《高頻電路分析與實踐》課件第9章

第九章調(diào)幅、檢波與混頻：頻譜線性搬移電路9.1概述9.2頻率變換電路分析基礎9.3相乘器及頻率變換作用

9.4幅度調(diào)制

9.5調(diào)幅電路分析9.6幅度解調(diào)9.7混頻器9.8單片集成調(diào)幅收音機 9.1概述

在通信系統(tǒng)及各種電子設備中，為了有效地實現(xiàn)信息傳輸及信號的功率、頻率變換功能，廣泛采用調(diào)制、解調(diào)、混頻、倍頻和振蕩器等電路。這些電路的共同特征，是輸出信號中除了含有輸入信號的頻率成分外，還出現(xiàn)了不同于輸入信號頻率的其它頻率分量，也就是說，這些電路都具有頻率變換功能，屬于非線性電子線路。頻率變換電路種類很多，根據(jù)不同的特點，又可分為頻譜的線性搬移電路和頻譜的非線性變換電路。在頻率變換過程中，輸入信號的頻譜結構不發(fā)生變化，即變換前后各頻率分量的比例關系不變，只是在頻率軸上進行了不失真的搬移（允許只取其中的一部分），這類電路稱為頻譜線性搬移電路。本章將討論的振幅調(diào)制與解調(diào)、混頻等電路就屬于這一類電路。 9.2頻率變換電路分析基礎

9.2.1非線性元件的特性描述

在描述非線性元件的特性之前，先將線性元件與非線性元件的特性進行比較，初步認識用非線性元件進行頻率變換的原理。

線性元件的工作特性符合直線性關系，例如，線性電阻的特性符合歐姆定律，即它的伏安特性是一條直線，如圖9－1所示。圖9－1正弦信號作用在電阻上如果在電阻兩端加入某一頻率的正弦電壓，那么電阻中的電流仍然是這個頻率的正弦信號，它不會產(chǎn)生新的頻率分量，這一點可從歐姆定律的表示式或圖9－1所示的伏安特性曲線得出，圖中畫出了U為正弦信號時I的波形，可以看出，電流I仍然為這個頻率的正弦信號。

非線性電阻的伏安特性則不是直線關系，例如晶體二極管，它的正向工作特性是指數(shù)曲線，而反向工作特性在一定范圍內(nèi)表現(xiàn)為與橫軸近似平行的直線，如圖9－2所示。圖9－2正弦信號作用在二極管上在第一章實驗2中已觀察到，二極管兩端加入某一頻率的正弦電壓時，流過二極管的電流波形不再是正弦信號，而是一個被切去負半周的半個正弦波。這個電流波形也可以通過圖9－2所示的伏安特性作圖得到。對于這個電流波形，由傅里葉級數(shù)分析可知，它不僅含有基波頻率分量，也包括直流成分和各次諧波成分。這表明，非線性元件具有頻率變換作用，它能將單頻正弦信號變換為頻譜成分比較復雜的多頻信號，我們可以根據(jù)需要選擇所需的頻率分量。例如，在實驗2中，用低通濾波器濾除了直流和高頻分量，只取出音頻分量，就構成了檢波器。同樣，如果用濾波器濾除交流分量，只取出它的直流分量，就構成了整流器。檢波和整流是非線性元件完成頻率變換的兩個簡單例子。非線性元件是組成非線性電路的基本單元，也是有源電子器件在一定工作條件下等效電路的組成部分。高頻電路中常用的有非線性電阻器和非線性電容器。非線性電阻器是指伏安特性，即電壓與電流之間的變化特性呈非線性的器件，如圖9－2所示；非線性電容器是指伏庫特性，即電壓與電荷之間的變化特性呈非線性的器件，如圖9－3所示。圖9－3變?nèi)荻O管的C－u曲線非線性元件與線性元件相比，有兩個突出特性。

第一個特性是，非線性元件有多種含義不同的參數(shù)，而且這些參數(shù)都是隨激勵信號的大小而變化的。

以非線性電阻器件為例，常用的參數(shù)有直流電導、微分電導、平均電導三種。

直流電導又稱靜態(tài)電導，它是指非線性電阻器件伏安特性曲線上任一點與原點之間連線的斜率，如圖9－4所示，用g0表示，其值為

它表明直流電流與直流電壓之間的關系。在對非線性電阻元件進行直流工作分析時，可用g0參量。應注意g0與線性電阻元件的電導g的區(qū)別：g是與工作電壓大小無關的常數(shù)，而g0則是工作電壓UQ（或IQ）的非線性函數(shù)。圖9－4非線性電阻的伏安曲線微分電導又稱增量電導或交流電導，它是指伏安特性曲線上任意一點的切線斜率近似為該點增量電流與增量電壓的比值，如圖9－5所示，用gD表示為顯然，工作點不同時，gD的值也不同，gD也是UQ（或IQ）的非線性函數(shù)。圖9－5非線性電阻的小信號工作及參量微分電導的概念廣泛用于研究弱信號作用到非線性電阻器上的響應。對輸入信號來說，非線性電阻器可用斜率為gD的直線近似表示其伏安特性，即非線性電阻器可被視為線性電阻器。這時元件的非線性不是表現(xiàn)在對弱信號的作用，而是表現(xiàn)在微分電導的值將隨工作點電壓UQ（或工作點電流IQ）的變化而變化上。如果工作點電壓隨時間按一定規(guī)律變化，即為時變工作點UQ(t)，則對弱信號來說，非線性電阻元件可看成是具有時變電導g(t)的元件。圖9－6非線性電阻的大信號工作及參量平均電導是這樣引入的：當非線性電阻器兩端在靜態(tài)直流電壓的基礎上疊加幅度較大的交變信號，激勵信號瞬時值不同時，非線性電阻器的伏安特性曲線的斜率也不同，即電導值隨交變信號電壓大小而變化。從圖9－6可以看出，大幅度的正弦激勵信號加在非線性電阻上時，流過它的電流不再按正弦形式變化。實驗中對此波形進行頻譜分析，可知電流i中除了含有直流、基波分量外，還含有二次及各高次諧波分量。為表明在這樣工作條件下的非線性電阻特性，定義平均電導g(u)為基波電流I1m與激勵電壓幅值Um之比，即g(u)值隨UQ、Um值而變化

非線性電阻對較大幅值信號表現(xiàn)出的上述特性，在諧振功率放大器的討論中已經(jīng)用過。

非線性元件的第二個特性是不滿足疊加原理。在分析非線性元件對輸入信號的響應時，不能采用線性元件中行之有效的疊加原理，例如，設非線性元件的伏安特性為i=au2，則當u=u1+u2時，i=au21+2au1u2+au22≠au21+au22，可見，i中除了含有兩個電壓分別作用時的響應電流外，還增加了兩電壓乘積項作用的響應電流。9.2.2非線性電路的冪級數(shù)分析法

含有一個或多個非線性元件的電路，稱為非線性電路。在高頻電子線路中除了高頻小信號放大電路外，其余功能電路都屬于非線性電路的范疇。

工程上對非線性電路的分析常采用的方法有圖解法和解析法兩種。所謂圖解法，是根據(jù)非線性元件的特性曲線和輸入信號波形，通過作圖直接求出電路中的電流和電壓波形。而解析法，則是借助于非線件元件特性曲線的數(shù)學表示式，列出電路方程，從而解得電路中的電流和電壓。在工程分析上應避免復雜的嚴格解析，要根據(jù)電路的實際工作條件，對描述非線性器件的數(shù)學表示式給予合理的近似，力求用較簡單明確的方法揭示電路工作的物理過程，獲得有實際意義的分析結果。本節(jié)重點介紹解析法，解析法的核心問題是尋找描述非線性器件特性的函數(shù)，對不同的元件，可用不同的函數(shù)去描述，即使對同一元件，當其工作狀態(tài)不同時，也可采用不同的函數(shù)去逼近。有些元件的特性已經(jīng)找到較精確的函數(shù)表達式。例如：晶體管PN結的電壓和電流關系，可表示為指數(shù)函數(shù)；場效應管特性十分接近平方律函數(shù)；差分對管特性可用雙曲函數(shù)描述；當信號足夠大時，所有實際的非線性元件幾乎都會進入飽和或截止狀態(tài)，可用折線或開關函數(shù)來表征等。對于某些元件，雖然尚未找到合適的解析函數(shù)，但只要這些元件特性是單變量連續(xù)函數(shù)，總可以用無窮冪級數(shù)來逼近它。這是一種最普遍的基本方法——冪級數(shù)近似分析法，下面將介紹這種分析方法。由數(shù)學分析可知，如果函數(shù)f(x)的各階導數(shù)都存在，那么這個函數(shù)圍繞某一給定點x0的展開式是（9.1）這就是泰勒公式或冪級數(shù)展開式。對于非線性元件的伏安特性曲線i=f(u)來說，函數(shù)f(x)相當于電流i，變量x相當于作用電壓u，而給定點x0則相當于靜態(tài)工作點直流電壓UQ。在這種情況下，利用上述展開式就可由電壓u的冪級數(shù)來代表電流i，即（9.2）式中各系數(shù)分別為…（9.3）

如果靜態(tài)電壓UQ=0，則式（9.2）變?yōu)椋?.4）式（9.4）中各系數(shù)仍可由式（9.3）求出，此時UQ=0。從以上分析可見，用無窮多項冪級數(shù)可以精確表示非線性元件的實際特性，但給解析帶來麻煩，而從工程角度要求也無此必要。因此，實際應用時常取前若干項冪級數(shù)來近似實際特性。近似的精度取決于項數(shù)的多少和特性曲線的運用范圍。一般來說，近似的精度越高及特性曲線的運用范圍越大，則所取的項數(shù)就越多。而從工程角度考慮，在保證允許精度范圍內(nèi)，應盡量選取較少的項數(shù)，以方便計算。如果非線性元件工作在伏安特性曲線的線性段，或者信號幅度足夠小，工作部分的特性曲線可以近似為直線段，則(9.5)

這正是小信號激勵情況。式中：I0是工作點處靜態(tài)電流；gD是靜態(tài)工作點處的微分電導（或跨導）。如果工作在特性曲線的彎曲部分，或信號幅度較大，冪級數(shù)中高次項不可忽略，必須考慮二次或二次以上各項。在分析非線性元件進行頻率變換的各種作用（如調(diào)制、解調(diào)、變頻等）時，至少要取到冪級數(shù)的二次項，在取至二次項時，分析計算仍很簡單，且足以表明頻率變換的實質(zhì)，這時伏安特性表示式為（9.6）式中，前兩項的意義仍與式（9.5）相同，而第三項相當于一條拋物線，它反映出特性曲線的彎曲情況。系數(shù)a2越大，二次項起的作用就越明顯，曲線就越彎曲。因此，在分析各種頻率變換問題時，這一項系數(shù)起著重要作用。如果需要考慮非線性特性更細致的變化，就必須采用更高次的冪級數(shù)多項式來表示被研究的特性曲線。

有了靜態(tài)特性的冪級數(shù)表示式后，將輸入信號電壓的時間函數(shù)ui(t)代入該冪級數(shù)表示式，再用三角函數(shù)公式展開并加以整理，即可得到電流的傅里葉級數(shù)展開式，從而求出電流的各頻譜成分。下面舉例說明冪級數(shù)分析法的具體應用，并根據(jù)所得結果說明非線性頻率變換的一般規(guī)律。設加到非線性元件上的信號電壓為u=U0+Usmcosωst，代入式（9.2），得(9.7)根據(jù)三角函數(shù)公式（9.8）可以發(fā)現(xiàn)，余弦函數(shù)最高冪次與展開后的最高諧波次數(shù)是相同的，而且奇次冪的展開式中只含奇次諧波項。將式（9.8）代入式（9.7），并整理得（9.9）式中（9.10）式中：I0、I1m、I2m、I3m是代入后經(jīng)整理得到的新系數(shù)，定義為電流的各次諧波振幅。觀察式（9.9）可得下面結論：

（1）用冪級數(shù)逼近非線性元件特性時，若輸入為一單頻余弦信號時，響應電流中除含有與激勵信號相同的基波成分外，還含有很多諧波分量，即非線性元件具有頻率變換作用。

（2）響應電流中的直流分量I0大小，除取決于工作點處靜態(tài)電流a0外，還和偶次項系數(shù)及交流電壓振幅的偶次方有關。（3）響應電流中奇次諧波決定于奇次方項，而偶次諧波決定于偶次方項。響應電流中n次諧波振幅只與冪級數(shù)中等于和高于n次的各項系數(shù)有關。

（4）響應電流諧波振幅決定于特性曲線近似式的系數(shù)an和交流信號電壓的振幅Usm。若特性曲線及工作點已確定（an和U0已確定），則諧波電流的振幅將隨Usm作非線性變化。9.2.3非線性電路的頻率變換作用

通過上節(jié)的分析可以看出，不管采用什么函數(shù)去逼近非線性元件的特性，當輸入一個余弦信號時，響應電流中都會出現(xiàn)新的頻率分量。也就是說，非線性元件的非線性特性具有頻率變換功能。

實際上，許多頻率變換電路都是兩個或兩個以上不同頻率信號同時作用于非線性元件上的情況，這時響應電流中除含有各自基波分量和諧波分量外，還會產(chǎn)生兩個信號的差頻與和頻，這正是混頻、調(diào)制、解調(diào)原理所需要的。下面將說明非線性元件產(chǎn)生差頻與和頻的機理。

1.兩個余弦信號作用在非線性電路

兩個余弦信號作用在一個非線性元件上的典型例子是外差式接收機中的混頻電路。通過第三章討論已知，混頻的目的是將接收到的高頻信號頻率fs變換為中頻信號頻率f1。在混頻電路中，利用本地振蕩信號與接收信號共同作用于非線性元件，產(chǎn)生兩者的差頻，從而獲得中頻信號。圖9－7單二極管電路下面分析利用晶體二極管產(chǎn)生混頻作用的原理。

把兩個余弦信號u1和u2加到二極管兩端，負載是一個純電阻，如圖9－7所示。為分析問題方便，討論中不考慮負載變化的影響，即只分析晶體二極管的“靜態(tài)特性”。

設晶體二極管非線性特性為二次曲線（9.11）（9.12）將式（9.12）代入式（9.11）得到（9.13）利用三角公式變換、整理后得(9.14)由式(9.14)可知：輸出電流中不但包含有直流分量、基波分量和二次諧波分量，而且出現(xiàn)了和頻分量與差頻分量。若要從這么多電流分量中選出差頻分量，就必須將負載電阻換成具有頻率選擇性的諧振回路，回路的諧振頻率調(diào)諧到差頻fi=f2-f1，如圖9－8所示。圖9－8負載為諧振回路的二極管電路從分析混頻的工作原理可以看出，在兩個頻率不同的余弦電壓作用下，非線性電路的電流不僅包含直流分量，原有的頻率分量ω1、ω2及其諧波分量2ω1、2ω2，而且產(chǎn)生了原有兩頻率的和與差的組合頻率分量ω1+ω2、ω2-ω1，這是與只有一個單一頻率輸入時的重要區(qū)別?？梢宰C明，如果非線性特性必須用更高次的冪級數(shù)來表示時，在兩個余弦信號作用下，電路中的電流將出現(xiàn)角頻率為±nω1±m(xù)ω2的無窮多個組合頻率分量（n、m是包括零在內(nèi)的正整數(shù)）。也就是說，電流中既包含原有的各頻率分量及其諧波，還有它們的各種組合頻率分量。經(jīng)過非線性變換產(chǎn)生的電流分量中，某些分量是我們所需要的有用信號，其它分量是我們所不需要的干擾信號。如何取出有用信號并去掉干擾信號是無線電技術中經(jīng)常遇到的基本問題之一。一般說來，解決的途徑有兩種：

第一，合理選用非線性元件及其工作狀態(tài)，設法使所需要的信號分量盡可能增強，而不需要的頻率分量盡可能減小。例如作線性放大時，應工作在特性曲線的直線部分，使系數(shù)a1較大，而a2，a3，…很??；而當用作變頻時，應工作在特性曲線的彎曲部分，使a2盡可能大。

第二，采用濾波電路，使它對所需頻率分量有良好的傳輸特性，而對不需要的分量加以抑制。

2.線性時變工作狀態(tài)

非線性器件的線性時變工作狀態(tài)如圖9－9所示。設有兩個不同頻率的信號u1、u2同時作用于伏安特性為i=f(u)的非線性器件，靜態(tài)工作點為UQ。其中一個信號（如u1）幅值較大，其變化范圍涉及器件特性曲線中較大范圍的非線性部分（但使器件導通），器件的特性參量主要由UQ+u1控制；另一個u2信號遠小于u1，可以近似認為對器件的工作狀態(tài)變化沒有影響。圖9－9線性時變工作狀態(tài)示意圖此時流過器件的電流為（9.15）若u2足夠小，可忽略u2的二次及各高次諧波分量，則i(t)近似為（9.16）（9.17）

由式（9.17）可見，就非線性器件的輸出電流i與輸入電壓u2的關系而言，是線性的，類似于線性器件；但是它們的系數(shù)卻是時變的。因此將這種工作狀態(tài)稱為線性時變工作狀態(tài)，具有這種關系的電路稱為線性時變電路。（9.18）（9.19）i(t)的表達式為（9.20）由式（9.20）可以看出，線性時變電路的輸出信號i(t)中含有的頻率分量為nω1和nω1±ω2（n為包括零在內(nèi)的所有正整數(shù)）其中所以

3.開關電路工作狀態(tài)

為了進一步減少無用頻率分量，還可以人為地使u1增大到使非線性器件工作到截止—飽和的開關狀態(tài)，這時器件特性曲線的非線性相對于導通、截止的轉換已是次要因素，其特性曲線可用兩段折線來逼近，如圖9－10所示。圖9－10開關狀態(tài)分析法設器件的導通電壓為零，折線拐點與原點重合，且UQ=0，由圖可見（9.21）其中：gD是非線性器件的導通電導或跨導。此時的時變電導g(t)為（9.22）式中

（9.23）（9.24）（9.25）稱為單向開關函數(shù)，其傅氏級數(shù)展開式為（9.26）可見，式(9.26)中不再含有ω1的偶次諧波分量。（9.27）與線性時變工作狀態(tài)相比，開關函數(shù)工作狀態(tài)進一步減少了無用頻率分量。實際上，開關函數(shù)工作狀態(tài)是線性時變工作狀態(tài)的一個特例。若將開關工作狀態(tài)用于混頻電路，將使混頻輸出信號的頻譜進一步得到凈化，大大減少混頻干擾?，F(xiàn)將本節(jié)內(nèi)容小結如下：

（1）高頻電路中常用的非線性器件主要有非線性電阻器件與非線性電容器件。非線性電阻器件主要有電阻器、晶體二極管、三極管等以及它們組成的電路，其特性用伏安特性曲線及相應函數(shù)描述。

（2）表征非線性電阻器件的動態(tài)參數(shù)是g(t)，g(t)是激勵信號電壓幅值的函數(shù)，隨激勵信號對時間的變化規(guī)律而變，稱為時變電導。

（3）非線性器件（電路）具有頻率變換作用，可在輸出端產(chǎn)生除輸入信號頻率以外的其它頻率分量。（4）工程上為簡化分析，可根據(jù)不同工作條件（狀態(tài)）對非線性元器件采用不同的函數(shù)、參數(shù)進行近似分析。常用的分析方法有冪級數(shù)法，線性時變分析法、開關函數(shù)分析法等。分析結果表明：同一非線性元件或電路在不同工作狀態(tài)時，輸出的頻率分量也不同。因此，在各種不同功能的非線性電路中，采用與各電路相適應的工作狀態(tài)，將有利于系統(tǒng)性能的改善。9.3相乘器及頻率變換作用

9.3.1二極管平衡相乘器

二極管電路廣泛用于通信及電子設備中，特別是平衡電路和環(huán)形電路。它們具有電路簡單、噪聲低、組合頻率分量少、工作頻帶寬等優(yōu)點。如果采用肖特基表面勢壘二極管（或稱熱載流子二極管），它的工作頻率可擴展到微波頻段。目前已有極寬工作頻段（從幾十千赫茲到幾千兆赫茲）的雙平衡混頻器組件供應市場，而且它的應用已遠遠超出了混頻的范圍，作為通用組件，它可廣泛應用于振幅調(diào)制、振幅解調(diào)、混頻及實現(xiàn)其它的功能。二極管的主要缺點是無增益。

1.單二極管電路

單二極管電路如圖9－11所示，輸入信號u1、u2相加作用在二極管上，設二極管電路工作在大信號狀態(tài)。所謂大信號，是指輸入的信號電壓振幅大于0.5V，此時二極管特性主要表現(xiàn)為導通與截止狀態(tài)的相互轉換，即開關工作狀態(tài)，此時可采用開關特性進行電路分析。實際應用中也比較容易滿足大信號要求。圖9－11單二極管電路（9.28）單向開關函數(shù)波形圖和二極管開關等效電路如圖9－12(a)、(b)所示。圖9－12單向開關函數(shù)波形圖和二極管開關等效電路（9.29）

2.二極管雙平衡相乘器

在上述單二極管電路中，由于工作在開關狀態(tài)，因而二極管產(chǎn)生的頻率分量大大減少了，但在產(chǎn)生的頻率分量中，仍然有不少不必要的頻率分量，因此有必要進一步減少頻率分量，二極管雙平衡相乘器就可以滿足這一要求。

1）電路

圖9－13是二極管雙平衡相乘器的原理性電路（也可將四只二極管畫成環(huán)形，叫作二極管環(huán)形相乘器）。電路中要求各二極管特性完全一致，電路也完全對稱，分析時忽略變壓器的損耗。輸出變壓器T2接濾波器，用以濾除無用的頻率分量。從T2次級向右看的負載電阻為RL。為了分析方便，設變壓器線圈匝數(shù)比N1∶N2=1∶1。圖9－13二極管雙平衡相乘器的原理性電路(9.30)（9.31）對于圖9－14(b)進行同樣的分析，可得（9.32）再看圖9－13，流過負載的總電流為（9.33）將S1(ω1t)及S1(ω1t-π)的展開式代入并化簡，得（9.34）可見，輸出電流中僅含有ω1的各奇次諧波與ω2的組合頻率分量(2n+1)ω1±ω2，其中,n=0，1，2，…。且輸出的(2n+1)ω1±ω2的頻率分量的幅值等于單二極管電路輸出幅值的兩倍，這是環(huán)形相乘器的優(yōu)點。若ω1較高，則3ω1±ω2，5ω1±ω2等組合頻率分量很容易濾除，故環(huán)形電路的性能更接近理想相乘器。圖9－14由ＶD1、ＶD2和ＶD３、ＶD４分別組成的電路圖9－15單平衡式二極管變頻電路對于圖(b)電路，可分別寫出其頻率分量有：ω1的各偶次諧波分量，ω1的各奇次諧波與ω2的組合頻率分量。在上面的分析中，假設電路是理想對稱的，因而可以抵消一些無用分量。如果二極管特性不一致或變壓器不對稱，就不能得到上述結論。因此實際應用中一般采用如下辦法：選用特性相同的二極管；用小電阻與二極管串接，使二極管等效正反向電阻彼此接近。但串接電阻后會使電流減小，所以阻值不能太大，一般為幾十至幾百歐姆。變壓器中心抽頭要準確對稱，分布電容及漏感要對稱，這可以采用雙線并繞法繞制變壓器，并在中心抽頭處加平衡電阻。同時還要注意兩線圈對地分布電容的對稱性。為了防止雜散電磁耦合影響對稱性，可采取屏蔽措施。為改善電路性能，應使其工作在理想開關狀態(tài)，為此要選擇開關特性好的二極管，如熱載流子二極管。另一種更有效的辦法是采用環(huán)形電路組件。環(huán)形電路組件稱為雙平衡混頻器組件或環(huán)形混頻器組件，已有從短波到微波波段的系列產(chǎn)品提供用戶。這種組件是由精密配對的肖特基二極管及傳輸線變壓器裝配而成，內(nèi)部元件用硅膠粘接，外部用小型金屬殼屏蔽。二極管和變壓器在裝入混頻器之前經(jīng)過嚴格的篩選，能承受強烈的振動、沖擊和溫度循環(huán)。圖9－16是這種組件的外殼和電路圖，圖中混頻器有三個端口（本振、射頻和中頻），分別用LO、RF、IF來表示，VD1、VD2、VD3、VD4為混頻管堆，T1、T2為平衡不平衡變換器，以便把不平衡的輸入變?yōu)槠胶獾妮敵觯═1）；或平衡的輸入轉變?yōu)椴黄胶獾妮敵觯═2）。雙平衡混頻器組件的三個端口均具有極寬的頻帶，它的動態(tài)范圍大，損耗小，頻譜純，隔離度高，而且還有一個非常突出的特點，在其工作頻率范圍內(nèi)，從任意兩端口輸入u1和u2，都可在第三端口得到所需的輸出。圖9－16雙平衡混頻器組件的外殼和電路圖

例9.3

在圖9－16的雙平衡混頻器組件的本振口加輸入信號u2，在中頻口加控制信號u1，輸出信號從射頻口輸出，如圖9－17所示。圖9－17雙平衡混頻器組件的應用

解若忽略輸出電壓的反作用，可得加到四個二極管上的電壓分別為這四個電流與輸出電流之間的關系為此結果與式（9.33）完全相同。改變u1、u2的輸入端口，同樣可以得到以上結論。表9－1給出了部分國產(chǎn)雙平衡混頻組件的特性參數(shù)。表9-1部分國產(chǎn)雙平衡混頻器組件的特性參數(shù)9.3.2四象限模擬相乘器

1.模擬相乘器的基本概念

模擬相乘器是實現(xiàn)兩個模擬信號瞬時值相乘功能的電路。若用ux、uy表示兩個輸入信號，用uo表示輸出信號，則模擬相乘器的理想輸出特性為式中：K為模擬相乘器的增益系數(shù)（又稱標尺因子）。模擬相乘器的符號如圖9－18所示。圖9－18模擬相乘器的符號理想模擬相乘器的條件是：①應具有無限大的輸入阻抗(Zix=∞,Ziy=∞)及零輸出阻抗(Z0=0)；②標尺因子K應與兩個輸入信號波形、幅度、極性、頻率無關，與環(huán)境溫度無關；③如果ux、uy中任意一路輸入電壓為零，其輸出也為零。這種理想器件的使用，理論上沒有任何限制。

但是實際相乘器件總是有一定的漂移和噪聲電壓，為了使它們造成的誤差保持在允許范圍內(nèi)，對輸入信號的振幅和頻率都需加一定的限制條件。

2.模擬相乘器的基本特性

由于模擬相乘器有兩個獨立的輸入信號，不同于一般放大器只有一個輸入信號。因而，模擬相乘器的特性是指以一個輸入信號為參變量，確定另一個輸入信號與輸出信號之間的特性。

（1）線性與非線性特性。因為兩個交流信號相乘，必然產(chǎn)生新的頻率分量，因而模擬相乘器本質(zhì)上是一個非線性電路。但是在特定條件下，例如，當模擬相乘器的一個輸入電壓為某恒定值（如ux=UX)，其輸出電壓為(9.35)（2）輸出特性。根據(jù)乘法運算的代數(shù)性質(zhì)，模擬相乘器有四個工作區(qū)，它們由兩個輸入信號電壓的極性所決定。如能適應兩個輸入信號電壓極性可正可負，模擬相乘器將工作于四個區(qū)域，如圖9－19所示，稱為四象限模擬相乘器。在通信電路中，兩個輸入信號多為交流信號，故四象限模擬相乘器應用較多。圖9－19四象限工作區(qū)圖9－20雙差分對模擬相乘器的原理電路可以證明，雙差分對模擬相乘器在u1、u2較小時可近似實現(xiàn)兩信號的相乘，即(9.36)

表明雙差分對模擬相乘器的輸出端存在兩輸入信號的和、差頻分量，可實現(xiàn)頻率變換功能。同時也說明相乘器輸出端的頻率分量相對非線性器件頻率變換后的頻率分量少得多，即輸出頻譜得以凈化，這是相乘器實現(xiàn)頻率變換的主要優(yōu)點。

4.四象限集成模擬相乘器

下面介紹一種引入上述改進措施后，制造出的通用型單片模擬相乘器的典型產(chǎn)品BG314，它是70年代的國產(chǎn)產(chǎn)品，同類產(chǎn)品有Motorola公司的MC1595等。

圖9－21（a）為BG314的內(nèi)部電路，圖（b）為外部元件連接電路。圖中虛線左邊是用以擴大輸入信號動態(tài)范圍的非線性補償網(wǎng)絡，右邊是前面介紹的吉爾伯特相乘器。該電路當電源電壓為±15V時，輸入電壓的動態(tài)范圍可達±5V。用它實現(xiàn)典型四象限相乘關系還必須外加反饋電阻、偏置電阻、負載電阻、單端化運放及輸出調(diào)零網(wǎng)絡等，使用很不方便。另外調(diào)整復雜、精度不高，所以稱它為第一代四象限變跨導相乘器。圖9－21

BG314模擬相乘器現(xiàn)已有第二代、第三代四象限模擬相乘器，第二代典型產(chǎn)品有MC1595L等，第三代典型產(chǎn)品有BB4214、AD534等。第三代相乘器不僅性能優(yōu)良，而且實現(xiàn)相乘運算時外部連接簡便。 9.4幅度調(diào)制

（9.37）圖9－22

AM調(diào)制過程中的信號波形

2.調(diào)幅波的頻譜

利用三角函數(shù)公式，將式(9.38)展開有(9.39)由式（9.39）可見，單頻調(diào)制的調(diào)幅波包含三個頻率分量，分別是載波ωc、上邊頻ωc+Ω和下邊頻ωc-Ω。在頻域上表示出的頻譜如圖9－23所示。從圖中可以看出，調(diào)幅在頻域上表現(xiàn)為頻譜的線性搬移。經(jīng)過調(diào)幅，調(diào)制信號的頻譜被搬移到載頻ωc的兩旁，成為上邊頻和下邊頻，所搬移的頻量是載波的角頻率ωc。圖9－23單頻調(diào)制時已調(diào)波的頻譜

(a)調(diào)制信號頻譜；(b)載波信號頻譜；(c)AM信號頻譜上面討論的是單頻正弦信號作為調(diào)制信號的情況，而一般傳送的信號并非單一頻率信號。假設調(diào)制信號是非正弦周期信號，其傅里葉級數(shù)表示式為(9.40)則調(diào)幅波uAM可寫為(9.41)式中：此時已調(diào)幅信號的波形和頻譜如圖9－24(a)、(b)所示。由圖可見，用較復雜的調(diào)制信號調(diào)幅的結果，在頻域上表現(xiàn)出將調(diào)制信號的頻譜結構不失真地搬移了一個頻量ωc，成為上邊帶和下邊帶。上邊帶的頻譜結構與原調(diào)制信號的頻譜結構相同，下邊帶是上邊帶的鏡像。所謂頻譜結構相同，是指各頻率分量的相對振幅及相對位置沒有變化。圖9－24復雜信號調(diào)幅的波形和頻譜綜上所述，不論是單頻調(diào)幅還是復雜信號調(diào)幅，在時域上都表現(xiàn)為調(diào)制信號與高頻載波信號的相乘過程；在波形圖上是將uΩ(t)的波形不失真地疊加到uc(t)的振幅上；在頻域上則是將uΩ(t)的頻譜不失真地從零點附近搬移一個頻量ωc，即移到載頻ωc的兩旁。

單頻調(diào)制時，調(diào)幅波占用的帶寬BWAM=2F。如調(diào)幅信號為一連續(xù)譜信號或多頻信號，其最高頻率為Fmax，則調(diào)幅信號占用的帶寬BWAM=2Fmax。信號帶寬是決定無線電臺頻率間隔的主要因素，例如通常調(diào)幅廣播電臺規(guī)定的頻道間隔為9kHz，VHF電臺的頻道間隔為25kHz，GSM移動通信頻道間隔200kHz。

3.調(diào)幅波的功率分配

由單頻信號調(diào)制的調(diào)幅波表示式(9.39)可寫出載波在負載電阻RL上所消耗的功率為每個邊頻分量所消耗的功率（9.42）(9.43)調(diào)幅波在調(diào)制信號一個周期內(nèi)輸出的平均功率為(9.44)因為ma<<1，所以邊頻功率之和最多占總輸出功率的1/3，而從調(diào)幅波頻譜圖知道，調(diào)制信號只包含在邊頻或邊帶內(nèi)。載波分量不包含調(diào)制信號的信息，卻占有調(diào)幅波總功率的2/3以上。因此，從有效地利用發(fā)射機功率的角度考慮，普通調(diào)幅波的能量浪費是一大缺點。例如在傳送語音及音樂時，因?qū)嶋H應用的平均調(diào)制度ma=0.3，計算表明，邊帶功率只占有不到5%的總功率，載波功率卻占95%以上?？紤]到普通調(diào)幅的實現(xiàn)技術和解調(diào)技術較簡單，使收音機系統(tǒng)制作容易、廉價，因而目前在中短波廣播系統(tǒng)中仍廣泛采用。例如在第三章實驗中的中波收音機所接收的就是普通調(diào)幅信號，它的解調(diào)只需用一只二極管。

4.實現(xiàn)普通調(diào)幅的電路模型

由調(diào)幅波的數(shù)學表示式已知，普通調(diào)幅在時域上表現(xiàn)為低頻調(diào)制信號疊加一直流電壓后與高頻載波信號的相乘。因此，凡是具有相乘功能的非線性器件和電路都可以實現(xiàn)普通調(diào)幅，完成頻域上的頻譜線性搬移。

圖9－25給出了實現(xiàn)普通調(diào)幅的兩種電路模型。在（a）圖中，調(diào)制信號先與直流電壓Ucm通過加法器相加，然后與單位振幅的載波經(jīng)相乘器相乘，從而在輸出端得到調(diào)幅信號。對圖（b）也可進行類似分析。圖9－25實現(xiàn)普通調(diào)幅的兩種電路模型9.4.2雙邊帶調(diào)幅信號分析

上一節(jié)討論已指出，調(diào)幅波所傳輸?shù)男畔趦蓚€邊帶內(nèi)，而不含信息的載波卻占據(jù)了調(diào)幅波功率的絕大部分。如果在傳輸前將載波抑制掉，只傳輸兩個邊帶，可大大節(jié)省發(fā)射功率，而仍具有傳輸信息的功能。這就是抑制載波的雙邊帶調(diào)幅（DSB），簡稱雙邊帶調(diào)幅。

將普通調(diào)幅波的載波抑制就形成雙邊帶調(diào)幅波，它可由調(diào)制信號uΩ(t)和載波信號uc(t)直接相乘得到。(9.45)在單頻余弦信號調(diào)制時，雙邊帶信號為(9.46)式中：常數(shù)K的大小決定于相乘器電路。如果uΩ(t)為多頻周期信號，則雙邊帶信號可表示為(9.47)

雙邊帶調(diào)幅的實現(xiàn)模型及波形圖和頻譜圖如圖9－26（a）、（b）、（c）所示?？梢婋p邊帶信號有以下特點:

（1）雙邊帶信號幅度與調(diào)制信號大小成比例變化，但包絡線不再反映原調(diào)制信號的形狀，因而不能再用包絡檢波器解調(diào)。

（2）雙邊帶信號的高頻載波相位在調(diào)制電壓過零點處要突變180°。

（3）雙邊帶信號的頻譜結構仍與調(diào)制信號類似。所占據(jù)的頻帶寬度與普通調(diào)幅波相同。圖9－26

DSB信號電路模型、波形、頻譜圖圖9－27導頻制發(fā)射機

（a）導頻制發(fā)射機方框圖；（b）導頻制已調(diào)波信號的頻譜圖中，L、R分別表示立體聲系統(tǒng)的左右聲道兩個音頻通路的信號，兩者的和信號L+R形成主通道，而差信號L-R則送入相乘器，與倍頻器送來的38kHz高頻副載波產(chǎn)生出雙邊帶調(diào)幅信號，形成副信道。圖中，38kHz高頻副載波由主振蕩器產(chǎn)生的19kHz導頻信號倍頻獲得。為了使接收機能恢復出L-R信號，還需要一個一定幅度的19kHz的導頻信號。最后再用主、副信道信號與19kHz導頻信號合成的復合信號以調(diào)頻方式去調(diào)制載頻（87～108MHz中的一個頻率），成為射頻信號，由天線輻射出去。用一般調(diào)頻收音機（單聲）接收立體聲廣播時，僅能聽到L+R的和信號，而用立體聲收音機接收時，可通過其內(nèi)部特殊的解碼系統(tǒng)將和、差信號再次相加、相減得到（L+R）+（L-R）=2L（L+R）-（L-R）=2R

就形成分離的左右兩路信號。導頻制已調(diào)波信號的頻譜如圖9－27(b)所示。

例9.4有兩個已調(diào)波電壓，其表示式分別為u1(t)、u2(t)各為何種已調(diào)波，分別計算消耗在單位電阻上的邊頻功率、平均功率及頻譜寬度。

解可將給定的u1(t)式變換為u1(t)=2(1+0.1cos10πt)cos100πt(V)，由此可見這是普通調(diào)幅波。其消耗在單位電阻上的邊頻功率為載波功率為頻譜寬度為u1(t)的平均總功率為P=Psb+Pc=0.01+2=2.01(W)

例9.5已知兩調(diào)幅波的表達式分別為可見，u1(t)中含有載頻5Ω、上邊頻6Ω、下邊頻4Ω三個頻率分量，其頻譜圖如圖9－28（b）所示。圖9－28波形圖與頻譜圖9.4.3單邊帶調(diào)幅信號分析及實現(xiàn)模型

觀察圖9－26所示的雙邊帶調(diào)幅信號的頻譜發(fā)現(xiàn)，上、下兩個邊帶都反映了調(diào)制信號的頻譜結構，其差別僅在下邊帶反映的是調(diào)制信號頻譜的倒置。這種差別對傳輸信息來說是無關緊要的。為進一步提高發(fā)射效率和節(jié)省信道資源，可將其中一個邊帶抑制掉，這種只傳送一個邊帶的調(diào)幅方式稱為單邊帶調(diào)幅（SSB）。

1.單邊帶調(diào)幅信號分析

對式(9.46)或(9.47)所表示的雙邊帶調(diào)幅信號，只要取出其中一個邊帶，即可包含調(diào)制信號的全部信息，而成為單邊帶調(diào)幅。顯然，其表示式為（設取上邊帶）(9.48)或(9.49)由式(9.48)可畫出單頻調(diào)制時單邊帶調(diào)幅波的波形圖和頻譜圖，如圖9.29所示。圖9－29單邊帶調(diào)幅波的波形圖和頻譜圖單邊帶調(diào)幅能降低對功率和帶寬的要求。單邊帶信號的頻譜寬度BWSSB=Fmax，僅為雙邊帶調(diào)幅信號頻譜寬度的一半，因此，單邊帶調(diào)制已成為信道特別擁擠的短波無線電通信中應用最廣泛的一種調(diào)制方式。又由于只發(fā)射一個邊帶，大大節(jié)省了發(fā)射功率。與普通調(diào)幅相比，在總功率相同的情況下，可使接收端的信噪比明顯提高，從而使通信距離大大增加。從頻譜結構來看，單邊帶調(diào)幅信號所含頻譜結構仍然與調(diào)制信號的頻譜類似，從而也具有頻譜搬移特性。

從波形圖可以看出，單頻調(diào)制的單邊帶調(diào)幅信號為一單頻余弦波，其包絡已不體現(xiàn)調(diào)制信號的變化規(guī)律。由此可以推知，單邊帶信號的解調(diào)技術會較復雜。

2.單邊帶調(diào)幅的實現(xiàn)模型

從前面對單邊帶信號的分析可以看到，單邊帶調(diào)幅已不能再由調(diào)制信號與載波信號簡單相乘實現(xiàn)。從單邊帶調(diào)幅信號的時域表示式和頻譜特性出發(fā)，可以有兩種基本的電路實現(xiàn)模型：濾波法和相移法。

(1)濾波法。因為單邊帶信號實際上只是傳送雙邊帶信號的一個邊帶，所以先用相乘器產(chǎn)生抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波，再用帶通濾波器取出其中一個邊帶信號并抑制另一個邊帶信號，如圖9－30所示。圖9－30濾波法產(chǎn)生SSB信號

(a)理想帶通濾波器；(b)頻率特性濾波法單邊帶調(diào)幅法原理簡單，但實現(xiàn)并非容易，特別是調(diào)制信號中含有較多的低頻分量時，要求帶通濾波器有理想的銳截止特性，如圖9－30（b）所示。只有這樣才能保證帶內(nèi)信號無失真地通過，而對帶外無用信號有足夠的衰減。然而在高頻段設計這樣一個銳截止頻率特性的帶通濾波器是困難的。因為任何一個濾波器從通帶到阻帶總有一個過度帶，而過度帶相對中心頻率的比值決定了制作該濾波器的難易程度。比值越小越難實現(xiàn)。

為了克服上述實際困難，通常先在較低頻率上實現(xiàn)單邊帶調(diào)幅，然后通過多次雙邊帶調(diào)制與濾波，將SSB信號最終搬移到所需要的載頻上，如圖9－31所示。圖9－31多次濾波法產(chǎn)生SSB信號方框圖由于ω1較低，濾波器Ⅰ容易實現(xiàn)，以后載頻逐次提高（即ω1<ω2<ω3)，兩個邊帶之間的距離逐次增大，濾出一個邊帶就容易實現(xiàn)。

(2)相移法。相移法的電路模型如圖9－32所示。圖9－32相移法產(chǎn)生SSB信號為了分析簡便，調(diào)制信號仍取單頻Ω，載波和經(jīng)過90°相移的調(diào)制信號相乘后得到AsinΩtcosωct，與此同時相移90°的載波和調(diào)制信號相乘產(chǎn)生AcosΩtsinωct，將以上兩信號相加，從而得到單邊帶信號。(9.50)采用這種方法可以省去一些濾波器，但是由于實際的調(diào)制信號不是單頻信號，因此要求移相網(wǎng)絡對調(diào)制信號頻帶內(nèi)的所有頻率分量都準確相移90°。實現(xiàn)這樣的移相網(wǎng)絡是困難的，為了克服這一缺點，有人提出了產(chǎn)生單邊帶信號的第三種方法─修正的相移濾波法（維夫─Weaver法)。

9.5調(diào)幅電路分析

從上一節(jié)分析產(chǎn)生的幾種調(diào)幅信號的電路模型可以看到，它們的實現(xiàn)方法類似，用到的主要功能器件也相同。這是因為調(diào)幅過程是頻譜搬移過程，需要產(chǎn)生新的頻率分量，因此都采用了非線性器件。電路模型中的濾波器則是用來選取所需要的信號，濾除無用信號，根據(jù)調(diào)幅信號的不同形式，所選取、抑制的頻率分量也不同。也就是說可以用基本相同的電路實現(xiàn)普通調(diào)幅、雙邊帶調(diào)幅及單邊帶調(diào)幅等。不同之處在于其輸入信號、輸出信號的形式，濾波器的性能要求。調(diào)幅電路按輸出功率的高低可分為高電平調(diào)幅電路和低電平調(diào)幅電路。高電平調(diào)幅是將調(diào)制和功放合二為一，調(diào)制后的信號不需要再放大就可直接發(fā)射。高電平調(diào)幅一般置于發(fā)射機的最后一級，主要用于形成AM信號，許多廣播發(fā)射機都采用這種調(diào)制；低電平調(diào)幅是將調(diào)制和功放分開，調(diào)制后的信號電平較低，還需經(jīng)功放后達到一定的發(fā)射功率再發(fā)送出去。低電平調(diào)幅可用來形成AM、DSB、SSB信號。9.5.1高電平調(diào)幅電路

高電平調(diào)幅電路的主要優(yōu)點是不必采用效率很低的線性功率放大電路，從而有利于提高整機效率，通常用于較大功率的標準調(diào)幅發(fā)射機中。它的主要技術指標是輸出功率和效率，同時兼顧調(diào)制線性的要求。

為了獲得大功率和高效率，通常以效率較高、輸出功率大的高頻諧振功率放大器為基礎構成高電平調(diào)幅電路。常用的方法是對功放的供電電壓進行調(diào)制。功放工作在B類或C類，其輸出電路對載頻調(diào)諧，帶寬為調(diào)制信號帶寬的兩倍。圖9－33集電極調(diào)幅電路圖9－34基極調(diào)幅電路9.5.2低電平調(diào)幅電路

低電平調(diào)幅電路置于發(fā)射的前級，產(chǎn)生較小的已調(diào)波功率，經(jīng)線性功率放大器將它放大到所需的發(fā)射功率。通常用于抑制載波雙邊帶調(diào)幅和單邊帶調(diào)幅的發(fā)射機中。它的主要技術指標是要求有良好的調(diào)制特性，而輸出功率和效率不是主要考慮的問題。此外，作為抑制載波，雙邊帶調(diào)幅和單邊帶調(diào)幅電路還提出了對載波分量的抑制度。抑制程度用載漏表示，載漏定義為輸出的載波分量低于輸入分量的分貝數(shù)。分貝數(shù)越大，載漏越小。一般要求在40dB以上。

為了提高調(diào)制線性和減小載漏，必須設法減少或消除無用的頻率分量，力求實現(xiàn)理想相乘。因此，現(xiàn)代的低電平調(diào)幅電路通常采用雙差分對模擬相乘器、二極管平衡電路構成。

1.模擬相乘器調(diào)幅電路

用模擬相乘器構成調(diào)幅電路時，模擬相乘器的兩個輸入端分別作用著調(diào)制信號電壓uΩ和載波信號電壓uc。在輸出端就可以得到已調(diào)幅信號。

圖9－35是由集成模擬相乘器MC1496構成的調(diào)幅電路。圖中兩輸入端分別為載波信號uc輸入端和調(diào)制信號uΩ輸入端。電阻R1、R2、RW、R3和R4用于將直流負電源電壓分壓后供給MC1496的1、4腳內(nèi)部的差分對三極管基極偏置電壓。通過調(diào)節(jié)RW，可以使MC1496的1、4端的直流電位差為零，即uΩ輸入端只有調(diào)制信號輸入而沒有直流分量，則調(diào)幅電路的輸出為抑制載波的雙邊帶調(diào)幅；若調(diào)節(jié)RW，使MC1496的1、4端的直流電位差不為零，則電路有載波分量輸出，即可以得到普通調(diào)幅波。圖9－35

集成模擬相乘器MC1496構成的調(diào)幅電路圖9－36

由集成模擬相乘器BG314構成的雙邊帶調(diào)幅電路

2.晶體二極管平衡調(diào)幅電路

在本章第二節(jié)中討論了晶體二極管組成的相乘電路。在這些相乘器中，如果兩個輸入信號其中的一個是低頻調(diào)制信號，另一個是高頻載波信號，則在輸出端即可得到調(diào)幅信號。在此不再重復分析，只給出一個用二極管平衡相乘器實現(xiàn)抑制載波雙邊帶調(diào)幅的實際應用電路。圖9－37所示電路可用于彩色電視系統(tǒng)中，實現(xiàn)色差信號對彩色副載波進行抑制載波的雙邊帶調(diào)幅。彩色副載波信號由晶體三極管VT1組成的放大電路放大，經(jīng)變壓器T1輸入給二極管環(huán)形相乘器的一個輸入端。色差信號加到環(huán)形相乘器的另一個輸入端。R5、R6為可調(diào)電阻器，用來改善電路的平衡狀態(tài)。變壓器T2的次級與電容C4、電阻R7購成諧振回路，其中心頻率是已調(diào)幅信號的載頻（即彩色副載波的頻率），帶寬為色差信號頻率的二倍。二極管相乘器輸出的已調(diào)幅信號加到晶體三極管VT2構成的射極跟隨器輸出。圖9－37二極管調(diào)制電路應用實例 9.6幅度解調(diào)

9.6.1概述

通過第一章的實驗2已知，調(diào)幅信號的解調(diào)就是從調(diào)幅信號中恢復出低頻調(diào)制信號的過程，又稱為檢波，它是調(diào)幅的逆過程。從頻譜上看，調(diào)幅是利用模擬相乘器或其它非線性電路（器件），將調(diào)制信號頻譜線性搬移到載頻附近，并通過帶通濾波器提取所需要的信號。檢波作為調(diào)幅的逆過程必然是再次利用相乘器或非線性電路（器件），將調(diào)制信號頻譜從載波頻率附近般回原來位置，并通過低通濾波器提取所需要的信號。幅度解調(diào)的原理電路模型可以用圖9－38表示。圖9－38幅度解調(diào)的原理電路模型圖9－39所示為頻譜搬移過程，其中，（a）圖為輸入調(diào)幅信號的頻譜（設為AM信號），（b）圖為解調(diào)輸出信號的頻譜。由圖可見，輸出信號頻譜相對輸入信號頻譜在頻率軸上搬移了一個載頻頻量。另外，應注意用于解調(diào)的相干載波信號必須與所收到的調(diào)幅波載波嚴格同步，即保持同頻同相，否則會影響檢波性能。因此，這種檢波方式稱為同步檢波（相干解調(diào)）。圖9－39幅度解調(diào)中的頻譜搬移雖然圖9－38所示的電路在原理上適用于AM、DSB、SSB信號的解調(diào)，但對AM信號而言，因為其載波分量未被抑制，不必另外加相干載波信號，而可以直接利用非線性器件的頻率變換作用解調(diào)（例如第一篇中的二極管檢波），這種解調(diào)稱為包絡檢波，也可稱為非同步檢波或非相干解調(diào)。對于DSB、SSB信號，其波形包絡不直接反映調(diào)制信號的變化規(guī)律，所以不能采用包絡檢波器解調(diào)，只能采用同步檢波。9.6.2包絡檢波電路

包絡檢波是指檢波器的輸出電壓直接反映高頻調(diào)幅波包絡變化規(guī)律的一種檢波方式。如平方律檢波、峰值包絡檢波、平均包絡檢波等都屬于這種檢波形式。由于普通調(diào)幅波的包絡與調(diào)制信號成正比，因此包絡檢波只適用于AM波。目前應用最廣的是二極管包絡檢波器，在集成電路中則廣泛采用三極管發(fā)射極包絡檢波電路。下面將以第一章中介紹的二極管峰值包絡檢波器為例，對其原理、性能等進行較詳細的討論。二極管峰值包絡檢波電路有兩種電路形式，二極管串聯(lián)式和二極管并聯(lián)式，如圖9－40（a）、（b）所示。串聯(lián)式是指二極管與信號源、負載三者串聯(lián)，而并聯(lián)是指三者并接。下面主要討論串聯(lián)型二極管包絡檢波器。圖中RLC為檢波負載，同時也起低通濾波的作用。一般要求輸入信號的幅度在0.5V以上，所以二極管處于大信號（開關）工作狀態(tài)，故又稱為大信號檢波器。圖9－40大信號檢波電路圖9－41等幅波的檢波波形圖9－42調(diào)幅波的檢波波形

2.檢波效率與輸入電阻

1）檢波效率

檢波器的效率又稱為電壓傳輸系數(shù)，用來描述檢波器對高頻信號的解調(diào)能力。當輸入信號為高頻等幅波時，檢波效率定義為輸出平均電壓Uav對輸入高頻電壓振幅Ucm的比值，用Kd表示，即(9.51)

當輸入為高頻調(diào)幅波時，檢波效率是指檢波器的輸出信號幅度和輸入信號包絡幅度之比，即(9.52)

2）輸入電阻

檢波器的輸入電阻說明檢波器對前級的影響程度，其定義為輸入高頻電壓振幅Ucm與輸入高頻電流中的基波電流振幅I1m的比值(9.53)

分析表明，對等幅高頻振蕩檢波時，Ri=RL/2；對單頻普通調(diào)幅信號檢波時，Ri≈RL/2。Ri的大小與檢波器的輸入電壓無關。

3.大信號檢波電路的失真

檢波電路除了具有與放大器相同的線性與非線性失真外，還可能存在下述兩種特有的非線性失真。

1）惰性失真

惰性失真是由于檢波負載RLC取值過大而造成的。通常為了提高檢波效率和濾波效果，希望選取較大的RLC值，但RLC取值過大時，二極管截止期間電容C通過RL放電速度過慢，當它跟不上輸入調(diào)幅波包絡線下降速度時，檢波輸出電壓就不能跟隨包絡線變化，于是產(chǎn)生如圖9－43所示的惰性失真。圖9－43惰性失真由圖可見，在t1～t2時間內(nèi)，因us<uo，二極管總是處于截止狀態(tài)。為了避免產(chǎn)生這種失真，必須保證在每一個高頻周期內(nèi)二極管導通一次，也就是使電容C的放電速度大于或等于調(diào)幅波包絡線的下降速度。若輸入調(diào)幅波us=Ucm(1+macosΩt)cosωct，則應滿足進一步分析表明，避免產(chǎn)生惰性失真的條件為(9.54)

2）負峰切割失真

實際上，檢波電路總要和低頻放大電路相連接。作為檢波電路的負載，除了電阻RL外，還有下一級輸入電阻ri2通過耦合電容Cc與電阻RL并聯(lián)，如圖9－44所示。圖9－44檢波電路與低放連接當檢波器輸入單頻調(diào)制的調(diào)幅波時，檢波器輸出的低頻電壓全部加到ri2兩端，而直流電壓全部加到Cc兩端，其大小近似等于輸入信號的載波電壓振幅Ucm。由于Cc容量較大，在音頻的一個周期內(nèi)認為其兩端的直流電壓Uc近似不變，可看成一直流電源。在RL上的壓降為(9.55)此電壓對二極管而言是反偏置，因而在輸入調(diào)幅波正半周的包絡小于URL

的那一段時間內(nèi)，二極管被截止，使檢波電路輸出電壓將不隨包絡線的規(guī)律而變化，電壓被維持在URL電平上，輸出電壓波形被箝位，這種失真稱為負峰切割失真，如圖9－45所示。圖9－45負峰切割失真為避免負峰切割失真，應滿足（9.56）即(9.57)式中：是檢波器的低頻交流負載；RL為直流負載。上式表明，為防止產(chǎn)生負峰切割失真，檢波器的交、直流負載之比應大于調(diào)幅波的調(diào)制指數(shù)ma。當?shù)头泡斎胱杩馆^低，對調(diào)制指數(shù)較大的信號難以滿足式(9.56)時，解決辦法有兩個：

（1）將RL分成RL1和RL2，ri2通過Cc并接在RL2兩端，如圖9－46所示。

圖9－46檢波器改進電路之一

(2)在檢波器與低放之間采用直接耦合方式。圖9－47為國產(chǎn)黑白電視機中圖像信號檢波器的實際電路。

這是一個峰值包絡檢波電路，其調(diào)制信號是電視圖像信號。它的最高頻率為6MHz左右。其載波頻率即圖像中頻為38MHz。晶體管VT對視頻信號而言構成射極跟隨器，其輸入阻抗很大，檢波電路交直流負載電阻相等，從而避免了產(chǎn)生負峰切割失真。L、C1、C2組成Π型濾波網(wǎng)絡，濾除圖像中頻。電阻R2是為改善二極管檢波特性而加入的，因為串聯(lián)R2之后信號增大時二極管內(nèi)阻減小的傾向不明顯，從而使傳輸系數(shù)在信號強弱變化時，改變較小，即提高了檢波線性。圖9－47檢波器改進電路之二

例9.6二極管包絡檢波器如圖9－48所示?，F(xiàn)要求檢波器的等效輸入電阻Ri≥5kΩ，不產(chǎn)生惰性失真和負峰切割失真。選擇檢波器的各元件參數(shù)值。設調(diào)制信號頻率為300～3000Hz；信號中的載頻為465kHz；二極管的正向?qū)娮鑢D≈100Ω，低放輸入阻抗ri2≈2kΩ，調(diào)制系數(shù)ma=0.3。圖9－48二極管包絡檢波器所以，C1、C2可以選用0.005μF的電容。9.6.3同步檢波電路

以上討論的包絡檢波器只能用于解調(diào)普通調(diào)幅信號或殘留邊帶信號，因為雙邊帶信號和單邊帶信號的包絡不直接反映調(diào)制信號的變化規(guī)律，不能用包絡檢波器解調(diào)。又因為其頻譜中不含有載波分量，解調(diào)時必須在檢波器輸入端另加一個與發(fā)射載波同頻同相并保持同步變化的相干載波，此相干載波與調(diào)幅信號共同作用于非線性器件電路，經(jīng)過頻率變換，恢復出調(diào)制信號。這種檢波方式稱為同步檢波。同步檢波也可以用于普通調(diào)幅波的解調(diào)。

同步檢波器有兩種實現(xiàn)方法：一是采用模擬相乘器構成的乘積型同步檢波器；二是采用非線性器件構成的疊加型同步檢波器。它們的實現(xiàn)模型分別如圖9－49（a）、（b）所示。圖9－49同步檢波的實現(xiàn)模型顯然，上式右邊第一項是所需的調(diào)制信號，而第二項為高頻分量，可被低通濾波器濾除。同樣，若輸入為SSB信號，即則乘法器的輸出電壓為經(jīng)低通濾波器濾除高頻分量后，即可獲得低頻信號輸出。同理，乘積型同步檢波器也可完成普通調(diào)幅波的解調(diào)，其原理讀者可自行分析。

2）實現(xiàn)電路

集成電路中經(jīng)常采用雙差分模擬相乘器實現(xiàn)同步檢波器，其電路如圖9－50所示。在集成化電視機中廣泛用于集成中放后的視頻檢波電路。其中，u2為雙邊帶信號，u1為相干載波信號。

圖9－50雙差分電路同步檢波器以上所分析的雙差分對同步檢波電路是一種低電平檢波器。相對普通二極管檢波器有不少優(yōu)點，對信號檢波的同時還有放大作用；包絡失真??；對低通濾波器要求低（因為實現(xiàn)全波整流，電流脈沖的基波頻率是載頻的二倍，容易濾除）。圖9－51電壓、電流波形圖

3）實用電路舉例

(1)圖像中頻同步檢波器。

圖9－52及圖9－53分別給出了集成電路HA11215中視頻同步檢波器的方框圖和電路圖（HA11215是一中頻系統(tǒng)，用于集成彩色電視機中）。圖9－52視頻同步檢波器方框圖圖9－53

HA11215中的視頻同步檢波器電路圖

(2)集成電路MC1496構成的同步檢波器。

圖9－54為集成電路MC1496組成的同步檢波器實例。圖中ur為載波恢復電路提供的載波（參考）信號，其電平大小只要能保證雙差分對管工作于開關狀態(tài)即可，通常在100～500mV之間。ui為調(diào)幅信號，其有效值在幾毫伏到一百毫伏范圍內(nèi)都能不失真解調(diào)。電路采用12V單電源供電，工作頻率可高達100MHz。12腳為輸出，并接有Π型低通濾波器。圖9－54

MC1496構成的同步檢波器

2.疊加型同步檢波器

疊加型同步檢波器的電路模型如圖9－49（b）所示。它的原理是先將待檢波的雙邊帶調(diào)幅信號ui與參考信號（相干載波）ur合成（疊加）為普通調(diào)幅波，然后再經(jīng)包絡檢波，解調(diào)出調(diào)制信號。具體電路不再詳細討論。

9.7混頻器

9.7.1概述

通過第三章的學習和實驗，我們已體會到，在超外差接收機中由于采用了混頻電路，克服了直放式接收機高增益與穩(wěn)定性、寬頻帶與選擇性間的矛盾，從而使超外差式接收機的靈敏度、選擇性等性能都明顯優(yōu)于直放式接收機。此外，混頻器還廣泛用于其它需要進行頻率變換的電子系統(tǒng)及儀器中，如頻率合成器、外差頻率計等。

1.混頻器的功能和電路模型

混頻器的功能是將載頻為fs（高頻）的已調(diào)信號不失真地變換為載頻為fI（固定中頻）的已調(diào)信號，而保持原調(diào)制規(guī)律不變。例如，在調(diào)幅廣播接收機中，混頻器將中心頻率為535～1605kHz的高頻已調(diào)信號變換為中心頻率為465kHz的中頻已調(diào)信號。因此，混頻器也是頻譜線性搬移電路。圖9－55以調(diào)幅波為例，直觀的說明了這種作用及其頻譜搬移過程。圖9－55混頻器輸入/輸出波形和頻譜圖混頻器的電路模型如圖9－56所示。圖中的非線性器件完成特定的頻率變換。構成混頻器的常用非線性器件有二極管、三極管、場效應管和相乘器等。濾波器選出變頻后所需要輸出的頻率分量。本振用來產(chǎn)生一參考頻率信號輸入給混頻器。圖9－56混頻器電路模型

2）開關狀態(tài)

當本振信號的幅值UL遠遠大于信號幅值Us時，非線性器件的導通與截止僅由uL控制，而不受us的影響，可認為器件工作在開關狀態(tài)。開關工作狀態(tài)是線性時變工作狀態(tài)的特例，它可進一步減少組合頻率分量。

3）合理設置工作點，使器件伏安特性具有平方關系

由第一節(jié)的討論知道，具有平方律伏安特性的器件，其輸出端不會產(chǎn)生高于輸入信號二次諧波的組合分量。因此，對于混頻器的差頻或和頻輸出，采用具有平方律伏安特性的器件最為適宜。工作在飽和區(qū)的MOS管基本上具有這樣的特性，用其組成混頻器，可減少無用頻率分量的輸出，因此場效應管混頻器得到廣泛應用。如果采用雙極型晶體管構成混頻器，則應合理設置靜態(tài)工作點，選取適當?shù)谋菊裥盘柗?，使電路的工作范圍基本處于器件轉移特性的線性區(qū)。

3.混頻器的主要性能指標

1）變頻（混頻）增益

混頻器輸出中頻電壓幅值UI與輸入信號電壓幅值Us之比，稱為變頻電壓增益，即(9.58)混頻器輸出中頻信號功率PI與輸入信號功率Ps之比，稱變頻功率增益，即或(9.59)

2）選擇性

為了抑制混頻器中其它不需要的頻率分量的輸出，要求混頻器中頻輸出回路應具有較好的選擇性，即希望有較理想的幅頻特性，它的矩形系數(shù)應盡可能接近于1。

3）噪聲系數(shù)

混頻器噪聲系數(shù)定義為輸入端高頻信號信噪比與輸出端中頻信號信噪比的比值?；祛l器噪聲系數(shù)越小，電路性能越好。由于混頻器處于接收機的前端，它的噪聲電平高低對整機有較大影響。所以，必須注意選擇變頻電路的器件及其工作狀態(tài)，使其噪聲系數(shù)盡量小。

4）失真和干擾

混頻電路除了會產(chǎn)生幅度失真和非線性失真外，還會產(chǎn)生各種組合頻率干擾，因此不但要求選頻回路的幅頻特性要理想，還應盡量選擇場效應管或乘積型器件構成混頻器，以盡量減少產(chǎn)生不需要的頻率分量。

5）穩(wěn)定度

這里所說的穩(wěn)定度是指本振的頻率穩(wěn)定度。因為變頻電路輸出端的中頻濾波器的通頻帶寬度是一定的，如果本振頻率產(chǎn)生較大的漂移，那么經(jīng)變頻所得的中頻可能超出中頻濾波器通頻帶的范圍，引起總增益的降低。9.7.2混頻電路

既然混頻電路是典型的頻譜搬移電路，那么原則上凡是具有相乘功能的器件，都可以用來構成混頻電路，如集成模擬相乘器，含有平方項特性的各種非線性器件等。雖然模擬相乘器能實現(xiàn)理想相乘，消除組合頻率干擾，但是它們目前尚不能在甚高頻（VHF）以上的頻段滿意的工作，因此這些頻段混頻時，還是采用晶體三極管、場效應管或者肖特基二極管等器件。所以對這些器件組成的混頻器的分析，仍有它的現(xiàn)實意義。它們廣泛地應用在中短波段及微波波段的接收機和高頻測量儀器中。

1.晶體三極管混頻器

晶體三極管混頻器的主要優(yōu)點是具有大于1的變頻增益（大約20dB變頻增益）。

1）三極管混頻電路原理

圖9－57給出了晶體三極管混頻器的基本電路。其中，圖（a）、（b）電路在調(diào)幅廣播接收機中應用較多，圖（c）、（d）電路則適用于工作頻率較高的調(diào)頻接收機。圖9－57晶體三極管混頻器的基本電路圖9－58變頻跨導示意圖接收機中所用的混頻器，一般可認為uL>>us，三極管工作在線性時變狀態(tài)。圖9－58給出了三極管的轉移特性（ic～ube）曲線、變頻跨導g(t)與ube的關系曲線及本振電壓對三極管變頻跨導的控制情況。從圖中可見，雖然本振電壓為正弦波，但由于三極管轉移特性的非線性，變頻跨導g隨時間t的變化已不再是正弦波形，其變化周期仍與本振電壓相同。g(t)中含有基波與高次諧波。即(9.61)

2）實用電路舉例

圖9－59是第一篇中實驗用的中波廣播收音機的晶體管變頻電路，空間電磁波在磁性天線上產(chǎn)生感應電流，通過輸入回路選擇出有用信號，經(jīng)L2耦合到變頻管基極。而本振電壓是由晶體管、振蕩回路（L4、C3、C5、C1b）和反饋電感L3組成的互感耦合反饋振蕩電路產(chǎn)生的，并通過耦合電容C2加到晶體管發(fā)射極上。這里采用信號、本振分開注入方式，是因為廣播收音機的中頻頻率為465kHz、本振頻率和信號頻率相距較近，為減小其間相互影響而為之。變頻器的負載中頻變壓器即是一個帶通濾波器，選擇出所需的465kHz中頻信號，抑制帶外干擾。圖9－59中波調(diào)幅收音機變頻電路圖9－60是典型電視接收機中的混頻電路。高頻放大器輸出的高頻信號us經(jīng)雙調(diào)諧回路濾波后，加到混頻管基極。本振信號電壓uL經(jīng)耦合電容C4注入到混頻管基極。為了減小uL、us之間的相互影響，C4取值較小（幾個pF）。輸出回路是一雙調(diào)諧回路，其中心頻率調(diào)諧在38MHz的圖像中頻上。圖9－60電視接收機中的混頻電路

2.場效應管混頻器

場效應管混頻器在電路形式上與晶體三極管的十分相似，其典型電路如圖9－61所示。圖中R1、C1是自給偏置電路，本振電壓通過互感耦合注入源極，信號由柵極輸入經(jīng)混頻管的非線性作用，產(chǎn)生和頻、差頻等電流分量，若將輸出回路L3C3調(diào)諧于差頻頻率ωI=ωL-ωc，則在回路兩端就可得到中頻分量的電壓，從而完成頻率變換。

根據(jù)電路組態(tài)（對信號而言共源型或共柵型）和本振注入方式（源極注入或柵極注入）不同，場效應管混頻器電路，有四種組合形式。選取原則和晶體管混頻器相同。圖9－61場效應管混頻器的典型電路

3.晶體二極管混頻器

晶體二極管混頻器具有電路結構簡單、噪聲低、組合頻率分量少等優(yōu)點，如果采用肖特基二極管，其工作頻率可達到微波波段，因此它廣泛地用于高質(zhì)量的微波波段的通信、雷達、測量等設備中。它的主要缺點是變頻增益小于1。

二極管混頻器主要有一只二極管構成的單端式、兩只二極管構成的單平衡式和四只二極管構成的雙平衡式混頻器等幾種。其中雙平衡式的主要優(yōu)點是，輸出頻譜較純凈、噪聲低、工作頻帶寬等，圖9－62給出了二極管雙平衡式混頻器的電路圖。圖9－62二極管雙平衡式混頻器的電路圖當本振電壓uL(t)=ULcosωL(t)的幅度較大時，可使二極管VD1～VD4按照其周期呈