檢測GIS局部放電的小型化多頻帶復(fù)合天線

01傳統(tǒng)的阿基米德螺旋天線平面阿基米德螺旋天線自20世紀(jì)50年代被特納（EdwinTurner）提出以來，由于其低剖面、不受工作頻帶限制、圓極化等特點，被普遍應(yīng)用在通信方面，其曲線方程為式中：r為螺旋天線的半徑；r0為螺旋天線的初始半徑；a為螺旋增長率；

φ

為幅角。由式（1）可知，螺旋的半徑隨角度的變化均勻增加。圖1a)為雙臂阿基米德螺旋天線，另一臂的方程為圖1

平面雙臂阿基米德螺旋天線及其原理Fig.1

Planartwo-armArchimedeanspiralantennaanditsschematicdiagram圖1b)表示雙臂阿基米德螺旋天線的原理，在天線兩臂中心的起始端施加相位差為180°的饋電方式，A和A′代表λ/π直徑兩端電流正向相反的電流元，經(jīng)半圈后（弧長AA′約為λ/π）又使A、A′有180°的相位差，最終達(dá)到同相輻射的效果。在另一臂上的B點電流元到原點的距離與A點電流元到原點的距離相等，并且兩者方向相同，因此兩者同相；同理可知，B′點電流元與A′點電流元不僅同向也同相。因此，這張傳統(tǒng)天線的主要輻射區(qū)域是圍繞在可以稱之為有效輻射帶的周長近似等于波長λ的螺旋環(huán)帶上。主輻射區(qū)域會伴隨著頻率的變化發(fā)生相應(yīng)的變動，但是其方向圖基本是維持不變的。對于平面阿基米德螺旋天線而言，其螺旋導(dǎo)線的內(nèi)徑2r0對天線的最高工作頻率和阻抗匹配有著影響，一般取為式中：λh為最短工作波長。螺旋導(dǎo)線的外徑2rM取決于最長工作波長，一般取周長為式中：λl為復(fù)合天線輸入阻抗帶寬的最低工作頻率下的波長。由式（4）可知，平面阿基米德螺旋天線的工作頻率越低，λl越大，螺旋導(dǎo)線的外徑2rM越大，從而造成天線的尺寸過大，這與GIS局部放電特高頻檢測對天線小型化的訴求是背道而馳的。螺旋增長率a為通常螺旋增長率a的取值為0.12~1.20，a的取值大小代表著螺旋導(dǎo)線的曲率半徑的大小，兩者呈現(xiàn)正比關(guān)系。對于相同的外徑，螺旋臂總長度大，終端效應(yīng)小，帶寬寬；然而如果a過小，則會造成圈數(shù)過多，這將會大大增加傳輸損耗，因此需要適中選擇。02多頻點寬頻復(fù)合天線特性2.1

復(fù)合天線結(jié)構(gòu)本文設(shè)計的復(fù)合天線由蝶形輻射單元、平面阿基米德螺旋導(dǎo)線以及正弦波狀螺旋導(dǎo)線構(gòu)成，使用指數(shù)漸變的微帶巴倫來進(jìn)行饋電。該復(fù)合天線基于平面阿基米德螺旋天線，再結(jié)合曲流技術(shù)對平面阿基米德螺旋天線進(jìn)行正弦波曲折化的處理，從而實現(xiàn)天線的小型化；采用多個輻射單元技術(shù)，在正弦波狀螺旋導(dǎo)線的終端進(jìn)行蝶形加載，不僅能實現(xiàn)天線的多頻段，還能使得螺旋終端的反射電流大幅降低，從而起到改善螺旋天線的低頻特性的效果，有效地增加帶寬。1）正弦波曲折臂設(shè)計。由式（3）（4）可知，螺旋天線接收的最低工作頻率所對應(yīng)的波長決定阿基米德天線外圈的螺旋臂長，螺旋天線接收的最高工作頻率所對應(yīng)的波長決定阿基米德天線內(nèi)圈的螺旋臂長。本文設(shè)計的復(fù)合天線，在確保天線高頻特性的前提下，其中的螺旋天線內(nèi)6圈仍采用標(biāo)準(zhǔn)的平面阿基米德螺旋導(dǎo)線，但是自第7圈開始對天線作正弦波曲折化處理，從而實現(xiàn)復(fù)合天線的工作帶寬相對均勻地向低頻靠近的效果。另外，為了實現(xiàn)阻抗匹配，本文采用了自互補結(jié)構(gòu)，即阿基米德螺旋導(dǎo)線的寬度與兩條螺旋導(dǎo)線之間的距離相等。2）蝶形輻射單元加載。本文利用不同諧振頻率輻射單元的復(fù)合，在正弦波狀螺旋導(dǎo)線的終端進(jìn)行蝶形加載，不僅能實現(xiàn)天線的多頻段，還能有效增加天線的帶寬。蝶形天線具有剖面低、頻帶寬等特性，張角θ0與臂長l是決定其性能的2個重要因素，圖2所示為蝶形天線的結(jié)構(gòu)。天線的工作頻帶與天線的張角θ0呈現(xiàn)正比關(guān)系，綜合考慮對于天線的小型化要求，其張角θ0值取60°~150°；此外，蝶形天線的臂長l與天線的低頻特性息息相關(guān)，蝶形天線的臂長l增加時，天線的低頻特性也會相應(yīng)變得更加優(yōu)越，根據(jù)經(jīng)驗公式，蝶形輻射單元的臂長為圖2

復(fù)合天線示意Fig.2

Schematicdiagramofcompositeantenna式中：Zc為復(fù)合天線的特性阻抗，為本文根據(jù)仿真優(yōu)化結(jié)果，設(shè)計的復(fù)合天線綜合考慮了天線輻射性能和小型化、寬帶化（包含多頻段）等關(guān)鍵因素，得到復(fù)合天線的各個參數(shù)。復(fù)合天線的螺旋圈數(shù)為8圈，螺旋內(nèi)徑2r0=4mm，螺旋外徑2rM

=105.6mm，螺旋增長率a=0.65，正弦波周期數(shù)n=40，正弦波振幅e=0.6mm，蝶形輻射單元的張角θ0=148.2°，臂長l=94mm。根據(jù)上述參數(shù)采用PCB印刷制作出復(fù)合天線實物，圖3為該復(fù)合天線的輻射面示意，天線輻射面印制在厚度為1.6mm、材質(zhì)為FR4_epoxy的基板上。圖3

復(fù)合天線輻射面Fig.3

Radiationsurfaceofcompositeantenna3）饋電巴倫的設(shè)計。復(fù)合天線是平衡對稱結(jié)構(gòu)，它們通常采用同軸電纜進(jìn)行饋電，然而同軸電纜是不平衡的，因此必須通過巴倫饋電。巴倫不僅能起到不平衡-平衡變換器的作用，同時還兼有阻抗變換的功能。為使用同軸電纜對復(fù)合天線進(jìn)行饋電，本文采用微帶巴倫進(jìn)行饋電，其中微帶巴倫的指數(shù)是漸變的，圖4為該結(jié)構(gòu)示意。微帶線與接地板都為指數(shù)漸變式，如果微帶線的接地板指數(shù)的寬度可以漸變到與上側(cè)微帶線相同，那么就能夠達(dá)到由輸入不平衡端50Ω阻抗到輸出平衡端120Ω阻抗的變換。圖4

指數(shù)漸變微帶巴倫結(jié)構(gòu)示意Fig.4

Schematicdiagramofmicrostripbalunstructurewithexponentialgradient根據(jù)上述已確定的復(fù)合天線尺寸，制作了指數(shù)漸變微帶巴倫，該巴倫印制在FR4_epoxy介質(zhì)基板上，基板的厚度為2mm，巴倫長度為50mm，寬度為26mm，其實物如圖5所示。圖5

指數(shù)漸變微帶巴倫實物Fig.5

Imageofexponentialgradientmicrostripbalun連接制作好的復(fù)合天線與指數(shù)漸變微帶巴倫，饋電方式為射頻連接器SMA-KE直角插座對巴倫，復(fù)合天線的整體實物如圖6所示。圖6

復(fù)合天線實物Fig.6

Imageofcompositeantenna2.2

復(fù)合天線駐波比工程上通常用電壓駐波比（VSWR）來反映天線接收信號的反射，其值為（–∞,1）。圖7是采用天線仿真軟件HFSS得到的復(fù)合天線駐波比曲線（掃頻范圍設(shè)置為0.3~3.0GHz）。圖7

復(fù)合天線仿真駐波比曲線Fig.7

SimulatedVSWRcurveofcompositeantenna從圖7可以看出，復(fù)合天線在頻段范圍0.7~3.0GHz時，其VSWR的值小于5；在頻段范圍0.82~0.87GHz、1.02~1.33GHz、1.62~2.01GHz、2.50~2.78GHz時，其VSWR值小于2。圖8為實測復(fù)合天線及小型化螺旋天線駐波比曲線，測試結(jié)果顯示，在頻段范圍0.75~0.9GHz、1.23~1.48GHz、1.78~2.12GHz、2.42~2.79GHz時，復(fù)合天線的VSWR值小于2，且具有較寬的頻帶范圍，能夠有效地實現(xiàn)對放電信號的接收。對比圖7和圖8，可以看出復(fù)合天線在1GHz頻段以下的實測結(jié)果優(yōu)于仿真結(jié)果，實測結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致；復(fù)合天線駐波比實測結(jié)果優(yōu)于小型化螺旋天線實測結(jié)果，這驗證了天線設(shè)計的合理性。圖8

天線實測駐波比曲線Fig.8

MeasuredVSWRcurveofcompositeantenna2.3

復(fù)合天線方向圖輻射方向圖代表了復(fù)合天線在不同輻射和接收方向上的相對強度。因為復(fù)合天線具有軸向的旋轉(zhuǎn)對稱性，所以本文只測試了復(fù)合天線在如圖9所示的6個頻點上的輻射方向圖，方向圖以極坐標(biāo)的形式表示。圖9顯示了復(fù)合天線在不同中心頻率下天線E面（phi=0°）和H面（phi=90°）的輻射方向圖。由輻射方向圖可知，天線在整個頻段范圍內(nèi)，都擁有著較好的雙向輻射特性；E面方向圖和H面方向圖分別呈現(xiàn)出近似8字形和圓形，這說明該復(fù)合天線在水平方向是全向的，能夠滿足天線對方向性的要求；此外，復(fù)合天線的方向圖在頻率升高的過程中發(fā)生了畸變，可能是由于在頻率升高的過程中，復(fù)合天線在工作過程中，可以接收和輻射更高頻次的電磁波模。圖9

復(fù)合天線的輻射方向圖Fig.9

Radiationpatternofcompositeantenna2.4

復(fù)合天線增益表1為復(fù)合天線和小型化螺旋天線的實測增益對比結(jié)果記錄表，由表可知，增益的數(shù)值與電磁波頻率總體呈正比關(guān)系，從300MHz的–24.2dB增大到3GHz的6.5dB。一般說來增益越大，復(fù)合天線對局部放電特高頻微弱信號的檢測靈敏度就越高。表1

增益測試記錄Table1

Recordofgaintest03復(fù)合天線實測研究本文搭建了252kV的GIS局部放電實驗平臺對復(fù)合天線檢測超高頻局放信號的性能進(jìn)行驗證，試驗系統(tǒng)主要包括：252kVGIS模型、250kV局放電源、寬頻帶示波器、特高頻天線傳感器。為了模擬GIS的針-板局部放電模型，在高壓導(dǎo)桿上放置金屬尖刺突出物，并且在GIS中充入壓強為0.4MPa的SF6氣體，缺陷模型及安裝示意如圖10所示，圖11為GIS局放實驗的接線。圖10

GIS高壓導(dǎo)體表面針板放電模型Fig.

10PinplatedischargemodelofGIShighvoltageconductorsurface圖11

局部放電試驗接線示意Fig.11

Wiringdiagramofpartialdischargetest本文使用多頻點復(fù)合天線與外置小型化螺旋天線進(jìn)行對比測試，將它們均放置于盆式絕緣子處。小型化螺旋天線尺寸為132.6×97.0×51.0mm，復(fù)合天線尺寸較小，僅為114.0×96.0×51.0mm。當(dāng)對GIS缺陷模型加壓至30.2kV時，圖12為同時使用2種天線接收到的局放信號波形，其中復(fù)合天線所測得信號幅值為51.7mV，小型化平面螺旋天線所測得信號幅值為61.3mV。相比小型化平面螺旋天線，復(fù)合天線檢測到的局部放電信號的幅值稍小。本文設(shè)計的復(fù)合天線檢測頻帶比小型化平面螺旋天線寬，能夠接受UHF信號中更多頻帶的能量，但是各頻段下電磁波折反射的能量較小。復(fù)合天線可以清晰有效地檢測到GIS設(shè)備中的局部放電信號，并且其信噪比較高，能夠有效地辨別噪聲干擾和局放信號，能夠滿足UHF信號檢測要求。圖12

實測的UHF信號波形Fig.12

MeasuredUHFsignalwaveform

04結(jié)論本文通過研究檢測GIS局部放電的多頻點寬頻復(fù)合天線，得到結(jié)論：1）采用曲流技術(shù)對阿基米德天線雙臂進(jìn)行正弦波曲折化處理可以延長天線臂的有效電長度，從而實現(xiàn)天線的小型化設(shè)計；采用多個輻射單元技術(shù)，在正弦波狀螺旋導(dǎo)線的終端進(jìn)行蝶形加載，可以拓寬帶寬，實現(xiàn)多頻；復(fù)合天線構(gòu)造簡單，尺寸較小，僅為114.0×96.0×51.0mm。2）復(fù)合天線可以同時滿足小型化、高增益和多頻帶的特性要求，在0.75~0.0.9GHz、1.23~1