈和介質(zhì)是鈦酸鋇材料的電容器。前者的動態(tài)電感與通過電感線圈電流i的大小有關(guān)；而后者的動態(tài)電容與電容器上所加的電壓u有關(guān)。

2.非線性電路不滿足疊加定理

疊加定理是分析線性電路的重要基礎(chǔ)。線性電路中的許多行之有效的分析方法，如傅里葉分析法等都是以疊加原理為基礎(chǔ)的。根據(jù)疊加原理，任何復(fù)雜的輸入信號均可以首先分解為若干個基本信號，然后求出電路對每個基本信號單獨作用時的響應(yīng)，最后，將這些響應(yīng)疊加起來，即可得到總的響應(yīng)。這樣使線性電路的分析大大簡化。例如，設(shè)線性元件的伏安特性為i=aui，則該元件上加有兩個電壓u1和u2時，根據(jù)疊加定理可求得通過該元件的電流為

i=au1+au2

(4.8)

但是，對于非線性電路來說，疊加定理就不再適用了。例如，設(shè)非線性元件的伏安特性為

，當(dāng)ui=u1+u2時，

(4.9)

上述例子說明，非線性電路不能應(yīng)用疊加定理。

3.非線性元件的頻率變換作用如果在一個線性電阻元件上加某一頻率的正弦電壓，那么在電阻中會產(chǎn)生同一頻率的正弦電流;反之，給線性電阻通入某一頻率的正弦電流，則在電阻兩端就會得到同一頻率的正弦電壓。即可用式(4.4)所示的歐姆定理計算——解析法，也可以采用圖4.4所示的圖解法表示。此時電阻上的電壓和電流具有相同的波形和頻率。而對于非線性電阻來說，情況就大不相同。例如圖4.5(a)表示半導(dǎo)體二極管的伏安特性曲線。當(dāng)某一頻率的正弦電壓

u=Umsinωt

(4.10)作用于該二極管時，根據(jù)圖4.5(b)所示u(t)的波形和二極管的伏安特性曲線，即可用作圖的方法求出通過二極管的電流i(t)的波形，如圖4.5(c)所示。顯然，它已不是正弦波形。所以非線性元件上的電壓和電流的波形是不相同的。圖4.4線性電路的輸入與輸出波形圖4.5非線性電路的輸入與輸出波形如果將電流i(t)用傅里葉級數(shù)展開，可以發(fā)現(xiàn)，它的頻率中除包含電壓u(t)的頻率成分ω外，還新產(chǎn)生了ω的各次諧波及直流成分。也就是說，半導(dǎo)體二極管具有頻率變換能力。下面，我們定量分析非線性元件的頻率變換作用。設(shè)非線性電阻的伏安特性曲線具有拋物線形狀，即

i=ku2

(4.11)式中，k為常數(shù)。當(dāng)該元件上加有兩個正弦電壓u1=U1mcosω1t和u2=U2mcosω2t時，即

u=u1+u2=U1mcosω1t+U2mcosω2t

(4.12)將式(4.12)代入式(4.11)，即可求出通過元件的電流為

(4.13)用三角恒等式將上式展開整理，得(4.14)由式(4.14)可見，輸出電流中除直流成分外，還產(chǎn)生了兩個頻率的二次諧波頻率分量2ω1和2ω2以及兩個頻率的和、差分量。這些都是輸入信號中所沒有的，說明非線性器件構(gòu)成的非線性電路產(chǎn)生了新的頻率分量，具有頻率變換作用。一般來說，非線性元件的輸出信號比輸入信號具有更為豐富的頻率成分，許多重要的無線電技術(shù)過程，正是利用非線性元件的這種頻率變換作用才得以實現(xiàn)的。4.1.3非線性電路的分析方法

實際中，通常采用工程近似解析法來分析非線性電路，解析法的關(guān)鍵是如何寫出比較好的反映非線性元器件的數(shù)學(xué)表達(dá)式。由于不同的非線性元器件特性各不相同，即使同一非線性元器件，也由于工作狀態(tài)不同，它們的近似數(shù)學(xué)表達(dá)式也不同。非線性電子線路中，常采用冪級數(shù)、折線等表達(dá)方法。下面將對這兩種方法作以詳細(xì)介紹。

1.冪級數(shù)分析法

常用的非線性元件的特性曲線均可用冪級數(shù)表示。例如，設(shè)非線性元件的特性用非線性函數(shù)i=f(u)來描述，如果f(u)的各階導(dǎo)數(shù)存在，則該函數(shù)可以展開為以下的冪級數(shù)：

i=a0+a1u+a2u2+a3u3+…

(4.15)該級數(shù)的各系數(shù)與函數(shù)i=f(u)的各階導(dǎo)數(shù)有關(guān)。函數(shù)i=f(u)在靜態(tài)工作點UQ附近的各階導(dǎo)數(shù)都存在，也可在靜態(tài)工作點UQ附近展開為冪級數(shù)。這樣得到的冪級數(shù)即泰勒級數(shù)為(4.16)式中，各系數(shù)為EQ處的各階導(dǎo)數(shù)，即(4.17)式中，b0=I0，是靜態(tài)工作點電流；b1=gd，是靜態(tài)工作點處的電導(dǎo)，即動態(tài)電阻的倒數(shù)。由式(4.16)可見，用無窮多項冪級數(shù)可精確表示非線性元件的實際特性，但給解析帶來了麻煩。實際應(yīng)用時，常取若干項冪級數(shù)來近似實際特性，近似的精度取決于項數(shù)的多少和特性曲線的運用范圍。例如，若輸入電壓小，而且只工作于特性曲線比較接近于直線的部分(如圖4.6中的BC段)，這時就只需取冪級數(shù)的前兩項了。這樣得到一個一次多項式

i=I01+g(u－U01)

(4.18)實際上，這就是通過靜態(tài)工作點Q1的切線ED的方程式。式中，I01和U01為靜態(tài)工作點Q1的電流和電壓，g為切線ED的斜率，即Q1點的電導(dǎo)。很明顯，用切線ED來近似代替曲線段BC，不會帶來很大的誤差。信號越小，誤差也越小。這是用冪級數(shù)表示非線性元件特性的最簡單的情況，實際上，這就是把非線性元件近似為線性元件來處理。圖4.6非線性伏安特性如果作用于非線性元件上的信號電壓只工作于特性曲線的起始彎曲部分(如圖4.6的OB段)，此時靜態(tài)工作點設(shè)為Q2。這種情況至少取冪級數(shù)的前三項，即用下列二次多項式來近似：

i=b0+b1(u－U02)+b2(u－U02)2

(4.19)式中，b0=I02，是Q2點的電流；U02是Q2點的電壓。實際上就是用通過Q2點的一條拋物線來近似代替曲線段OB。如果加在非線性元件上的信號很大，特性曲線運用范圍很寬(如圖4.6中的AC段)，若要用冪級數(shù)進行分析，則必須取至三次項甚至更高次項。特性曲線的近似數(shù)學(xué)表示式確定后，還應(yīng)根據(jù)具體的特性曲線確定函數(shù)式的各個系數(shù)。如果所選函數(shù)是一次多項式，系數(shù)的確定是很簡單的，其常數(shù)項b0等于靜態(tài)工作點處的電流值I0，一次項系數(shù)b1等于靜態(tài)工作點處的電導(dǎo)g。最后得到的數(shù)學(xué)表達(dá)式如式(4.18)所示。求各項系數(shù)的一般方法是：選擇若干個點，分別根據(jù)曲線和所選函數(shù)式，求出在這些點上的函數(shù)值或函數(shù)的導(dǎo)數(shù)值。令這樣求出的兩組數(shù)值一一對應(yīng)相等，就得到一組聯(lián)立方程組。解此方程即可求出各待定系數(shù)值。

2.折線分析法

當(dāng)輸入信號足夠大時，若采用冪級數(shù)分析法則必須選取很多項，這將使得分析計算很復(fù)雜。這樣即使求解出了結(jié)果，也很繁瑣，不利于概念的理解及搞清問題的主次。在這種情況下，最好采用折線分析法。信號較大時，所有實際的非線性元件，幾乎都會進入飽和或截止?fàn)顟B(tài)。此時，元件的非線性特性的突出表現(xiàn)是截止、導(dǎo)通、飽和等幾種不同狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換。在大信號條件下，忽略iC－uB非線性特性尾部的彎曲，用由AB、BC兩個直線段所組成的折線來近似代替實際的特性曲線，而不會造成多大的誤差，如圖4.7所示。由于折線的數(shù)學(xué)表示式比較簡單，所以折線近似后可使分析大大簡化。當(dāng)然，如果作用于非線性元件的信號很小，并且運用范圍又正處在我們所忽略了的特性曲線的彎曲部分，這時，若采用折線法進行分析，就必然產(chǎn)生很大的誤差。所以，折線法只適用于大信號情況，例如功率放大器和大信號檢波器的分析都可以采用折線法。圖4.7晶體管的轉(zhuǎn)移特性曲線用折線來近似當(dāng)晶體管的轉(zhuǎn)移特性曲線在其運用范圍很大時，例如用于圖4.17所示的AOC整個范圍時，可以用AB和BC兩條直線段所構(gòu)成的折線來近似。折線的數(shù)學(xué)表示式為(4.20)式中，Uon是晶體管的導(dǎo)通壓降；gc是跨導(dǎo)，即直線BC的斜率。4.2高頻功率放大器概述

無線電通信的任務(wù)是傳送信息。為了有效地實現(xiàn)遠(yuǎn)距離傳輸，通常是用要傳送的信息對較高頻率的載頻信號進行調(diào)頻或調(diào)幅。一般情況下，產(chǎn)生載頻信號的振蕩器的輸出功率較小，在實際應(yīng)用中又需要達(dá)到較大功率，因此需要經(jīng)過高頻功率放大器進行放大，以獲得足夠大的高頻功率。高頻功率放大器的功能是用小功率的高頻輸入信號去控制高頻功率放大器將直流電源供給的能量轉(zhuǎn)換為大功率的高頻能量輸出，其輸出信號與輸入信號的頻譜相同。高頻功率放大器是無線電發(fā)送設(shè)備的重要組成部分。發(fā)送設(shè)備中的緩沖級、中間放大級、推動級和輸出級均屬于高頻功率放大器的范圍。除此之外，高頻加熱裝置、高頻換能器及微波功率源等也廣泛用高頻功率放大器作為組成部分。按工作頻帶的寬窄劃分，可分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器兩種。窄帶高頻功率放大器通常以具有選頻濾波作用的選頻電路作為輸出回路，故又稱為調(diào)諧功率放大器或諧振功率放大器；寬帶高頻功率放大器的輸出電路則是傳輸線變壓器或其他寬帶匹配電路，故又稱為非調(diào)諧功率放大器。在“低頻電子線路”課程中已知，放大器可以按照電流導(dǎo)通角的不同，將其分為甲、乙、丙三類工作狀態(tài)。甲類放大器電流的導(dǎo)通角為180°，適用于小信號低功率放大；乙類放大器電流的導(dǎo)通角等于90°；丙類放大器電流的導(dǎo)通角則小于90°。乙類和丙類都適用于大功率工作，高頻功率放大器大多工作于丙類，但丙類放大器的電流波形失真太大，因而不能用于低頻功率放大，只能用于采用調(diào)諧回路作為負(fù)載的諧振功率放大。由于調(diào)諧回路具有濾波能力，回路電流與電壓仍然極近于正弦波形，因此失真很小。除了以上幾種按電流導(dǎo)通角來分類的工作狀態(tài)外，又有使電子器件工作于開關(guān)狀態(tài)的丁類放大器和戊類放大器。丁類放大器的效率比丙類放大器的還高，理論上可達(dá)100％，但它的最高工作頻率受到開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間所產(chǎn)生的器件功耗(集電極耗散功率或陽極耗散功率)的限制。如果在電路上加以改進，使電子器件在通斷轉(zhuǎn)換瞬間的功耗盡量減小，則工作頻率可以提高，這就是戊類放大器。我們已經(jīng)知道，在低頻放大電路中為了獲得足夠大的低頻輸出功率，必須采用低頻功率放大器，而且低頻功率放大器也是一種將直流電源提供的能量轉(zhuǎn)換為交流輸出的能量轉(zhuǎn)換器。高頻功率放大器和低頻功率放大器的共同特點都是輸出功率大和效率高，但二者的工作頻率和相對頻帶寬度卻相差很大，這決定了它們之間有著本質(zhì)的區(qū)別。低頻功率放大器的工作頻率低，但相對頻帶寬度卻很寬，例如，自20Hz~20kHz，高、低頻率之比達(dá)1000倍，因此它們都是采用無調(diào)諧負(fù)載，如電阻、變壓器等。高頻功率放大器的工作頻率高(由幾百千赫茲一直到幾百、幾千甚至幾萬兆赫茲)，但相對頻帶很窄。例如，調(diào)幅廣播電臺(535[KG-1]~1605kHz的頻段范圍)的頻帶寬度為10kHz，如中心頻率取為1000kHz，則相對頻寬只相當(dāng)于中心頻率的1%。中心頻率越高，則相對頻寬越小，因此，高頻功率放大器一般都采用選頻網(wǎng)絡(luò)作為負(fù)載回路。由于這一特點，使得這兩種放大器所選用的工作狀態(tài)不同：低頻功率放大器可工作于甲類、甲乙類或乙類(限于推挽電路)狀態(tài)；高頻功率放大器則一般都工作于丙類(某些特殊情況可工作于乙類)。近年來，寬頻帶發(fā)射機的各中間級還廣泛采用一種新型的寬帶高頻功率放大器，它不采用選頻網(wǎng)絡(luò)作為負(fù)載回路，而是以頻率響應(yīng)很寬的傳輸線作負(fù)載。這樣，它可以在很寬的范圍內(nèi)變換工作頻率，而不必重新調(diào)諧。綜上所述，高頻功率放大器與低頻功率放大器的共同之點是要求輸出功率大，效率高；它們的不同之點則是二者的工作頻率與相對頻寬不同，因而負(fù)載網(wǎng)絡(luò)和工作狀態(tài)也不同。高頻功率放大器的主要技術(shù)指標(biāo)有：輸出功率、效率、功率增益、帶寬和諧波抑制度(或信號失真度)等。這幾項指標(biāo)要求是互相矛盾的，在設(shè)計放大器時應(yīng)根據(jù)具體要求，突出一些指標(biāo)，兼顧其他一些指標(biāo)。例如，實際中有些電路防止干擾是主要矛盾，對諧波抑制度要求較高，而對帶寬要求可適當(dāng)降低。功率放大器的效率是一個突出的問題，其效率的高低與放大器的工作狀態(tài)有直接的關(guān)系。放大器的工作狀態(tài)可分為甲類、乙類和丙類等。為了提高放大器的工作效率，它通常工作在乙類、丙類，即晶體管工作延伸到非線性區(qū)域。但這些工作狀態(tài)下的放大器的輸出電流與輸入電壓間存在很嚴(yán)重的非線性失真。低頻功率放大器因其信號的頻率覆蓋系數(shù)大，不能采用諧振回路作負(fù)載，因此一般工作在甲類狀態(tài)；采用推挽電路時可以工作在乙類。高頻功率放大器因其信號的頻率覆蓋系數(shù)小，可以采用諧振回路作負(fù)載，故通常工作在丙類，通過諧振回路的選頻功能，可以濾除放大器集電極電流中的諧波成分，選出基波分量從而基本消除了非線性失真。所以，高頻功率放大器具有比低頻功率放大器更高的效率。高頻功率放大器因工作于大信號的非線性狀態(tài)，不能用線性等效電路分析，工程上普遍采用解析近似分析方法——折線法來分析其工作原理和工作狀態(tài)。這種分析方法的物理概念清楚，分析工作狀態(tài)方便，但計算準(zhǔn)確度較低。以上討論的各類高頻功率放大器中，窄帶高頻功率放大器：用于提供足夠強的以載頻為中心的窄帶信號功率，或放大窄帶已調(diào)信號或?qū)崿F(xiàn)倍頻的功能，通常工作于乙類、丙類狀態(tài)。寬帶高頻功率放大器：用于對某些載波信號頻率變化范圍大得短波,超短波電臺的中間各級放大級，以免對不同fc的繁瑣調(diào)諧，通常工作于甲類狀態(tài)。本章主要討論丙類高頻諧振功率放大器的工作原理、特性、技術(shù)指標(biāo)的計算及具體電路的分析等內(nèi)容，對寬帶高頻功率放大器和功率合成器作簡要的介紹。4.3諧振功率放大器的工作原理

高頻諧振功率放大器是指用于對高頻輸入信號進行功率放大的、工作在丙類狀態(tài)的放大器，其負(fù)載往往是一個諧振回路。4.3.1電路組成

諧振功率放大器的原理電路圖如圖4.8所示，除了電源和偏置電路外，它由晶體管、諧振回路和輸入回路三部分組成。高頻功放中常采用平面工藝制造的NPN高頻大功率晶體管，它能承受高電壓和大電流，并具有較高的特征頻率fT。晶體管作為一個電流控制器件，它在較小的激勵信號電壓作用下，形成基極電流ib，ib控制了較大的集電極電流ic，ic流過諧振回路產(chǎn)生高頻功率輸出，從而完成了把電源的直流功率轉(zhuǎn)換為高頻功率的任務(wù)。為了高頻功放以高效率輸出大功率，常選在丙類狀態(tài)下工作；為了保證在丙類狀態(tài)下工作，基極偏置電壓UBB應(yīng)使晶體管工作在截止區(qū)，一般為負(fù)值，即靜態(tài)時發(fā)射極為反偏。此時輸入激勵信號應(yīng)為大信號，一般在0.5V以上，可達(dá)1~2V，甚至更大。也就是說，晶體管工作在截止和導(dǎo)通(線性放大)兩種狀態(tài)下，基極電流和集電極電流均為高頻脈沖信號。與低頻功放不同的是，高頻功放選用諧振回路作負(fù)載，既保證了輸出電壓相對輸入電壓不失真，還具有阻抗變換的作用。這是因為集電極電流是周期性的高頻脈沖，其頻率分量除了有用分量(基波分量)外，還有諧波分量和其他頻率成分(用諧振回路選出有用分量，將其他無用分量濾除)；通過諧振回路阻抗的調(diào)節(jié)，使諧振回路呈現(xiàn)高頻功放所要求的最佳負(fù)載阻抗值(即匹配)，從而使高頻功放以高效率輸出大功率。圖4.8丙類諧振功率放大器的原理電路圖4.3.2工作原理

高頻功率放大器放大高頻正弦信號或高頻已調(diào)信號，為了簡化，設(shè)輸入的激勵電壓信號為

ub=Ubmcosωt

(4.21)則加在晶體管基-射極間的瞬時電壓為

ube=ub+UBB=Ubmcosωt+UBB

(4.22)其波形如圖4.9(a)所示。當(dāng)激勵信號足夠大，使得晶體管基-射極間的電壓ube大于晶體管導(dǎo)通壓降uon時，管子才導(dǎo)通，此時才產(chǎn)生基極瞬時電流ib和集電極電流ic。由于晶體管只在輸入激勵信號的部分周期內(nèi)導(dǎo)通，因此ib和ic為余弦脈沖電流，分別如圖4.9(b)、(c)所示。我們知道，一個任意的周期性波形，可采用傅里葉級數(shù)分解為直流、基波及各次諧波，則ic采用傅里葉級數(shù)分解為(4.23)式中，Ic0為集電極直流分量，Icm1、Icm2、…、Icmn分別為集電極電流的基波、二次諧波及高次諧波分量的幅值。當(dāng)集電極回路調(diào)諧在輸入激勵電壓信號頻率ω上時，即與高頻輸入信號的基波諧振時，諧振回路對基波電流而言等效為一純電阻。對其他各次諧波分量電流而言，回路失諧而呈現(xiàn)很小的電抗并可看成短路.直流分量只能通過回路電感線圈支路，其直流阻抗較小，對直流也可認(rèn)為短路。這樣，脈沖形狀的集電極電流ic，或者說包含直流、基波和高次諧波成分的電流ic流經(jīng)諧振回路時，只有基波電流才產(chǎn)生壓降，因而LC諧振回路兩端輸出不失真的高頻信號電壓。若回路的諧振電阻為Rp，則

uc=Icm1Rpcosωt=Ucmcosωt

(4.24)

Ucm=Icm1Rp

(4.25)式中，Ucm為諧振回路兩端幅值。根據(jù)圖4.8，可得晶體管集電極與發(fā)射極之間的電壓為

uce=UCC－uc=UCC－Ucmcosωt

(4.26)其波形如圖4.9(d)所示。根據(jù)上面的分析可知，雖然工作于丙類狀態(tài)的諧振功率放大器集電極電流是脈沖波形，但由于諧振回路的濾波作用(回路調(diào)諧于基波頻率)，回路兩端產(chǎn)生的負(fù)載電壓uc仍為與輸入信號ub頻率相同的余弦電壓，輸出信號基本沒有失真。同時諧振回路還可以將含有電抗成分的負(fù)載變換為純電阻Rp。通過調(diào)節(jié)L、C使并聯(lián)回路諧振電阻Rp與晶體管所需的集電極負(fù)載值相等，實現(xiàn)阻抗匹配。因此，在諧振功率放大器中，諧振回路除了具有濾波作用外，還起到阻抗變換的作用。圖4.9諧振功率放大器各電壓和電流波形由圖4.9(c)可見，丙類放大器在一個信號周期內(nèi)，只有小于半個信號周期的時間內(nèi)有集電極電流流通，形成余弦脈沖電流，icmax為余弦脈沖電流的最大值，θ為導(dǎo)通角。丙類放大器的導(dǎo)通角小于90°。余弦脈沖電流靠LC諧振回路的選頻作用濾除直流和各次諧波，輸出電壓仍然是不失真的余弦波。集電極高頻交流輸出電壓uc和基極輸入電壓ub反相。當(dāng)ube為最大值ubemax時，ic為最大值icmax，uce為最小值ucemin，它們出現(xiàn)在同一時刻?？梢?，ic只在uce很低時的時間內(nèi)出現(xiàn)，故集電極損耗很小，功率放大器的效率因而比較高，而且ic的導(dǎo)通時間越短，效率越高。必須指出，上述討論是在忽略了uce對ic的反作用以及管子結(jié)電容影響的情況下得到的。4.4諧振功率放大器工作狀態(tài)分析

諧振功率放大器的工作狀態(tài)取決于電源電壓UCC、偏置電壓UBB、高頻激勵電壓幅度Ubm及負(fù)載阻抗Rp(Ucm)。當(dāng)這些參量變化時，放大器將出現(xiàn)不同的工作狀態(tài)，為說明各種工作狀態(tài)的優(yōu)缺點，正確選用和調(diào)整放大器的工作狀態(tài)，需對高頻功放的動態(tài)特性(負(fù)載特性)和外部特性(集電極Uc、基極Ub調(diào)制特性、放大特性)進行討論。4.4.1諧振功率放大器的折線分析法

從集電極余弦電流ic中求出直流分量Ic0和基波分量的振幅Icm1，是分析和計算丙類諧振功率放大器的關(guān)鍵。解決這個問題的方法有圖解法和解析法兩種。圖解法是從晶體管的實際靜態(tài)特性曲線(包括輸入特性曲線、轉(zhuǎn)移特性曲線和輸出特性曲線)入手，從圖上取得若干個點，測量出直流分量Ic0和基波分量Icm1。圖解法的準(zhǔn)確度比較高，對電子管比較適用；而晶體管的特性曲線的個體差異很大，一般不能從手冊上得到，只能從晶體管特性測試儀上測量出，難以進行概括性的理論分析，因此不適宜于晶體管。鑒于此，對于晶體管高頻功率放大器來說，我們使用解析近似分析法，即折線分析法。折線分析法是將電子器件的特性曲線理想化，用一組折線代替晶體管靜態(tài)特性曲線后進行分析和計算的方法。只要知道這些數(shù)學(xué)解析式中晶體管的參數(shù)，就可以方便地求出直流分量Ic0和基波分量的振幅Icm1。這種方法比較簡單，易于進行概括性的理論分析，雖不精確，但作為工程近似已能滿足要求。下面首先討論晶體管特性曲線的理想化，然后依次對諧振功率放大器的動態(tài)特性、工作狀態(tài)劃分等問題進行討論。

1.晶體管特性曲線的折線化

為了對高頻諧振功率放大器進行計算，通常采用折線分析法對晶體管的轉(zhuǎn)移特性曲線和輸出特性曲線進行處理，即將轉(zhuǎn)移特性曲線和輸出特性曲線用折線來近似代替，如圖4.6所示。

1)轉(zhuǎn)移特性曲線的折線化圖4.10(a)中,虛線為折線化后的晶體管轉(zhuǎn)移特性曲線。由圖可見，晶體管在放大區(qū)的轉(zhuǎn)移特性曲線可用一條交橫軸于uon且斜率為gc的直線來表示，理想化折線方程為(4.27)式中，uon為晶體管的導(dǎo)通電(或起始電壓)，硅管為0.5~0.7V，鍺管為0.2~0.3V；gc為晶體管的跨導(dǎo)，即由此可見，晶體管轉(zhuǎn)移特性曲線的理想化曲線包括兩段：一段為對應(yīng)晶體管截止的情況；另一段對應(yīng)晶體管導(dǎo)通的情況。圖4.10晶體管特性曲線的折線化

2)輸出特性曲線的折線化圖4.10(b)中的虛線為折線化后的晶體管輸出特性曲線。在飽和區(qū)，理想化的折線是集電極電流與管壓降成正比；在線性放大區(qū)，理想化折線與管壓降uce無關(guān)，即一簇平行于橫軸的折線。其數(shù)學(xué)表達(dá)式為(4.28)式中，uces為晶體管飽和時的管壓降；gcr為飽和區(qū)集電極電流的斜率，即(4.29)由此可見，晶體管輸出特性曲線的理想化曲線有多條，每條包括兩段：一段對應(yīng)晶體管飽和導(dǎo)通的情況；另一段對應(yīng)晶體管工作于放大區(qū)的情況，其中，uce<uces時(飽和區(qū))，對應(yīng)的折線成為臨界線。

2.集電極余弦電流的分解

由前面的討論可知，高頻功放的集電極電流為余弦脈沖，將晶體管的轉(zhuǎn)移特性曲線折線化近似后，電流波形示意圖如圖4.11所示。圖4.11轉(zhuǎn)移特性曲線折線化及iC和uBE的關(guān)系

1)導(dǎo)通角通常把集電極電流導(dǎo)通時間相對應(yīng)的角度的一半稱為導(dǎo)通角，用符號θc表示。當(dāng)θc=180°時，表明管子在整個周期全導(dǎo)通，放大器工作在甲類狀態(tài)；當(dāng)θc=90°時，表明管子半個周期導(dǎo)通，放大器工作在乙類狀態(tài)；當(dāng)θc<90°時，表明管子導(dǎo)通時間小于半個周期，放大器工作在丙類狀態(tài)。設(shè)電路的激勵信號為ub=Ubmcosωt，則加在晶體管發(fā)射極的瞬時電壓為

ube=ub+UBB=Ubmcosωt+UBB

(4.30)式中，UBB為反向偏壓，數(shù)值小于零。將ube=UBB+ubmcosωt代入式(4.27)，得：

ic=gc(UBB+Ubmcosωt－uon)

(4.31)根據(jù)導(dǎo)通角的定義，當(dāng)ωt=θc時，ic=0，即gc(UBB+Ubmcosωt－uon)=0，故得到導(dǎo)通角θc的表達(dá)式為(4.32)導(dǎo)通角是諧振功率放大器的重要參數(shù)，從式(4.32)可以看出，輸入激勵信號越強，則θc越大；激勵信號一定時，UBB數(shù)值越大(負(fù)的越多)，則θc越小。在放大器的調(diào)整過程中，通過調(diào)整UBB就可將θc調(diào)整到所需的值。由于受到晶體管起始導(dǎo)通電壓的影響，即使UBB等于零，導(dǎo)通角θc也小于90°。由圖4.11可知，集電極余弦脈沖電流主要由其幅度和導(dǎo)通角θc決定，為此需要求得余弦脈沖的最大值icmax。

2) 集電極余弦脈沖電流最大值將式(4.32)代入式(4.31),得

ic=gcUbm(cosωt－cosθc)

(4.33)由圖4.11可知，當(dāng)ωt=0時，集電極電流達(dá)到最大，即

icmax=gcUbm(1－cosθc)

(4.34)

3)集電極余弦電流分解將式(4.34)代入式(4.33)，可得集電極電流的表達(dá)式為(4.35)則集電極電流的傅里葉級數(shù)展開式為(4.36)其中各系數(shù)分別為(4.37)(4.38)式中,(4.39)式中,分別稱為直流分量分解系數(shù)、基波分量分解系數(shù)和n次諧波分量分解系數(shù)。各分解分量波形如圖4.12所示。圖4.12集電極余弦脈沖分解各分量波形可將α0(θc)、α1(θc)、α2(θc)、αn(θc)及g(θc)=Icm1/Ic0=α1/α2與導(dǎo)通角的關(guān)系制成曲線，如圖4.13所示，其中g(shù)(θc)叫做波形系數(shù)，余弦分解系數(shù)可查表。根據(jù)以上討論可以得出：在余弦信號激勵下，只要知道電流的導(dǎo)通角θc，就可以求得各次諧波的分解系數(shù)α。若電流脈沖的峰值也已知，則各次諧波分量的幅值就可完全確定。圖4.13余弦脈沖分解系數(shù)、波形系數(shù)與θc的關(guān)系曲線

3.諧振功率放大器的功率和效率

從能量轉(zhuǎn)換方面看，放大器通過晶體管將直流功率轉(zhuǎn)換為交流功率，通過諧振回路將脈沖功率轉(zhuǎn)換為正弦功率，然后傳送給負(fù)載。在能量轉(zhuǎn)換和傳輸過程中，不可避免地產(chǎn)生損耗，所以放大器的效率不可能達(dá)到100%。為了盡量減少損耗，合理地利用晶體管和電源，必須分析功率放大器的功率和效率問題。在諧振功率放大器中，直流電源電壓為UCC，其提供的直流功率PDC為

PDC=UCCIc0

(4.40)

若諧振回路的等效阻抗為Rp，則回路兩端形成的電壓幅值為

Ucm=Icm1Rp

(4.41)則集電極輸出的交流功率(負(fù)載上得到的功率)Po為(4.42)耗散在晶體管集電結(jié)的功率Pc為

Pc=PDC－Po

(4.43)晶體管集電極能量轉(zhuǎn)換效率ηc為(4.44)其中,，稱為集電極電壓利用系數(shù)；g1(θc)=Icm1/Ic0=α1(θc)/α0(θc)，稱為集電極電流利用系數(shù)或波形系數(shù)。由于α0、α1都是導(dǎo)通角θc的函數(shù)，故g1(θc)也是θc的函數(shù)(如圖4.13所示)。圖4.13所示的曲線表明，θc越小，g1(θc)越大，在極限情況下，θc=0，g(θc)=α1(θc)/α0(θc)=2，即基波電流幅值為直流電流的兩倍。在實際工作中，θc也不宜太小，因為θc較小時，雖然g1(θc)比較大，但是Icm1=α1(θc)icmax較小，使得Ucm=Icm1Rp也小，會造成輸出功率過小。為了兼顧輸出功率和效率兩個方面，通常取θc=40°~70°為宜。集電極電壓利用系數(shù)也不能任意提高，因為在管子導(dǎo)通的某一瞬間，集電極電壓的最小值ucemin=UC－Ucm，當(dāng)Ucm增大到一定數(shù)值后，ucemin減小到使管子飽和的數(shù)值，即1~2V，晶體管進入飽和區(qū)。ξ=Ucm/UC只能接近于1。值得一提的是，放大器工作于丙類狀態(tài)，效率固然提高了，但是在管子導(dǎo)通的某一瞬間，集電極電流波形是余弦脈沖，失真比較嚴(yán)重，盡管并聯(lián)諧振回路有選頻、濾波性能，但它不具有理想的濾波特性，因此實際輸出信號仍有失真。4.4.2諧振功率放大器的動態(tài)特性

諧振功率放大器的動態(tài)特性是晶體管內(nèi)部特性與外部特性結(jié)合的特性(即實際的放大器的工作特性)。當(dāng)諧振功率放大器加上信號源及負(fù)載阻抗時，晶體管電流(主要指ic)與電極電壓ube和uce的關(guān)系曲線，即稱為諧振功放的動態(tài)特性曲線。當(dāng)放大器工作于諧振狀態(tài)時，其外部電路方程的關(guān)系為(4.45)上兩式消除cosωt可得(4.46)又利用晶體管的內(nèi)部特性關(guān)系式(折線方程)：

ic=gc(ube－uon)

(4.47)可得(4.48)

顯然，ic和uce之間的關(guān)系的動態(tài)特性曲線是斜率為，截距為的直線(如圖4.14中的AB線所示)。圖中給出動態(tài)線的斜率為負(fù)值，它的物理意義是：從負(fù)載方面來看，放大器相當(dāng)于一個負(fù)電阻，亦即它相當(dāng)于交流電能發(fā)生器，可以輸出電能給負(fù)載。動態(tài)特性曲線的做法是：在uce軸上取B點，使OB=Uo。從B點做斜率為gd的直線BA，BA即為欠壓狀態(tài)的動態(tài)特性。也可以采用另外一種方法給出動態(tài)特性曲線，在靜止點Q：ωt=90°，uce=UCC，ube=UBB，因此，可知ic=IQ=－gc(uon－UBB)。注意，在丙類狀態(tài)時，IQ是實際不存在的電流，叫虛擬電流。IQ僅用來確定Q點的位置。在A點：ωt=0°，uce=ucemin=UCC－Ucm，ube=UBB+Ubm。求出A、Q兩點，即可作出動態(tài)特性直線，其中BQ段表示電流截止期內(nèi)的動態(tài)線，用虛線表示。圖4.14諧振功率放大器的動態(tài)特性高頻功率放大器有三種工作狀態(tài)，即欠壓、臨界和過壓，其動態(tài)特性曲線可以用來分析不同工作狀態(tài)的特性。當(dāng)高頻諧振功率放大器的集電極電流都在臨界線的右方時，交流輸出電壓比較低，稱為欠壓工作狀態(tài)；當(dāng)集電極電流的最大值穿過了臨界線到達(dá)左方的飽和區(qū)時，交流輸出電壓比較高，稱為過壓工作狀態(tài)；當(dāng)其集電極電流的最大值正好落在臨界線上時，稱為臨界工作狀態(tài)。圖4.15給出了高頻諧振功率放大器的三種工作狀態(tài)的電壓和電流波形。圖4.15不同工作狀態(tài)時的動態(tài)特性曲線

1)欠壓狀態(tài)當(dāng)Ucm較小，Ucm=Ucm1時，動態(tài)特性曲線1與ubemax決定A點。晶體管的工作狀態(tài)為欠壓狀態(tài)，對應(yīng)的集電極電流仍為余弦脈沖；當(dāng)Ucm=Ucm1時，動態(tài)特性與Ubemax=UBB+Ubm相交于A點，折線AQ就代表了Ucm=Ucm1時的動態(tài)特性。由于A點處于放大區(qū)，對應(yīng)的Ucm1較小，通常將這樣的工作狀態(tài)稱為欠壓狀態(tài)，對應(yīng)的集電極電流為余弦脈沖。

2)臨界狀態(tài)當(dāng)Ucm增大到Ucm=Ucm2時，動態(tài)特性曲線2與ubemax決定B點。B在臨界線上，晶體管的工作狀態(tài)為臨界狀態(tài)，對應(yīng)的集電極電流仍為余弦脈沖。

3)過壓狀態(tài)當(dāng)Ucm增大到Ucm=Ucm3時，動態(tài)特性將發(fā)生較大變化。動態(tài)特性曲線3與ubemax的交點為ubemax的延長線上的D點。D′對應(yīng)于ucemin代表了Ucm=Ucm3時的動態(tài)特性。晶體管工作已進入飽和區(qū)，這樣的工作狀態(tài)稱為過壓狀態(tài)，對應(yīng)的集電極電流是一個凹頂脈沖；對于欠壓和臨界狀態(tài)，集電極電流為余弦脈沖，其直流分量和基波分量可按余弦脈沖分解系數(shù)求得；對于過壓狀態(tài)，由于集電極電流為凹頂脈沖，不能直接用前述的分解系數(shù)，但仍然可以分解成傅里葉級數(shù)后，用類似的方法計算。由以上分析可以看到，通過集電極電流脈沖的幅度和形狀，就可以判斷功率放大器工作在哪種狀態(tài)，而且對每種狀態(tài)的基本特點都會有所了解。4.4.3丙類功率放大器的負(fù)載特性負(fù)載特性是指諧振功率放大器在UCC、UBB和Ubm不變時，高頻諧振功率放大器的工作狀態(tài)、電流、電壓、功率和效率隨Rp的變化而變化關(guān)系。簡單地講，高頻諧振放大器的負(fù)載特性就是在其他參數(shù)不變的情況下，負(fù)載電阻Rp的變化對放大器性能和工作狀態(tài)的影響。此時，θc、icmax、ubemax=UBB+Ubm和IQ是一定的，也就是說，Q點的坐標(biāo)是一定的，而斜率gd為(4.49)由式(4.49)可知，由于θc不變，隨著諧振電阻Rp的增大，gd的絕對值逐漸變小(斜率gd本身是一個負(fù)數(shù))。根據(jù)圖4.15和上面的分析不難發(fā)現(xiàn)，隨著諧振電阻Rp的增大，高頻諧振功率放大器的工作狀態(tài)變化過程是由欠壓到臨界再到過壓，如圖4.16所示。在欠壓和臨界狀態(tài)，集電極電流為尖頂脈沖，由于θc、icmax不變，所以Ic0、Icm1都保持不變，PDC=UCCIc0也不變，而Ucm=Icm1Rp與Rp成正比，與Rp成正比，與Rp成正比，Pc=PDC－Po隨著諧振電阻Rp的增大而減小。在過壓狀態(tài)，集電極電流為凹頂脈沖，隨著諧振電阻Rp的增大，icmax逐漸減小，Ic0、Icm1相應(yīng)的減小，Ucm=Icm1Rp緩慢增大，PDC和Po也減小，ηc先增加后減小，Pc也減小。圖4.16負(fù)載特性曲線通過上述分析可以得到如下結(jié)論：

(1)欠壓狀態(tài)：電流Icm1基本不隨Rp變化，輸出功率Po和集電極效率ηc都較低，集電極損耗功率大，而且當(dāng)諧振電阻Rp變化時，輸出信號電壓振幅變化較大。因此，除了特殊場合以外，很少采用這種工作狀態(tài)。特別值得一提的是，當(dāng)Rp=0，即負(fù)載短路時，集電極損耗功率Pc達(dá)最大值，有可能燒壞功率晶體管。因此,在調(diào)整諧振功率放大器的過程中必須防止負(fù)載短路。

(2)臨界狀態(tài)：放大器輸出功率最大，效率也較高，通常稱為最佳工作狀態(tài)。

(3)過壓狀態(tài)：在弱過壓狀態(tài)時，輸出電壓基本上不隨Rp變化，在弱過壓時，效率可達(dá)最高，但輸出功率有所下降，發(fā)射極的中間級、集電極的調(diào)幅級常采用這種狀態(tài)。深度過壓時，ic波形下凹嚴(yán)重，諧波增多，一般應(yīng)用較少。4.4.4各級電壓對工作狀態(tài)的影響

1.集電極電壓變化對工作狀態(tài)的影響

在負(fù)載電阻Rp、UBB和Ubm一定時，改變集電極電壓Uc，高頻功率放大器的工作狀態(tài)、電流、電壓、輸出功率和效率會隨著Uc的變化而變化。此時，根據(jù)式(4.3)和式(4.5)可知，θc、icmax、Ubemax=UBB+Ubm、IQ=－gc(uon－UBB)和gd是一定的，Q點在水平方向平移。隨著Uc的增大，放大器的工作狀態(tài)由過壓到臨界再到欠壓，如圖4.17所示。在欠壓和臨界狀態(tài)，集電極電流為尖頂脈沖，由于θc、icmax不變，所以Ic0、Icm1保持不變，從而Ucm=Icm1Rp不變，不變，而PDC=Ic0Uc與Uc成正比，集電極耗散功率隨Uc的增大而增大。在過壓狀態(tài)，集電極電流為凹頂脈沖，隨著Uc的增加，icmax逐漸增大，Ic0和Icm1相應(yīng)地增大，Ucm=Icm1Rp增大，PDC和Po增大，Pc增大。圖4.18繪出了Uc對Icm1、Ic0、Ucm的控制曲線，即集電極調(diào)制特性。集電極調(diào)制特性是指當(dāng)Rp、UBB和Ubm保持恒定，放大器的性能隨集電極電源電壓Uc變化的特性。當(dāng)Uc改變時，這個特性是晶體管集電極調(diào)幅的理論依據(jù)。由圖可見，只有在過壓狀態(tài)Uc對Ucm才能有較大的控制作用，所以集電極調(diào)幅應(yīng)工作在過壓狀態(tài)。圖4.17Uc對高頻諧振功率放大器工作狀態(tài)的影響圖4.18集電極調(diào)制特性

2.基極電壓對工作狀態(tài)的影響當(dāng)Uc、Ubm和Rp保持恒定時，基極偏置電壓UBB的變化對放大器工作狀態(tài)的影響如圖4.19所示。因為ubemax=UBB+Ubm，當(dāng)Ubm一定時，ubemax隨UBB的變化而變化，從而導(dǎo)致icmax和θc的變化。在欠壓狀態(tài)下，由于ubemax較小，因此icmax和θc也較小，所以Ico、Icm1都較小。當(dāng)UBB增大，使ubemax增大時，icmax和θc也增大，從而Ic0、Icm1也隨之增大。在欠壓狀態(tài)下的ic波形為尖頂余弦脈沖。當(dāng)ubemax增大到一定程度，放大器的工作狀態(tài)由欠壓進入過壓，電流波形出現(xiàn)凹陷。但此時，icmax和θc還會增大，所以Ic0、Icm1隨著UBB的增大而略有增加。又由于Rp不變，所以Ucm的變化規(guī)律和Icm1一樣。圖4.19給出了Ic0、Icm1和Ucm隨UBB變化的特性曲線。由圖可以看出，在欠壓區(qū)，高頻振幅Ucm基本隨UBB成線性變換，UBB對Ucm有較強的控制作用，這就是基極調(diào)幅的工作原理。圖4.19基極調(diào)制特性

3.Ubm變化對放大器工作狀態(tài)的影響——振幅特性

當(dāng)Uc、UBB和Rp保持恒定時，激勵振幅Ubm變化對放大器工作狀態(tài)的影響如圖4.20所示。因為ubemax=UBB+Ubm，UBB和Ubm決定了放大器的ubemax，因此改變Ubm的情況和改變Ub的情況類似。由圖可以看出，在欠壓區(qū)，高頻振幅Ucm基本隨著Ubm成線性變化，所以為使輸出振幅Ucm反映輸入信號Ubm的變化，放大器必須在Ubm變化范圍內(nèi)工作在欠壓狀態(tài)。而當(dāng)諧振功放用作限幅器，將振幅Ubm在較大范圍內(nèi)變化的輸入信號變換為振幅恒定的輸出信號時，由圖4.20可以看出，此時放大器必須在Ubm變化范圍內(nèi)工作在過壓狀態(tài)。當(dāng)Uc、UBB和Rp保持恒定時，放大器的性能隨激勵振幅Ubm變化的特性，稱為諧振功率放大器的振幅特性。圖4.20調(diào)諧功放的振幅特性4.4.5工作狀態(tài)的分析與計算

我們知道，對晶體管的高頻功率放大器進行精確計算是困難的，一般只能進行工程估算，下面我們結(jié)合實例介紹高頻功放工作狀態(tài)的計算。

【例4.1】

某諧振功率放大器的轉(zhuǎn)移特性如圖4.21所示。已知該放大器采用晶體管的參數(shù)為fT≥150MHz，功率增益AP≥13dB，管子通過的最大電流Icm=3A，最大的集電極功耗Pcm=5W，管子的Uon=0.6V，放大器的基極偏置電壓UBB=－1.4V，θc=70°，UCC=24V，ξ=0.9，試計算放大器的各參數(shù)。圖4.21諧振功放的轉(zhuǎn)移特性

【解】(1)根據(jù)圖4.21可求出轉(zhuǎn)移特性的斜率為

(2)根據(jù)，求得Ubm。由于θc=70°，cosθc=0.342，所以

(3)根據(jù)icmax=gcUbm(1－cosθc)，可求得(安全工作)Icm1=icmax·α1(70°)=2×0.436=0.872AIc0=icmax·α2(70°)=2×0.253=0.506A

(4)交流電壓振幅為

Ucm=UCCξ=24×0.9=21.6V

(5)對應(yīng)的功率和效率為

PDC=UCCIc0=24×0.506=12W

Pc=PDC－Po=2.6W<Pcm(安全工作)4.5高頻功放的實用電路

諧振高頻功率放大電路由輸入回路、有源器件和輸出回路組成。輸入回路、輸出回路的作用是為晶體管提供所需的直流偏置，實現(xiàn)濾波和阻抗匹配。下面分別討論直流饋電電路和輸入/輸出回路。4.5.1直流饋電電路

諧振高頻功率放大器的工作狀態(tài)是由直流饋電電路確定的。諧振高頻功率放大器需要工作在丙類狀態(tài)，必須有相應(yīng)的直流饋電電路。直流饋電電路是指把直流電源饋送到晶體管各級的電路，它包括集電極饋電和基極饋電電路兩部分。集電極饋電和基極饋電可以采用串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種饋電方式，但無論采用哪一種饋電方式，都必須遵循以下基本原則：

(1)直流電流Ic0由UCC經(jīng)管外電路饋送到集電極，應(yīng)該沒有外電阻消耗能量，即外電路對Ic0應(yīng)呈短路，所以管外電路對直流來說的等效電路如圖4.22(a)所示。

(2)高頻基波分量Icm1cosωt應(yīng)該通過諧振回路，產(chǎn)生高頻輸出功率，因此高頻基波只應(yīng)該在諧振回路上產(chǎn)生壓降，外電路的其他部分對基波分量應(yīng)呈短路，其等效電路如圖4.22(b)所示。

(3)高頻諧波不應(yīng)該消耗功率，外電路對高頻諧波應(yīng)呈短路，其等效電路如圖4.22(c)所示。因此，組成實際電路時，必須在電路中接入一些輔助元件，以構(gòu)成諧振功率放大器能正常工作的實際電路。圖4.22饋電線路組成原則

1.集電極饋電電路

圖4.23給出了集電極饋電電路。串聯(lián)饋電是指晶體管、負(fù)載回路、電源UCC三者以串聯(lián)的方式連接；并聯(lián)饋電是指晶體管、電源UCC、諧振回路三者以并聯(lián)方式連接。圖中，L、C組成負(fù)載回路，LC為高頻扼流圈，它對直流近似為短路，而對高頻則呈現(xiàn)很大的阻抗，近似開路。C1為高頻旁路電容，作用是防止高頻電流流過直流電源。C2為隔直流電容，作用是防止直流電流進入負(fù)載回路。圖4.23集電極饋電電路兩種形式串聯(lián)饋電的優(yōu)點是UCC、LC、C1處于高頻“地”電位，分布電容不影響諧振回路；其缺點是諧振回路處于直流高電位上，諧振回路元件不能直接接地，諧振時外部參數(shù)影響較大。并聯(lián)饋電的優(yōu)點是LC處于直流的“地”電位，L、C元件可以接地，安裝方便，實用安全性高。但LC、C1對地的分布電容會對回路產(chǎn)生不良影響，并限制了放大器在更高頻段的工作。因此，串聯(lián)饋電一般適用于工作頻率較高的電路，而并聯(lián)饋電一般適用于頻率較低的電路。雖然串饋和并饋電路形式不同，但是輸出電壓都是直流電壓和交流電壓的疊加，其關(guān)系式均為uce=UCC－Ucmcosωt。

2.基極饋電電路

基極饋電電路也分為串聯(lián)饋電電路和并聯(lián)饋電電路。圖4.24(a)中，晶體管信號輸入回路和直流供電電路是串聯(lián)的，故稱為串聯(lián)饋電。圖4.24(b)中，信號輸入回路和直流供電電路是并聯(lián)的，故稱為并聯(lián)饋電。圖中Lb為高頻扼流圈，Cb1為耦合電容，Cb2為高頻旁路電容。需要注意的是，在實際電路中，UBB不是用電池獲得的，因為電池使用不方便，因此常采用如圖4.25所示方法產(chǎn)生UBB。圖4.25(a)中，從耦合電容耦合到基極的輸入是純交流。當(dāng)其振幅超過導(dǎo)通電壓后，晶體管導(dǎo)通，產(chǎn)生余弦脈沖電流ib，其中包含直流分量Ib0從發(fā)射極經(jīng)過基極偏置電阻Rb流向基極，在Rb上產(chǎn)生所需要的負(fù)偏置電壓UBB；圖4.25(b)是利用基極電流ib中包含的直流分量Ib0在基區(qū)體電阻rbb′上產(chǎn)生所需要的壓降UBB，其優(yōu)點是線路簡單、元件少，缺點是rbb′數(shù)值較小且不夠穩(wěn)定，一般只在需要小的壓降時采用；圖4.25(c)是利用發(fā)射極電流ie的直流分量Ie0在發(fā)射極偏置電阻Re上產(chǎn)生所需要的UBB，這種方法就是一般所說的發(fā)射極穩(wěn)定偏置法，其實質(zhì)是直流電流負(fù)反饋，電流中的高頻分量經(jīng)高頻旁路電容Ce濾掉，不在Re上產(chǎn)生壓降，只有直流成分Ie0在Re上產(chǎn)生壓降。該方法的優(yōu)點是可以自動維持放大器工作的穩(wěn)定，當(dāng)激勵加大時，Ie0增大，使基極負(fù)偏壓UBB減小，因而又使的Ie0減少；反之，當(dāng)激勵減小時，Ie0減小，基極負(fù)偏壓UB增大，因而Ie0增大。圖4.24基極饋電電路圖4.25實際基極饋電電路4.5.2輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在諧振功率放大器中，為滿足它的輸出功率和效率的要求，并保證有較高的功率增益，除正確選擇放大器的工作狀態(tài)外，還必須正確設(shè)計輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在諧振功率放大器中的連接情況如圖4.26所示。無論是輸入匹配網(wǎng)絡(luò)還是輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，它們都具有傳輸有用信號的作用，故又稱為耦合電路。對于輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，要求它具有濾波和阻抗變換功能，即濾除各次分量，使負(fù)載上只有基波電壓；將外接負(fù)載RL變換成諧振功放所要求的負(fù)載電阻R，以保證放大器輸出所需的功率。因此，匹配網(wǎng)絡(luò)也稱濾波匹配網(wǎng)絡(luò)。對于輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，要求它把放大器的輸入阻抗變換為前級信號源所需的負(fù)載阻抗，使電路能從前級信號源獲得盡可能大的激勵功率。可以完成這兩種作用的匹配電路形式有多種，但歸納起來有兩種類型，即具有并聯(lián)諧振回路形式的匹配電路和濾波器型匹配電路。前者多用于前級、中間級放大器以及某些需要可調(diào)電路的輸出級；后者多用于大功率、低阻抗寬帶輸出級。

1.并聯(lián)諧振回路形式的匹配電路

并聯(lián)諧振回路形式的匹配電路類型較多，這里僅介紹互感耦合輸出匹配電路，其電路如圖4.27(a)所示。圖4.26放大器的匹配電路圖4.27互感耦合輸出匹配電路圖4.27(a)中，L1C1回路稱為中介回路；RA、CA分別代表天線的輻射電阻與等效電容；Ln、Cn為天線回路的調(diào)諧元件，它們的作用是使天線處于諧振狀態(tài)，進一步濾除諧波干擾，另外使天線回路的電流IA達(dá)到最大值，即使天線回路的輻射功率達(dá)到最大。圖4.27(b)所示為中介回路的等效電路，r′代表天線回路諧振時反射到中介回路的等效電阻，我們稱之為反射電阻，其值可由下面的表達(dá)式求出(4.50)式中，r2和rn分別表示電感L2、Ln的損耗電阻，因而等效回路的諧振電阻為(4.51)

放大器工作在臨界狀態(tài)時，輸出功率最大，臨界狀態(tài)時的等效電阻就是阻抗匹配所需的最佳電阻，即

Rpj=p2Rp′(4.52)式中，p為集電極接入回路的接入系數(shù)。由式(4.50)～(4.52)可知，改變互感M，就可以在不影響回路調(diào)諧的情況下，調(diào)整中介回路的有效等效電阻Rp′，以達(dá)到阻抗匹配的目的。在耦合輸出回路中，即使天線開路，對電子器件也不會造成嚴(yán)重的損害，而且它的濾波作用要比單調(diào)諧回路優(yōu)良，因而得到廣泛的應(yīng)用。為了使器件的輸出功率大部分送到負(fù)載RA上，希望反射電阻r′遠(yuǎn)大于電阻r1，r1為回路損耗電阻。設(shè)放大器輸出功率為P1，中介回路送給天線回路的功率為PA′，我們用輸出至天線回路的有效功率PA′與輸入到中介回路的總交流功率之比來衡量中介回路傳輸能力的好壞，稱之為中介回路的傳輸效率，用η1表示，即其中，IK為諧振回路的環(huán)路電流。設(shè)無負(fù)載時的回路諧振電阻Rp為(4.54)則有負(fù)載時的回路諧振電阻Rp′為(4.55)回路空載品質(zhì)因數(shù)Q0為(4.56)回路有載品質(zhì)因數(shù)QL為(4.57)代入式(4.53)，得(4.58)

可見，要使η1較高，則QL應(yīng)越小越好，即中介回路的損耗應(yīng)盡可能小，但從要求回路濾波性能良好方面來考慮，QL又應(yīng)該足夠大。因此，QL的選擇應(yīng)兩者兼顧。由于天線回路中電感L2、Ln存在損耗，真正送到天線上的功率PA將小于PA′。若天線回路的傳輸效率用η2表示，則有(4.59)可見，要提高天線回路的效率η2，則應(yīng)使損耗電阻r2、rn盡量小。天線功率與功率放大器輸出功率之間的關(guān)系為

PA=η1η2P1

(4.60)即若要提高天線功率PA，必須提高中介回路和天線回路的傳輸效率η1、η2，也即減小中介回路和天線回路的損耗。值得注意的是，在提高中介回路效率η1時，式(4.58)中QL要選擇合理。另外，應(yīng)該在阻抗匹配使放大器輸出功率P1最大的前提下，盡量提高中介回路和天線回路的傳輸效率η1、η2。為了使調(diào)諧功率放大器能夠工作在大功率和高效率狀態(tài)，必須對放大器進行調(diào)整，即調(diào)整Rp，使其近似等于Rpj。而改變Rp的大小主要依靠改變中介回路與天線回路的耦合來實現(xiàn)。為了使回路調(diào)諧明顯，一般應(yīng)使兩個回路的耦合松一些，因為這樣天線回路在中介回路的反射電阻小，中介回路的有載品質(zhì)因數(shù)QL高，中介回路的并聯(lián)諧振阻抗高，放大器可進入過壓狀態(tài)，回路阻抗的變化使集電極電流變化大，顯示明顯，然后再逐漸增大耦合度，使放大器進入臨界或弱過壓狀態(tài)，以達(dá)到調(diào)整的目的。

2.濾波器型匹配電路

除了上述的并聯(lián)諧振回路匹配電路外，輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)還可以采用濾波器型匹配網(wǎng)絡(luò)。在甚高頻或大功率輸出級中，廣泛采用LC變換網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)調(diào)諧和阻抗匹配。這種匹配網(wǎng)絡(luò)有三種類型，即L型、T型和Π型網(wǎng)絡(luò)，各類型網(wǎng)絡(luò)的基本電路如圖4.28所示。對匹配網(wǎng)絡(luò)的主要參數(shù)計算可參看本書第2.3節(jié)，在此不再重復(fù)介紹。圖4.28基本匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

3.實際電路舉例

采用不同的饋電電路和匹配網(wǎng)絡(luò)，可以構(gòu)成諧振功率放大器的各種實際電路。圖4.29所示是工作頻率為50MHz的諧振功放電路，它可向50Ω負(fù)載提供25W的輸出功率，功率增益為7dB。該放大器的特點是基極饋電方式為并饋，利用高頻扼流圈L′的直流電阻產(chǎn)生很小的負(fù)偏壓(基極自偏壓)。集電極的饋電方式為并饋，C′為旁路電容。在放大器輸入端采用了由C1、C2、L1組成的T型網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C1和C2，便可在工作頻率上把功率管的輸入阻抗變換為前級方法起所要求的50Ω電阻，即實現(xiàn)輸入端匹配。放大器的輸出端采用了由L2、L3、C3、C4組成的∏型匹配網(wǎng)絡(luò)，以便達(dá)到輸出端匹配。圖4.2950MHz的諧振功放電路

4.例題

【例4.2】改正圖4.30(a)電路中的錯誤，不得改變饋電方式，并重新畫出正確的電路。

【解】這是一個兩級功放。第一級放大器的基極回路：輸入的交流信號將流過直流電源而被短路，應(yīng)加扼流圈L1、耦合電容C1及高頻旁路電容C2；直流電源被輸入互感耦合回路的電感短路，應(yīng)加隔直電容C1。第一級放大器的集電極回路：輸出的交流信號將流過直流電源，應(yīng)加扼流圈L2；加上扼流圈后，交流沒有通路，故還應(yīng)加一高頻旁路電容C3。第二級放大器的基極回路：沒有直流通路，應(yīng)加一扼流圈L3。第二級放大器的集電極回路：輸出的交流信號將流過直流電源，應(yīng)加扼流圈L4及濾波電容C4；此時，直流電源將被輸出回路的電感短路，加隔直電容C5。正確電路如圖4.30(b)所示。圖4.30例4.2用圖4.6其他類型高頻功率放大器

從前面的分析我們不難看出：丙類高頻功率放大器是通過減小功率管的導(dǎo)通時間來提高集電極效率的。但是，導(dǎo)通角θc的減小是有限的。這是因為θc減小的同時，集電極電流的基波振幅同時也在減小，使輸出的功率減小。影響高頻功率放大器集電極電流效率的根本原因是功率管的管耗，功率消耗在管子上的原因是集電極電流ic流過功率管時，功率管集電極與發(fā)射極之間的電壓uce不為零。功率管的管耗Pc為(4.61)由式(4.61)可知，當(dāng)功率管導(dǎo)通時，ic≠0，但若uce=0，那么，Pc=0。同樣，在功率管截止期間，uce≠0，但若ic=0，同樣有Pc=0。當(dāng)管耗為零時，集電極效率就可以達(dá)到100%。所以要提高功率放大器的效率，除了減小導(dǎo)通角外，還可以采用其他方法。4.6.1丁類功率放大器

丁類高頻功率放大器的設(shè)計基于以下思想：功率管導(dǎo)通時，飽和管壓降為零；截止時，流過功率管的電流為零。也就是說，功率管處于開關(guān)狀態(tài)。丁類高頻放大器可分為電流型和電壓型兩類。電流型丁類高頻功率放大器的集電極電流為矩形波，電壓型丁類高頻功率放大器的集電極電壓為矩形波。

1．電流開關(guān)型丁類放大器

圖4.31是電流開關(guān)型丁類放大器的原理電路圖。晶體管在開關(guān)信號作用下，交替工作在開關(guān)狀態(tài)，因而功耗很小。而兩個晶體管交替導(dǎo)通時，電流分別流經(jīng)兩個晶體管和電感線圈L，因為線圈L的電感值很大，所以電流的大小主要由L決定，且比較恒定。因此，這種放大器稱做電流開關(guān)型丁類放大器。圖4.32是電流開關(guān)型丁類放大器的波形圖。輸入電路輸入的方波信號如圖4.32(a)所示，通過高頻變壓器T1，使晶體管V1、V2獲得反向的方波激勵電壓信號，因而晶體管V1與V2交替導(dǎo)通。圖4.31電流開關(guān)型丁類放大器的原理電路圖4.32電流開關(guān)型丁類放大器的波形圖圖4.31中，由于晶體管工作于開關(guān)狀態(tài)，所以晶體管兩端的電壓和流過晶體管的電流取決于外電路。而外電路由線性電路構(gòu)成，由于L的作用，流入A點的電流可看做是直流，設(shè)為Ic0。由于V1和V2交替導(dǎo)通，所以在理想情況下，流過兩個晶體管的電流ic1和ic2是振幅等于Ic0的矩形方波脈沖，其波形如如圖4.32(b)、(c)所示。通過高頻變壓器T2，電流ic1和ic2流向相反，作用等效于輸入方波信號，由LC組成高Q值并聯(lián)電路選出基波分量，形成基波分量電壓輸出。

1)A點的基波電壓分量設(shè)A點基波分量電壓為

uA=UAmcosωt

(4.62)在A點基波分量電壓對應(yīng)的脈沖電壓的平均值等于UCC

－Uces，則(4.63)A點脈沖電壓的峰值為(4.64)

2)A點的基波電流分量由于L的作用，V1和V2的集電極電流為振幅等于Ic0的矩形，它的基頻分量振幅都等于(4.65)流過V1和V2的電流ic1和ic2中的基頻分量電流在高頻變壓器T2疊加，合電流的峰值為(4.66)

3)電流開關(guān)型D類功率放大器的效率從A點看直流電源提供的功率為

PDC=UCCIc0

(4.67)從A點看基頻分量的輸出功率為(4.68)所以集電極效率為(4.69)而

Pc=UcesIc0

(4.70)以上反映了晶體管的損耗，因為Uces很小，所以集電極效率很高。若忽略Uces的影響，則ηc=100%。

2．電壓開關(guān)型丁類放大器

圖4.33為一互補