并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)節(jié)型SRD軟開關(guān)功率變換器

第二章并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)節(jié)型SRD軟開關(guān)功率變換器近年來，軟開關(guān)技術(shù)在DC-DC變換器以及三相PWM逆變器方面的應(yīng)用研究已比較深入[91-94]。而在具有典型開關(guān)特性的SRD系統(tǒng)中，軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用研究卻相對(duì)較少，國內(nèi)只見有個(gè)別文獻(xiàn)報(bào)道[85]。為了克服硬開關(guān)方式給SRD系統(tǒng)帶來的負(fù)面影響，提高自身可靠性、適應(yīng)愈來愈嚴(yán)格的EMC要求，更好地發(fā)揮其自身的優(yōu)勢(shì)，本章從分析典型SRD功率電路的特性入手，探究適用于這些SRD功率電路的軟開關(guān)方案，提出一種新型軟開關(guān)SRD功率電路拓?fù)洹⒙?lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)節(jié)型SRD功率變換器，著重介紹這種變換器的主電路拓?fù)?、適用范圍及軟開關(guān)機(jī)理，并對(duì)其工作模式做了詳細(xì)分析。2.1SRD功率變換器特點(diǎn)及軟開關(guān)方案的確定在三相交流異步電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)中，由于三相異步電動(dòng)機(jī)對(duì)外而言具有統(tǒng)一的形式，所以其逆變橋具有標(biāo)準(zhǔn)的六管結(jié)構(gòu)，相應(yīng)的軟開關(guān)三相逆變器易形成統(tǒng)趨于一致的電路拓?fù)?。根?jù)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的輔助諧振電路位置不同，軟開關(guān)三相逆變器的拓?fù)湫问接袃纱箢悾阂活愂窃谟查_關(guān)三相逆變器的逆變橋和直流電源間加入一個(gè)由輔助功率開關(guān)器件、輔助諧振電感和緩沖電容構(gòu)成的輔助諧振電路，稱作諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[74]；另一類將輔助諧振電路接在硬開關(guān)三相逆變器的逆變橋輸出端，稱為極諧振型逆變器[5]。但是在開關(guān)型磁阻電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)中，因?yàn)镾RM的種類和形式多種多樣，相應(yīng)的功率變換器也五花八門，所以，考慮到通用性，類似極諧振型逆變器那樣在變換器與電動(dòng)機(jī)之間插入輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的做法不可取。進(jìn)一步的研究表明，在多種形式的SRD功率電路中，如圖1-3(a)～(d)所示不對(duì)稱半橋型、公共開關(guān)型、H橋型和電容裂相型等拓?fù)湫问綉?yīng)用最為廣泛[15]，這些電路拓?fù)涞牟煌幹饕请姍C(jī)相數(shù)（橋臂數(shù)）、相繞組續(xù)流路徑和控制相序，而變換器輸入端均相同、每個(gè)橋臂中電機(jī)繞組與開關(guān)器件均呈串聯(lián)關(guān)系。鑒于此，本文提出如圖2-1所示在相繞組開關(guān)電路與三相整流橋之間增加諧振直流環(huán)節(jié)并給相繞組開關(guān)并聯(lián)緩沖電容，以此來實(shí)現(xiàn)SRD中功率器件的軟開關(guān)具有較強(qiáng)的通用性。2.2并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)節(jié)型SRD功率變換器主電路拓?fù)浼疤攸c(diǎn)圖2-2為根據(jù)圖2-1方案構(gòu)想的一種SRD軟開關(guān)功率變換器主電路拓?fù)?，其中虛線框外部分為三相橋式整流和電容濾波電路，左邊虛線所框部分為諧振直流環(huán)節(jié)，右邊虛線框中為SRM相繞組開關(guān)電路。因?yàn)橹C振直流環(huán)節(jié)中的諧振元件Lr，Cr呈并聯(lián)形式接于直流母線間，并且不是總處于諧振狀態(tài)，所以稱之為并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)節(jié)（ParallelQuasiResonantDCLink,簡稱PQRDCL），將整個(gè)電路稱為PQRDCL型SRD功率變換器。圖2-2中Va1，Va2，Va3及VDa1，VDa2，VDa3為構(gòu)成輔助諧振電路的開關(guān)器件和二極管。右邊虛線框中的開關(guān)器件V1～V6及二極管VD1～VD6構(gòu)成不對(duì)稱半橋式SRM相繞組控制電路，每個(gè)相開關(guān)都并聯(lián)有緩沖電容器C1～C6。各相開關(guān)并聯(lián)電容后，因電容電壓不能突變，所以它們?cè)谌魏螘r(shí)刻關(guān)斷均為零電壓軟關(guān)斷。插入PQRDCL電路的目的是為相開關(guān)開通提供零電壓間隙，對(duì)該電路的要求是必須保證電路在任何時(shí)刻都能受控諧振，且不受相開關(guān)狀態(tài)的影響，使得母線電壓過零時(shí)間易控制，便于與相開關(guān)的控制策略同步。本電路拓?fù)溆幸韵绿攸c(diǎn)：（1）相開關(guān)在任何時(shí)候關(guān)斷均屬零電壓關(guān)斷，只需控制輔助諧振電路為相開關(guān)的零電壓開通提供諧振槽即可，控制簡單，母線電壓利用率高。（2）PQRDCL電路的諧振不受相開關(guān)狀態(tài)的影響，適用范圍廣，且可在任意時(shí)刻起振而形成諧振槽，易于和相繞組控制策略同步。（3）諧振電感不在直流母線上，僅作為諧振過零時(shí)的儲(chǔ)能元件，所以電感上的功率損耗小。（4）所有功率開關(guān)器件所承受的電壓均未超過直流電源電壓值。圖2-2中的輔助諧振電路還適用于SRD的公共開關(guān)型、H橋型、精簡橋式三種相開關(guān)電路，但同樣需要在各個(gè)相開關(guān)上并聯(lián)緩沖電容器，如圖2-3所示。2.3PQRDCL型SRD功率變換器軟開關(guān)工作機(jī)理2.3.1相開關(guān)零電壓開通原理因?yàn)槊總€(gè)相開關(guān)都并聯(lián)了緩沖電容器，所以它們?cè)谌魏螘r(shí)候關(guān)斷都屬于ZVS軟關(guān)斷。下面分別分析四種電路拓?fù)涞南嚅_關(guān)零電壓開通原理。（1）不對(duì)稱半橋型電路軟開通原理不對(duì)稱半橋型電路對(duì)SRM繞組的控制有單管斬波（非能量回饋式）和雙管斬波（能量回饋式）兩種方式[95]。單管斬波又分為上臂開關(guān)斬波和下臂開關(guān)斬波兩種情況，以對(duì)繞組Lph1的控制為例，上、下臂單管斬波方式下的續(xù)流路徑分別如圖2-4（a）、（b）所示。圖2-4（a）中V2保持通態(tài)，V1處于斷態(tài)（即將開通），相繞組經(jīng)VD1和V2續(xù)流，因VD1正向?qū)?，忽略管壓降，故有?-1）又因PQRDCL產(chǎn)生諧振槽使母線電壓為零即（2-2）由式（2-1）和（2-2）得（2-3）即器件V1集-射極之間電壓為零，此時(shí)觸發(fā)V1開通即為ZVS軟開通。在圖2-4（b）中，V1保持通態(tài)，V2處于斷態(tài)（即將開通），相繞組Lph1經(jīng)VD2和V1續(xù)流，因VD2正向?qū)?，故有?-4）再結(jié)合（2-2）式，有（2-5）即器件V2集-射極之間電壓為零，此時(shí)觸發(fā)V2開通也為ZVS軟開通。雙管斬波方式時(shí)的相繞組續(xù)流路徑如圖2-4（c）所示，V1，V2同時(shí)由斷態(tài)準(zhǔn)備開通，繞組Lph1通過VD1，VD2續(xù)流，由于VD1，VD2均正向?qū)?，從而有，?-6）當(dāng)PQRDCL諧振迫使P，N兩點(diǎn)電位相等，即滿足式（2-2）時(shí)，由式（2-2）及式（2-4）得（2-7）即V1，V2集-射極電壓均為零，此時(shí)讓V1，V2開通均為ZVS軟開通。當(dāng)相開關(guān)由斷態(tài)準(zhǔn)備開通時(shí)，還存在相繞組電流已衰減為零的情況（如在換相時(shí)），因PQRDCL諧振迫使母線電壓為零，同時(shí)相開關(guān)所并電容上的能量也已釋放，而繞組電感電流又不能突變，所以此時(shí)的開通動(dòng)作屬ZVS兼ZCS軟開通。（2）公共開關(guān)型電路軟開通原理在公共開關(guān)型電路中，各相開關(guān)由頻率較低的SRM轉(zhuǎn)子位置信號(hào)控制，公共開關(guān)Vc由頻率較高的PWM信號(hào)控制。因公共開關(guān)的負(fù)擔(dān)本就比較重，為減輕公共開關(guān)的負(fù)擔(dān)，盡量避免電機(jī)繞組通過公共開關(guān)續(xù)流，最終的Vc控制信號(hào)由各相開關(guān)控制信號(hào)和根據(jù)調(diào)速需要產(chǎn)生的初始PWM信號(hào)共同生成，信號(hào)邏輯關(guān)系如圖2-5所示，圖2-6是波形示意圖。圖中PWM1為初始PWM信號(hào)，SV1～SV3分別為相開關(guān)V1～V3的控制信號(hào)，PWM2為最終有效的公共開關(guān)控制信號(hào)。這樣就保證了只有相開關(guān)導(dǎo)通期間公共開關(guān)才可能導(dǎo)通，從而使得公共開關(guān)型拓?fù)涿肯嗬@組只有兩種續(xù)流路徑，如圖2-7所示。圖2-7（a）所示為相開關(guān)V1開通，公共開關(guān)Vc處于斷態(tài)準(zhǔn)備開通的情況，此時(shí)繞組Lph1經(jīng)VDc和V1續(xù)流。因VDc正向?qū)?，所以M，N兩點(diǎn)電位近似相等，又有PQRDCL諧振迫使母線電壓為零即UP=UN，因此有UP=UM，即Vc集電極和發(fā)射極電位相等，滿足ZVS軟開通條件。若恰逢公共開關(guān)和下臂開關(guān)同時(shí)關(guān)斷準(zhǔn)備導(dǎo)通（此即換相的情形），則對(duì)應(yīng)續(xù)流路徑如圖2-7（b），從電源負(fù)極開始，經(jīng)VDc，Lph1，VD1到電源正極，因VDc，VD1均正向?qū)?，所以M，N兩點(diǎn)電位、P，O兩點(diǎn)電位分別近似相等，當(dāng)PQRDCL諧振迫使P，N兩點(diǎn)等電位時(shí)，顯然有UPM=UON=0，此時(shí)開通Vc，V1均為ZVS動(dòng)作。（3）H橋型電路軟開通原理參照?qǐng)D2-3（b），H橋型變換器對(duì)SRM相繞組的供電采用兩相同時(shí)通電的方式，按相繞組通電或續(xù)流的輪換順序?qū)Q相過程劃分為如圖2-8所示的S1～S4四個(gè)階段。S1：V1在S4階段中已開通并保持通態(tài)，V4由通態(tài)轉(zhuǎn)為斷態(tài)，V2由斷態(tài)轉(zhuǎn)為通態(tài)，Lph1，Lph2通電，Lph4續(xù)流。S2：V2保持通態(tài)，V1關(guān)斷V3開通，Lph2，Lph3通電，Lph1續(xù)流。S3：V3保持通態(tài)，V2關(guān)斷V4開通，Lph3，Lph4通電，Lph2續(xù)流。S4：V4保持通態(tài)，V3關(guān)斷V1開通，Lph4，Lph1通電，Lph3續(xù)流。在上述換相過程中，因每個(gè)相開關(guān)均是斷開后隔一個(gè)階段才再次開通，多數(shù)情況下欲開通相的續(xù)流已結(jié)束，若仍有殘余電流，則續(xù)流路徑如圖2-9所示。圖2-9（a）給出狀態(tài)S3向S4過渡期間，即V3已關(guān)斷V1即將開通但尚未開通時(shí)Lph1還有殘余電流的情況，此時(shí)只有器件V4處于通態(tài)，Lph1沿回路“Lph1→Lph4→V4→VD1→Lph1”續(xù)流。因VD1正向?qū)ㄊ沟肬A=UN，再由PQRDCL諧振迫使UP=UN，所以有UP=UA，保證了V1能夠以ZVS方式軟開通。圖2-9（b）為狀態(tài)S4向S1過渡時(shí)V4已關(guān)斷V2尚未開通時(shí)，繞組Lph2中剩余電流的續(xù)流情況。此時(shí)只有器件V1處于通態(tài)，Lph2續(xù)流路徑為：Lph2→VD2→V1→Lph1→Lph2，因?yàn)閂D2正向?qū)ㄊ沟肬B=UP，再由PQRDCL諧振迫使UP=UN，從而UB=UN，所以V2能夠以ZVS方式軟開通。圖2-9（c）所示為狀態(tài)S1向S2過渡過程中V1已關(guān)斷V3尚未開通時(shí)，繞組Lph3的續(xù)流情況，此時(shí)V2保持導(dǎo)通狀態(tài)，繞組Lph3沿路徑“Lph3→Lph2→V2→VD3→Lph3”續(xù)流。因?yàn)閂D3正向?qū)ㄊ沟肅點(diǎn)電位UC=UN，又因PQRDCL諧振使UP=UN，從而UP=UC，這樣，V3就能以ZVS方式軟開通。在S2到S3過渡期間，V2已關(guān)斷V4即將開通時(shí)，繞組Lph4的續(xù)流路徑如圖2-9（d）所示，可見，只有器件V3處于通態(tài)，其續(xù)流沿“Lph4→VD4→V3→Lph3→Lph4”形成的回路。因VD4正向?qū)ㄊ沟肈點(diǎn)電位UD=UP，再由PQRDCL諧振迫使UP=UN，從而UD=UN，確保V4能夠以ZVS方式軟開通。在SRM起動(dòng)時(shí)或低速運(yùn)行情況下，需要采用電流斬波控制（CurrentChoppedControl,簡稱CCC）方式把電流值控制在安全范圍之內(nèi)，在某一階段內(nèi)可選擇單管斬波或雙管斬波方式。以S2階段為例，雙管斬波即V2，V3同時(shí)通斷。圖2-10（a）所示為V2，V3同時(shí)由斷態(tài)即將開通時(shí)Lph2，Lph3的續(xù)流路徑：由直流母線負(fù)極開始，途經(jīng)VD3，Lph3，Lph2，VD2后，回到直流母線正極。因VD2，VD3均正向?qū)ǎ视蠻P=UK，UM=UN，當(dāng)PQRDCL諧振使母線電壓為零即UP=UN時(shí)，顯然有UK=UN，UP=UM，于是V2，V3均能以ZVS方式軟開通。單管斬波時(shí)可以讓上臂開關(guān)維持通態(tài)，控制下臂開關(guān)斬波，也可保持下臂開關(guān)導(dǎo)通而上臂開關(guān)斬波。圖2-10（b）,（c）分別示出S2階段這兩種單管斬波時(shí)的續(xù)流情況，由圖2-10（b）可見，當(dāng)V2斬波時(shí)因VD2正向?qū)ㄊ筓K=UP，又有諧振環(huán)節(jié)使得UP=UN，所以V2集-射極間電壓UKN=0，保證了V2的ZVS軟開通。同理，圖2-10（c）中，因VD3正向?qū)ǘ鳸M=UN，因PQRDCL諧振而UP=UN，從而UP=UM，從而V3單管斬波時(shí)也以ZVS軟開通。（4）精簡橋式電路相開關(guān)軟開通原理精簡橋式電路是在不對(duì)稱半橋式電路基礎(chǔ)上改進(jìn)的結(jié)果。因?yàn)槔@組和開關(guān)IGBT為串聯(lián)關(guān)系，只有每相繞組所串的兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通才能給繞組供電，這樣讓每個(gè)上臂開關(guān)分別和兩個(gè)下臂開關(guān)配合（或者說每個(gè)下臂開關(guān)分別與兩個(gè)上臂開關(guān)配合）控制兩個(gè)相繞組，就可達(dá)到分時(shí)復(fù)用每個(gè)開關(guān)的目的，從而使開關(guān)數(shù)量減半。但每兩個(gè)開關(guān)對(duì)一相繞組的控制方式和不對(duì)稱半橋拓?fù)渲械目刂品绞揭粯?，換相過程和斬波過程中續(xù)流規(guī)律也相仿，圖2-11給出V1，V3對(duì)繞組Lph1控制時(shí)的續(xù)流情況。由圖2-11（a）所示的雙管同時(shí)斬波的續(xù)流路徑知：VD1，VD3均正向?qū)?，于是UA=UN，UB=UP，當(dāng)諧振直流環(huán)節(jié)產(chǎn)生諧振槽期間UP=UN，所以就有UA=UP，UB=UN，這時(shí)V1，V3就可以ZVS方式軟開通。圖2-11（b）為V3導(dǎo)通期間V1由截止向開通過渡瞬間Lph1中電流回路，可見此時(shí)VD1正向?qū)?，故UA=UN，又因PQRDCL諧振使UP=UN，從而V1集-射電壓UPA=0，因此V1為ZVS軟開通。圖2-11（c）是保持V1導(dǎo)通而由V3斬波時(shí)的情況，VD3正向?qū)ㄊ筓B=UP，而PQRDCL諧振使UP=UN，故UB=UN，因此V3為ZVS軟開通。2.3.2PQRDCL型軟開關(guān)變換器諧振工作模式分析以圖2-2所示不對(duì)稱半橋變換器為例分析PQRDCL型電路的諧振工作模式，設(shè)采用單管斬波方式，考慮對(duì)繞組Lph1的控制過程：V2保持開通，V1在PWM信號(hào)控制下不停地通斷以調(diào)節(jié)Lph1中的電流iph1，與此同時(shí)，輔助開關(guān)管Va1，Va2，Va3受諧振時(shí)序控制而通斷，協(xié)助Cr，Lr完成諧振，給V1軟開通創(chuàng)造零電壓條件。因與Cr相比，相開關(guān)所并緩沖電容的容量極小，忽略其對(duì)相電流的影響，設(shè)所有開關(guān)器件及二極管均為理想元件，若將V1從一次關(guān)斷到下一次關(guān)斷定義為一個(gè)斬波周期，圖2-12所示為一個(gè)斬波周期的控制時(shí)序及準(zhǔn)諧振波形，其中sVa1為Va1的觸發(fā)信號(hào)，sVa2為Va2，Va3共同的觸發(fā)信號(hào)，sV1為V1的觸發(fā)信號(hào)；iLr為諧振電感電流，uCr為諧振電容電壓。圖2-13給出變換器處于不同工作模式下的等效電路，圖中忽略電源輸出波動(dòng)，用恒壓源Ud代替整流濾波后的直流電源，實(shí)線所示為相應(yīng)模式下的有效路徑。模式a：[～t1]在t1時(shí)刻前，sVa2=0，Va2，Va3處于關(guān)斷狀態(tài)，iLr=0，uLr=0，uCr=Ud，準(zhǔn)諧振電路處于靜止?fàn)顟B(tài)；sVa1>0，sV1>0，Va1，V1，V2均處于通態(tài)，直流電源Ud給相繞組Lph1供電，流過電流iph1，等效電路如圖2-13(a)所示。模式b：[t1～t2]t1時(shí)刻令sV1=0，關(guān)斷V1，則相繞組Lph1續(xù)流，續(xù)流路徑為：Lph1右端→V2→VD2→Lph1左端，等效電路如圖2-13(b)。模式c：[t2～t3]如圖2-13(c)，在t2時(shí)刻令sVa2>0，Va2，Va3觸發(fā)導(dǎo)通，因電感電流不能突變，所以器件Va2，Va3為零電流軟開通。從t2時(shí)刻起，在電壓Ud作用下，電流iLr從零開始增加，給Lr儲(chǔ)能，直到t3時(shí)刻達(dá)預(yù)設(shè)值I1，Lr中積蓄了足夠能量。回路的S域運(yùn)算電路如圖2-14，電流的S域表達(dá)式為（2-8）求拉普拉斯逆變換得區(qū)間[t2，t3]內(nèi)電流表達(dá)式（2-9）將iLr(t3)=I1代入（2-9）可得電感預(yù)儲(chǔ)能所用時(shí)間（2-10）模式d：[t3～t4]t3時(shí)刻關(guān)斷Va1，因電壓uCr一直保持Ud且不能突變，使Va1端電壓為零，故該動(dòng)作屬零電壓軟關(guān)斷。Va1關(guān)斷后，為了維持電感電流iLr連續(xù)，電容Cr上電荷經(jīng)Lr釋放，諧振元件Cr，Lr開始經(jīng)Va2，Va3諧振，其初值為iLr(t3)=I1，uCr(t3)=uLr(t3)=Ud，等效電路如圖3-13(d)。電壓uCr依諧振規(guī)律下降，電流iLr則依諧振規(guī)律增加，直至t4時(shí)刻uCr降為零，iLr上升到I2，諧振結(jié)束，母線電壓開始進(jìn)入諧振槽，電路自然過渡到模式e。忽略Lr內(nèi)阻，模式d階段電路的S域運(yùn)算模型如圖3-15所示。相應(yīng)的拉普拉斯方程為（2-11）由方程（3-11）可得（2-12）（2-13）反變換后得區(qū)間[t3，t4]內(nèi)諧振電流和電壓（2-14）（2-15）式中（諧振角頻率），．將uCr(t4)=0代入式（3-15）可求得諧振時(shí)間為（2-16）再將（2-16）代入（2-15）式得電流峰值（2-17）模式e[t4～t5]當(dāng)uCr=0時(shí)，二極管VDa2，VDa3導(dǎo)通，Lr中的電流經(jīng)Va2，VDa2及Va3，VDa3所形成的兩個(gè)環(huán)路續(xù)流，如圖3-13（e），并維持，（設(shè)回路損耗很小可忽略）。此間母線電壓，已為開關(guān)V1的零電壓開通做好準(zhǔn)備。模式f[t5～t6]t5時(shí)刻觸發(fā)V1開通，屬零電壓軟開通。V1開通后，因?yàn)閡PN=0，VD1，VD2均正向?qū)?，故相繞組電流iph1沿V2，Lph1，VD2及VD1，Lph1，V1形成的兩個(gè)環(huán)路續(xù)流并逐漸減小，如圖2-13（f）。模式g[t6～t7]t6時(shí)刻關(guān)斷Va2，Va3，因且不能突變，同時(shí)VDa2，VDa3正向?qū)?，保證了此關(guān)斷過程為ZVS方式。Va2，Va3關(guān)斷后，iLr經(jīng)VDa2，VDa3流入母線，其中一部分進(jìn)入相繞組Lph1，一部分給Cr充電，電路再次諧振，如圖2-13（g）。uCr逐漸上升，到t7時(shí)刻上升到Ud，iLr下降到I3。此過程中電路初值iLr=I2，uCr=0，電路的S域運(yùn)算模型如圖2-16所示，式（2-18）為對(duì)應(yīng)的S域方程。（2-18）由（2-18）式求得（2-19）（2-20）求反變換可得電感電流時(shí)域表達(dá)式（2-21）電容電壓時(shí)域表示（2-22）將代入式（2-22）可求出該區(qū)間長度（2-23）將（2-23）代入式（2-21）求得t7時(shí)刻電流值（2-24）模式h[t7～t8]到t7時(shí)刻母線電壓升至Ud后，VDa1導(dǎo)通，iLr中的一部分經(jīng)VDa1流向Ud，Va1端電壓被箝位到近似為零，此時(shí)開通Va1顯然屬ZVS軟開通。Va1開通后，電源Ud開始通過Va1向相繞組Lph1提供電流，電感中剩余的電流也流向相繞組，如圖2-13（h）。在恒定電壓Ud下，iLr線性減小直至t8時(shí)刻衰減為零，此后相繞組電流全部由電源Ud供給，電路工作狀態(tài)又回到模式a。與模式c相仿，易知模式h電流變化規(guī)律為（2-25）從而該區(qū)間長度為（2-26）2.4準(zhǔn)諧振時(shí)間的構(gòu)成及其影響因素從上一節(jié)可知，從相開關(guān)斷開的模式b到模式h結(jié)束準(zhǔn)諧振構(gòu)成一個(gè)完整的狀態(tài)更迭周期，略去模式b（相開關(guān)斷開到輔助諧振電路啟動(dòng)）所用時(shí)間，有（2-27）由此可確定相開關(guān)工作的最高頻率不能超過（2-28）Tr中除Δt3可根據(jù)實(shí)際需要在一定范圍內(nèi)調(diào)整外，其它時(shí)間段由電源電壓、諧振元件參數(shù)、負(fù)載電流及電流預(yù)設(shè)值I1等因素確定。由式（2-10）知，決定Δt1大小的是Lr，I1，Ud三個(gè)變量，其中Ud在系統(tǒng)設(shè)計(jì)之初首先被確定，而當(dāng)Ud固定后，Lr，I1與Δt1成正比，其中電流預(yù)設(shè)值I1可在一定范圍內(nèi)變化，原則是使Lr預(yù)先儲(chǔ)能足夠大，確保在母線零電壓期[t4，t6]結(jié)束后能維持電機(jī)繞組電流的連續(xù)，同時(shí)能夠給Cr充電使UCr≥Ud以完成諧振?？梢姡琁1大小與電機(jī)繞組電流緊密相關(guān)，要求I1取值應(yīng)大于相開關(guān)切換瞬間的負(fù)載電流值并留出給電容Cr充電的余量，但I(xiàn)1太大會(huì)導(dǎo)致輔助諧振回路中開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗增大，同時(shí)也使得Lr的容量和損耗增加，在Lr不變的情況下還會(huì)使Δt1增大，直接犧牲最高頻率。因此，I1的大小需要綜合考慮主開關(guān)器件工作頻率要求、電機(jī)容量（繞組電流）以及諧振電路效率等多種因素。為簡化控制，I1可取大于繞組電流最大值的某一值，待諧振完成后再將多余的儲(chǔ)能回饋電源和傳遞給電機(jī)繞組。對(duì)Δt2而言，由式（2-16）可知（2-29）（2-29）式表明，Δt2總是小于元件Lr，Cr自然諧振周期的1/4，可見，與Δt1相比，Δt2在Tr中所占比重非常小，對(duì)fmax影響甚微。Δt4跟電機(jī)繞組電流有一定關(guān)系，但由式（2-23）易知（2-30）可見Δt4同樣不會(huì)超過元件Lr，Cr自然諧振周期的1/4，對(duì)fmax影響也很小。由（2-26）、（2-17）及（2-24）式可得（2-31）所以Δt5最終由Lr，Cr，Ud，I1和iph1五個(gè)參量決定，其值小于Δt1，但在Tr中所占比重也較大。設(shè)能將Cr電壓由0充到Ud所對(duì)應(yīng)的電感電流為IΔ,略去損耗，據(jù)能量守恒定律有（2-32）由式（2-32）可得（2-33）如取電源Ud=536V，諧振元件Lr=5.1μH，Cr=0.1μF，由式（2-33）可算得，設(shè)繞組電流ipmax=240A，則電感儲(chǔ)能預(yù)設(shè)值I1≥IΔ+iph1=315A，進(jìn)一步可求出其它參數(shù)，匯總?cè)绫?-1。表2-1一組PQRDCL電路參數(shù)Table2-1AsetofcircuitparametersofPQRDCLcircuit參數(shù)/單位Z0/Ωω0/rad/sI1/AI2/AI3/AΔt1/μsΔt2/μsΔt4/μsΔt5/μs參數(shù)值7.141400280315323.8277.42.9970.1670.792.64設(shè)Δt3=5μs，則完成一次準(zhǔn)諧振所需時(shí)間為Tr=11.594μs，適用頻率上限fmax=86.25kHz，從表2-1也可看出，兩個(gè)諧振期時(shí)間Δt2，Δt4均極少，Δt1，Δt5及Δt3是構(gòu)成Tr的主要成份。2.5PQRDCL型SRD功率變換器數(shù)字仿真圖2-17是并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)節(jié)型軟開關(guān)SRD功率變換器控制示意圖。由圖可知，相開關(guān)控制邏輯及驅(qū)動(dòng)模塊首先通過檢測(cè)SRM轉(zhuǎn)子位置確定換相時(shí)刻，再根據(jù)繞組電流控制PWM占空比，兩者相結(jié)合生成功率變換器所需的6路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，控制功率開關(guān)器件的動(dòng)作；諧振時(shí)序邏輯及驅(qū)動(dòng)模塊則據(jù)來自相開關(guān)控制邏輯及驅(qū)動(dòng)模塊的信號(hào)生成PQRDCL電路所需的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，控制諧振電路的動(dòng)作。在用PSPICE軟件對(duì)PQRDCL型SRM功率電路進(jìn)行數(shù)字仿真中，為簡化系統(tǒng)模型，用RL串聯(lián)代替電機(jī)繞組。首先，在取定的一組諧振電路和電機(jī)繞組參數(shù)下對(duì)諧振控制時(shí)序進(jìn)行調(diào)節(jié)，觀測(cè)諧振波形的變化情況；其次觀察電機(jī)繞組參數(shù)改變時(shí)諧振波形的變化，以考察電路的適用范圍和特性。2.5.1諧振仿真波形分析及相開關(guān)開通時(shí)刻調(diào)節(jié)在表2-2所示的一組電路參數(shù)下，保持諧振輔助開關(guān)Va1，Va2，Va3的通斷時(shí)刻不變，調(diào)節(jié)相開關(guān)開通時(shí)刻，圖2-18、圖2-19分別給出相開關(guān)靠前和靠后開通時(shí)所對(duì)應(yīng)的仿真波形。表2-2第一組PQRDCL電路仿真參數(shù)Table2-2FirstgroupofPQRDCLcircuitparametersforsimulation參數(shù)/單位Ud/VLr/μHCr/μFLph1～Lph3/mHRph1～Rph3/ΩC1～C6/μF參數(shù)值5365.10.11520.01圖中SV1為相開關(guān)控制信號(hào)，SVa1為輔助開關(guān)Va1的控制信號(hào)，SVa2為輔助開關(guān)Va2，Va3的控制信號(hào)，iLr，UCr分別為諧振電感電流和電容電壓。由此兩幅圖可見，首先是SV1低電平到來關(guān)斷V1，稍后SVa2，SVa3由低電平變?yōu)楦唠娖?，Va2，Va3使Va2和Va3開通，iLr隨即從零開始線性增長，直到SVa1變?yōu)榈碗娖绞筕a1關(guān)斷，經(jīng)短暫的諧振后，uCr降為零而進(jìn)入低電壓箝位期。此后iLr維持最大值，uCr保持零值直到SVa2，SVa3低電平到來使Va2，Va3關(guān)斷。在從母線電壓進(jìn)入低電平期到Va2，Va3關(guān)斷之前的這段時(shí)間內(nèi)，SV1變?yōu)楦唠娖绞沟肰1以零電壓方式開通。Va2，Va3關(guān)斷后電路又開始諧振并給電容充電，uCr隨之上升到電源電壓值，然后SVa1高電平到來觸發(fā)Va1導(dǎo)通，隨后，iLr呈線性衰減直至為零。比較兩圖能夠發(fā)現(xiàn)，盡管后者比前者的SVa1滯后4μs，兩種時(shí)序下的諧振波形還是基本相同，說明相開關(guān)切換時(shí)刻落在母線電壓為零期[t4，t6]任意一點(diǎn)均可，而該區(qū)間長度又可通過調(diào)節(jié)Va2的關(guān)斷時(shí)刻加以控制。2.5.2正常諧振時(shí)各開關(guān)器件的電壓電流波形圖2-20～圖2-23分別為在圖2-19時(shí)序下各輔助開關(guān)和相開關(guān)切換過程中開關(guān)器件的電壓、電流波形。圖2-20中SVa1，uce1，ic1分別為輔助開關(guān)Va1的控制信號(hào)和電壓、電流波形，在t=200.184ms時(shí)SVa1低電平到來，ic1是在uce1保持為零的情況下迅速下降為零，然后uce1才由零值上升，圖2-21為Va1關(guān)斷時(shí)的時(shí)間軸局部放大圖，由此清晰可見零電壓關(guān)斷的過程；而在t=200.19118ms時(shí)刻SVa1高電平到來時(shí)，ic1和uce1均為零值，稍后才有ic1從零開始逐漸增大，顯然為零電壓兼零電流開通。因器件Va2，Va3的端電壓和電流波形完全相同，故只給出Va2通斷過程的情況，如圖2-22所示。其中SVa2為Va2的控制信號(hào)，uce2，ic2分別為Va2的電壓和電流波形，可見，當(dāng)t=200.180msSVa2高電平到來時(shí)，ic2先保持為零，待uce2降為零后ic2才由零逐漸增加，屬零電流軟開通；而當(dāng)t=200.190ms，SVa2電平由高變低時(shí)，則是ic2先降為零而后uce2才從零開始上升，屬零電壓軟開通。圖2-23中SV1，uce和ic分別為相開關(guān)V1的控制信號(hào)和電壓、電流波形。因相開關(guān)所并緩沖電容非常小，所以t=200.175ms時(shí)的關(guān)斷過程電壓上升斜率較大，將虛線圈出部分在時(shí)間軸上放大后如圖圖2-24所示，可以看出，當(dāng)SV1低電平到來后，待ic先降為零后uce才由零值上升，屬零電壓關(guān)斷；而t=200.175ms時(shí)uce在PQRDCL的作用下已接近于零電平（62.765mV），很明顯屬零電壓軟開通。2.5.3電感儲(chǔ)能期對(duì)諧振影響的仿真圖2-25所示為電感儲(chǔ)能不足時(shí)的仿真波形。電路參數(shù)保持表2-2所給值不變，輔助開關(guān)Va2和Va3開通時(shí)刻不變，Va1關(guān)斷時(shí)刻提前，從而使Lr充電時(shí)間縮短，導(dǎo)致實(shí)際I1偏小，Lr中所儲(chǔ)能量不夠同時(shí)維持繞組續(xù)流和電容充電，使諧振不能正常進(jìn)行。與附錄圖A-1相比，圖2-25中Va1關(guān)斷時(shí)刻由200.