電力電子技術第六章

第六章PWM控制技術

引言

6.1PWM控制的基本原理

6.2PWM逆變電路及其控制方法

6.3PWM跟蹤控制技術

6.4PWM整流電路及其控制方法

本章小結1編輯版pppt第六章PWM控制技術?引言PWM(PulseWidthModulation)控制就是脈寬調(diào)制技術：即通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需要的波形（含形狀和幅值)。第3、4章已涉及到PWM控制，第3章直流斬波電路采用的就PWM技術；第4章的4.1斬控式調(diào)壓電路和4.4矩陣式變頻電路都涉及到了。2編輯版pppt第六章PWM控制技術?引言PWM控制的思想源于通信技術，全控型器件的發(fā)展使得實現(xiàn)PWM控制變得十分容易。PWM技術的應用十分廣泛，它使電力電子裝置的性能大大提高，因此它在電力電子技術的發(fā)展史上占有十分重要的地位。PWM控制技術正是有賴于在逆變電路中的成功應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位?，F(xiàn)在使用的各種逆變電路都采用了PWM技術，因此，本章和第5章（逆變電路）相結合，才能使我們對逆變電路有完整地認識。3編輯版pppt6.1

PWM控制的基本思想1）重要理論基礎——面積等效原理沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量窄脈沖的面積效果基本相同環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同圖6-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖d)單位脈沖函數(shù)f(t)d(t)tOa)矩形脈沖b)三角形脈沖c)正弦半波脈沖tOtOtOf(t)f(t)f(t)4編輯版pppt6.1

PWM控制的基本思想b)圖6-2沖量相等的各種窄脈沖的響應波形具體的實例說明“面積等效原理”a）u(t)－電壓窄脈沖，是電路的輸入。i(t)－輸出電流，是電路的響應。

5編輯版ppptOuωt>SPWM波6.1

PWM控制的基本思想Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波Ouωt>6編輯版pppt6.1

PWM控制的基本思想若要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。Ouωt>SPWM波Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波Ouωt>7編輯版pppt6.1

PWM控制的基本思想OwtUd-Ud對于正弦波的負半周，采取同樣的方法，得到PWM波形，因此正弦波一個完整周期的等效PWM波為：OwtUd-Ud根據(jù)面積等效原理，正弦波還可等效為下圖中的PWM波，而且這種方式在實際應用中更為廣泛。8編輯版pppt6.1

PWM控制的基本思想等幅PWM波輸入電源是恒定直流

第3章的直流斬波電路6.2節(jié)的PWM逆變電路

6.4節(jié)的PWM整流電路不等幅PWM波輸入電源是交流或不是恒定的直流

4.1節(jié)的斬控式交流調(diào)壓電路

4.4節(jié)的矩陣式變頻電路OwtUd-UdUoωt9編輯版pppt6.1

PWM控制的基本思想2）PWM電流波電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波可等效的各種波形直流斬波電路直流波形SPWM波正弦波形等效成其他所需波形，如:所需波形等效的PWM波10編輯版pppt6.2PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術。逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合。本節(jié)內(nèi)容構成了本章的主體。PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路。11編輯版pppt6.2PWM逆變電路及其控制方法

6.2.1計算法和調(diào)制法

6.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制

6.2.3規(guī)則采樣法

6.2.4PWM逆變電路的諧波分析

6.2.5提高直流電壓利用和減少開關次數(shù)

6.2.6PWM逆變電路的多重化12編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法1）計算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。本法較繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。13編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法工作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補。以uo正半周為例，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷。負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負。負載電流為正的區(qū)間，V1和V4導通時，uo等于Ud

。2）調(diào)制法圖6－4單相橋式PWM逆變電路結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調(diào)制法進行說明14編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法2）調(diào)制法圖6－4單相橋式PWM逆變電路V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0負載電流為負的區(qū)間，V1和V4仍導通，io為負，實際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud

。V4關斷V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0。uo總可得到Ud和零兩種電平。uo負半周，讓V2保持通，V1保持斷，V3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平。15編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法3）單極性PWM控制方式（單相橋逆變）ur正半周，V1保持通，V2保持斷。當ur>uc時使V4通，V3斷，uo=Ud

。當ur<uc時使V4斷，V3通，uo=0。ur負半周，請同學們自己分析。圖6-5單極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud表示uo的基波分量在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。16編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法3）雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur的半個周期內(nèi)，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負，其幅值只有±Ud兩種電平。同樣在調(diào)制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制器件的通斷。ur正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同。當ur

>uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號。如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，

uo=Ud

。當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號。如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-Ud

。圖6-6雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。17編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法圖6-5雙極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖6-5單極性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud對照上述兩圖可以看出，單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制，由于對開關器件通斷控制的規(guī)律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。18編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法4）雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）圖6-7三相橋式PWM型逆變電路三相的PWM控制公用三角波載波uc三相的調(diào)制信號urU、urV和urW依次相差120°19編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud圖6-7三相橋式PWM型逆變電路

圖6-8三相橋式PWM逆變電路波形

下面以U相為例分析控制規(guī)律：當urU>uc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，uUN’=Ud/2。當urU<uc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uUN’=-Ud/2。當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是VD1(VD4)導通。uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2兩種電平。uUV波形可由uUN’-uVN’得出，當1和6通時，uUV=Ud，當3和4通時，uUV=－Ud，當1和3或4和6通時，uUV=0。20編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構成負載相電壓PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5種電平組成。防直通的死區(qū)時間同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間。死區(qū)時間的長短主要由開關器件的關斷時間決定。死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。ucurUurVurWuuUN'uVN'uWN'uUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud圖6-7三相橋式PWM型逆變電路

圖6-8三相橋式PWM逆變電路波形

21編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法5）特定諧波消去法

(SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM)這是計算法中一種較有代表性的方法。輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次（不包括0和π），共6個開關時刻可控。為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱。圖6-9特定諧波消去法的輸出PWM波形OwtuoUd-Ud2ppa1a2a322編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即(6-1)其次，為消除諧波中余弦項，應使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以π/2為軸線對稱

(6-2)同時滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數(shù)表示為

(6-3)

式中，an為23編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法圖6-9，能獨立控制a1、a

2和a

3共3個時刻。該波形的an為

式中n=1,3,5,…OwtuoUd-Ud2ppa1a2a3確定a1的值，再令兩個不同的an=0(n=1,3,5…)，就可建三個方程，求得a1、a2和a3。圖6-9特定諧波消去法的輸出PWM波形24編輯版pppt消去兩種特定頻率的諧波6.2.1計算法和調(diào)制法在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消?？煽紤]消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程：給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1變，a1、a2和a3也相應改變。（6－5）25編輯版pppt6.2.1計算法和調(diào)制法一般在輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對稱，k個開關時刻可控，除用一個自由度控制基波幅值外，可消去k－1個頻率的特定諧波。k的取值越大，開關時刻的計算越復雜。除計算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節(jié)介紹。26編輯版pppt6.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱當fr較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小當fr增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大載波比載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比，N=fc/fr1）異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式27編輯版pppt6.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制2）

同步調(diào)制——載波信號和調(diào)制信號保持同步的調(diào)制方式，當變頻時使載波與信號波保持同步，即N等于常數(shù)。ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud圖6-10同步調(diào)制三相PWM波形基本同步調(diào)制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數(shù)。fr很低時，fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除。fr很高時，fc會過高，使開關器件難以承受。28編輯版pppt6.2.2異步調(diào)制和同步調(diào)制3）分段同步調(diào)制——異步調(diào)制和同步調(diào)制的綜合應用。把整個fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段的N不同。在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低。為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復雜，但用微機控制時容易實現(xiàn)?？稍诘皖l輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近。圖6-11分段同步調(diào)制方式舉例

29編輯版pppt6.2.3規(guī)則采樣法1）自然采樣法：按照SPWM控制的基本原理產(chǎn)生的PWM波的方法，其求解復雜，難以在實時控制中在線計算，工程應用不多。ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖6-12規(guī)則采樣法2）規(guī)則采樣法工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。30編輯版pppt6.2.3規(guī)則采樣法三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc

。自然采樣法中，脈沖中點不和三角波(負峰點)重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，使計算大為減化。如圖所示確定A、B點，在tA和tB時刻控制開關器件的通斷。脈沖寬度d

和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。

規(guī)則采樣法原理ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖6-12規(guī)則采樣法31編輯版pppt6.2.3規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法計算公式推導正弦調(diào)制信號波三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度(6-7)a稱為調(diào)制度，0≤a<1；wr為信號波角頻率從圖6-12得,(6-6)ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖6-12規(guī)則采樣法32編輯版pppt6.2.3規(guī)則采樣法3）三相橋逆變電路的情況三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120°同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為d′U、d′

V和d′

W，同一時刻三相調(diào)制波電壓之和為零，由式(6-6)得

由式(6-7)得利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算(6-8)(6-9)33編輯版pppt6.2.4PWM逆變電路的諧波分析使用載波對正弦信號波調(diào)制，會產(chǎn)生和載波有關的諧波分量。諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。分析以雙極性SPWM波形為準。同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊情況，只分析異步調(diào)制方式。分析方法以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數(shù)推導出PWM波的傅里葉級數(shù)表達式。盡管分析過程復雜，但結論簡單而直觀。34編輯版pppt6.2.4PWM逆變電路的諧波分析c+kr)角頻率(nww1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-諧波振幅0.20.40.60.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0圖6-13，不同a時單相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。1）單相的分析結果諧波角頻率為:式中，n=1,3,5,…時，k=0,2,4,…；

n=2,4,6,…時，k=1,3,5,…PWM波中不含低次諧波，只含wc及其附近的諧波以及2wc、3wc等及其附近的諧波。圖6-13單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖35編輯版pppt6.2.4PWM逆變電路的諧波分析2）三相的分析結果公用載波信號時的情況輸出線電壓中的諧波角頻率為式中，n=1,3,5,…時，k=3(2m－1)±1，m=1,2,…；

n=2,4,6,…時，圖6-14，不同a時三相橋式PWM逆變電路輸出電壓頻譜圖。公用載波信號時的情況。1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-0.20.40.60.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角頻率(nwc+kwr)圖6-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖諧波振幅36編輯版pppt6.2.4PWM逆變電路的諧波分析三相和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區(qū)別是載波角頻率wc整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是wc±2wr和2wc±wr。SPWM波中諧波主要是角頻率為wc、2wc及其附近的諧波，很容易濾除。當調(diào)制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由于信號波對載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。諧波分析小結37編輯版pppt6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù)直流電壓利用率——逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力。減少器件的開關次數(shù)可以降低開關損耗。正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時，輸出線電壓的基波幅值為，直流電壓利用率為0.866，實際還更低。梯形波調(diào)制方法的思路采用梯形波作為調(diào)制信號，可有效提高直流電壓利用率。當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。38編輯版ppptucurUurVurWuuUN'OwtOwtOwtOwtuVN'uUV6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù)圖6-15梯形波為調(diào)制信號的PWM控制1）梯形波調(diào)制方法的原理及波形梯形波的形狀用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高。s=0時梯形波變?yōu)榫匦尾?，s=1時梯形波變?yōu)槿遣āＬ菪尾ê痛沃C波，PWM波含同樣的低次諧波。低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為d。39編輯版pppt6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù)圖6-16，d和U1m/Ud隨s

變化的情況。圖6-17，s變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。U,d00.20.40.60.81.0d0.20.40.60.81.01.21mUdUdU1m圖6-16s

變化時的d

和直流電壓利用率

s0.20.40.60.81.0s5wr00.10.27wr11wr13wrU1mUmn圖6-17s變化時的各次諧波含量梯形波調(diào)制的缺點：輸出波形中含5次、7次等低次諧波s=0.4時，諧波含量也較少，約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。40編輯版pppt2）線電壓控制方式6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù)uucr1uOwturur1uOwtur3圖6-18疊加3次諧波的調(diào)制信號對兩個線電壓進行控制，適當?shù)乩枚嘤嗟囊粋€自由度來改善控制性能。目標——使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關次數(shù)。直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式。鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。疊加三次諧波在相電壓調(diào)制信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。41編輯版pppt6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù)3）線電壓控制方式舉例（疊加3倍次諧波和直流分量）疊加up，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，up大小隨正弦信號的大小而變化。設三角波載波幅值為1，三相調(diào)制信號的正弦分別為urU1、urV1和urW1，并令

(6-12)

則三相的調(diào)制信號分別為

圖6-19線電壓控制方式舉例42編輯版pppt6.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數(shù)不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等。在這1/3周期中，不對調(diào)制信號值為-1的相進行控制，只對其他兩相進行控制，這種控制方式稱為兩相控制方式

。

優(yōu)點（1）在1/3周期內(nèi)器件不動作，開關損耗減少1/3。（2）最大輸出線電壓基波幅值為Ud，直流電壓利用率提高。（3）輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調(diào)制方式。43編輯版pppt6.2.6PWM逆變電路的多重化PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關頻率、減少開關損耗、減少和載波有關的諧波分量PWM逆變電路多重化聯(lián)結方式有變壓器方式和電抗器方式利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路（圖6-20，圖6-21)圖6-20二重PWM型逆變電路兩個單元逆變電路的載波信號相互錯開180°輸出端相對于直流電源中點N’的電壓uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波44編輯版pppt6.2.6PWM逆變電路的多重化輸出線電壓共有0、(±1/2)Ud、±Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少。電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數(shù)時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當于電路的等效載波頻率提高一倍。圖6-21二重PWM型逆變電路輸出波形

45編輯版pppt6.3PWM跟蹤控制技術PWM波形生成的第三種方法——跟蹤控制方法。把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化。常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。46編輯版pppt6.3PWM跟蹤控制技術

6.3.1滯環(huán)比較方式

6.3.2三角形比較方式

47編輯版pppt6.3.1滯環(huán)比較方式1)跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應用最多。tOiii*+DIi*-DIi*圖6-23滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流圖6-22滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例基本原理把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入。V1（或VD1）通時，i增大V2（或VD2）通時，i減小通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。參數(shù)的影響環(huán)寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大。L大時，i的變化率小，跟蹤慢；L小時，i的變化率大，開關頻率過高。滯環(huán)環(huán)寬電抗器L的作用48編輯版pppt6.3.1滯環(huán)比較方式2)三相的情況圖6-25三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形圖6-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路脈寬的變化是隨機的49編輯版pppt6.3.1滯環(huán)比較方式3)采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點。（1）硬件電路簡單。（2）實時控制，電流響應快。（3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。（4）和計算法及調(diào)制法相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多。（5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點。50編輯版pppt6.3.1滯環(huán)比較方式4)采用滯環(huán)比較方式實現(xiàn)電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關器件的通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。圖6-26電壓跟蹤控制電路舉例51編輯版pppt6.3.1滯環(huán)比較方式和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋信號從電流變?yōu)殡妷骸］敵鲭妷篜WM波形中含大量高次諧波，必須用適當?shù)臑V波器濾除。u*=0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路。u*為直流信號時，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波。u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u*

相同，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。52編輯版pppt6.3.2三角形比較方式負載+-iUi*U+-iVi*V+-iWi*WUdC+-C+-C+-三相三角波發(fā)生電路AAA(1)基本原理不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是通過閉環(huán)來進行控制。把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。(2)特點開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。圖6-27三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路53編輯版pppt6.3.2三角形比較方式不用滯環(huán)比較器，而是設置一個固定的時鐘。以固定采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣，根據(jù)偏差的極性來控制開關器件通斷。在時鐘信號到來的時刻，如i<i*，V1通，V2斷，使I增大。如i>i*，V1斷，V2通，使I減小。每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。采用定時比較方式時，器件的最高開關頻率為時鐘頻率的1/2。和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。(3)除上述兩種比較方式外，還有定時比較方式。54編輯版pppt6.4PWM整流電路及其控制方法實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數(shù)很低。二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路。控制PWM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1，也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。55編輯版pppt6.4PWM整流電路及其控制方法

6.4.1PWM整流電路的工作原理

6.4.2PWM整流電路的控制方法56編輯版pppt1．單相PWM整流電路圖6-28單相PWM整流電路6.4.1PWM整流電路的工作原理PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。半橋電路直流側電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接。單相半橋電路

交流側電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的。全橋電路直流側電容只要一個就可以。單相全橋電路57編輯版pppt6.4.1PWM整流電路的工作原理(1)單相全橋PWM整流電路的工作原理正弦信號波和三角波相比較的方法對圖6-28b中的V1~V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產(chǎn)生一個SPWM波uAB。uAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關的頻率很高的諧波，不含有低次諧波。由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動。當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波。us一定時，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定。改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90°，或使is與us相位差為所需角度。58編輯版pppt6.4.1PWM整流電路的工作原理圖6-29PWM整流電路的運行方式向量圖a)整流運行b)逆變運行c)無功補償運行d)超前角為j

dj·Us·UL·UR·UAB·Isd·Us·UR·UAB·Is·ULd·Us·UR·UAB·Is·ULd·Us·UR·UAB·Is·UL59編輯版pppt6.4.1PWM整流電路的工作原理b)逆變運行d·Us·UR·UAB·Is·ULa)整流運行d·Us·UL·UR·UAB·Isa：滯后相角d

，和同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)。b：超前相角d

，和反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現(xiàn)能量正反兩個方向的流動，這一特點對于需再生制動的交流電動機調(diào)速系統(tǒng)很重要60編輯版pppt6.4.1PWM整流電路的工作原理c)無功補償運行d·Us·UR·UAB·Is·ULd)超前角為j

jd·Us·UR·UABIs·ULc：滯后相角d，超前90°，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發(fā)生器（StaticVarGenerator—SVG）。d：通過對幅值和相位的控制，可以使比超前或滯后任一角度j

。61編輯版pppt6.4.1PWM整流電路的工作原理(2)對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明整流狀態(tài)下:us>0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。V2通時，us通過V2、VD4向Ls儲能。V2關斷時，Ls中的儲能通過VD1、VD4向C充電。us<0時，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路。62編輯版pppt6.4.1PWM整流電路的工作原理2．三相PWM整流電路三相橋式PWM整流電路，是最基本的PWM整流電路之一，應用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相。進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)。圖6-30三相橋式PWM整流電路

負載63編輯版pppt6.4.2PWM整流電路的控制方法圖6-31間接電流控制系統(tǒng)結構1)間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a（逆變時為圖6-29b）的相量關系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果。圖6-31，間接電流控制的系統(tǒng)結構圖圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側電壓控制環(huán)。有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種

間接電流控制、直接電流控制。64編輯版pppt6.4.2PWM整流電路的控制方法從整流運行向逆變運行轉換首先負載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調(diào)節(jié)器出現(xiàn)負偏差，id減小后變?yōu)樨撝?，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現(xiàn)逆變運行。穩(wěn)態(tài)時，ud和仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應?？刂圃砗蛯嶋H的直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比。穩(wěn)態(tài)時，ud=，PI調(diào)節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值相對應。負載電流減小時，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。負載電流增大時，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使ud回升。達到新的穩(wěn)態(tài)時，ud和相等，PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復到零，而id則穩(wěn)定為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應。65編輯版pppt6.4.2PWM整流電路的控制方法控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc。圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前π/2的余弦信號，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc。各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻R和電感L上的壓降，就可得到所需要的交流輸入端各相的相電壓uA、uB和uC的信號，用該信號對三角波載波進行調(diào)制，得到PWM開關信號去控制整流橋，就