《高頻電路分析與實踐》課件第7章

第七章高頻功率放大電路7.1概述7.2丙類高頻功率放大器的工作原理7.3高頻功率放大器的特性分析7.4高頻功率晶體管的特性7.5高頻功率放大器的電路結構7.6功放管的安全工作7.7集成高頻功率放大電路簡介 7.1概述

前面各章分析的放大、混頻和調制等電路，通常都是在比較低的功率水平上實現(xiàn)信號處理的。這樣做使得電路容易實現(xiàn)，同時又降低了系統(tǒng)各個單元電路之間的相互干擾。根據常識我們知道，無線電發(fā)射機必須具有足夠的功率才能使發(fā)射的信號被遠方的接收機可靠地接收。高頻電路中，使待發(fā)送高頻信號獲得足夠功率是由高頻功率放大器來實現(xiàn)的。在低頻電路中也要使用功率放大器。通過低頻功率放大器的學習，我們已經建立了一個重要的概念：功率放大器實質上是將電源供給的直流功率轉換為信號功率。這種轉換當然不是百分之百的。電源供給的直流功率中沒有轉換的部分就消耗在功率放大器中。這部分消耗功率（能量）會使功率放大器發(fā)熱，若消耗功率過大，就會使功率放大器過熱從而損壞。第六章提到功率放大器是決定無線電發(fā)射機可靠性的主要因素之一就是這個原因。因此，如何提高放大器的（功率轉換）效率是設計與調試功率放大器的首要問題。提高功率放大器效率的主要途徑是使放大元件工作在乙類、丙類或開關狀態(tài)。但這些工作狀態(tài)的晶體管輸出電流與輸入信號之間存在很嚴重的非線性失真。低頻放大器用推挽方法結合深度負反饋解決非線性失真；而高頻功率放大器主要采用諧振方法來濾除非線性失真。不同的選擇緣于放大元件在低頻區(qū)和高頻區(qū)的特性不同，及實用高頻信號與低頻信號特性的不同。就放大元件而言，一方面高頻區(qū)特性遠比低頻區(qū)復雜，這決定了高頻功率放大器一般難以采用深度負反饋解決非線性失真。另一方面，實用高頻信號通常是所謂的“窄帶信號”。窄帶信號是指帶寬遠遠小于其中心頻率的信號。例如帶寬為6MHz的電視信號調制到450MHz的頻率上，帶寬（6MHz）遠小于其中心頻率（450MHz），因此該已調信號為窄帶信號。而頻率范圍為300～3400Hz的話音信號就不是窄帶信號。窄帶信號具有類似于單一頻率正弦波的特性，因此可用諧振電路（窄帶電路）來處理它們。這也是高頻小信號放大、調制解調和混頻等高頻電路中采用諧振電路濾波的依據。由于放大元件特性的不同及諧振電路的采用，影響高頻功放工作狀態(tài)的因素比低頻功放多得多。例如實際負載阻抗相對于設計值的少許偏移可能造成放大元件輸出端負載阻抗的較大偏移；調諧元件參數(shù)的少許偏移會造成嚴重的失諧。這些都將直接造成輸出信號的嚴重失真和效率的嚴重降低，從而損壞放大器。同時，在高頻功率放大器中，參與調諧的元件多，這與高頻小信號放大、調制解調和混頻等高頻電路中的情況不同?？傊?，高頻功放的效率（可靠性）對元件參數(shù)敏感，而相關的因素和元件數(shù)多，故它的設計和調試都要比低頻功放復雜。高頻功放的放大元件可以是晶體管或電子管。由于在大多數(shù)場合都采用晶體管做放大元件，本章也只討論晶體管功率放大器。

本章第二節(jié)敘述高頻功率放大器的工作原理，說明丙類工作狀態(tài)如何提高功率轉換效率，以及這種放大器的總體結構。第三節(jié)分析影響高頻功放工作狀態(tài)的各種因素。第四節(jié)簡要介紹功率晶體管的高頻特性，目的是請讀者注意到各種理論分析中對高頻功率晶體管的特性都做了較大的簡化。這樣，讀者一定能注意到按這些理論分析結論設計出的電路，其實際特性與預期的特性之間可能存在較大的誤差，設計方案主要應根據實驗結果選擇。實踐的觀點在高頻功放的學習、設計與調試中顯得特別重要。第五節(jié)介紹高頻功率放大器的實際電路結構，以便構成一個完整的高頻功率放大器。前述各節(jié)的介紹與分析都是針對單管放大器進行的。目前單管放大器所能輸出的功率還不能滿足大功率發(fā)射機的要求，產生很大功率通常是由功率合成器實現(xiàn)的。7.2丙類高頻功率放大器的工作原理

7.2.1基本原理

因為實際上最常用的為共射極電路，所以以后的討論只限于共射極組態(tài)。高頻諧振功率放大器通常都可簡化為圖7－1(a)。由圖7－1(b)所示的電路各處的信號波形我們可以看到，輸出到諧振阻抗上的電壓是正弦電壓，電壓振幅為Ec，電壓動態(tài)范圍為2Ec。晶體管集電極承受的電壓uc(t)是該正弦電壓加上直流偏置電壓Ec。其最小值為0。集電極電流ic(t)為脈沖狀，電流ic(t)不為0的時間基本上集中在電壓uc(t)為最小值期間。圖7－1高頻功率放大器的結構及信號波形

(a)電路結構;(b)各處的信號波形;(c)ic(t)的精細結構由于晶體管的集電極耗散功率（這是晶體管耗散功率主要部分）Pc為(7.1)ICn、n

f和

n分別表示第n個分量的振幅、頻率和相位。圖7-2示出了一個ic(t)分解的實例。(7.2)圖7－2

ic(t)的分解在式(7.2)中，我們特別關心n=0和n=1時對應的兩項，它們分別是i

c0(t)=I

c0

i

c1(t)=Ic1

cos(2

ft+

1)(7.3)(7.4)式中：ic0(t)為直流分量，它是ic(t)在一個周期內的平均值；ic1(t)是ic(t)中頻率為f的分量（稱為基波分量），它是ic（t)中代表信號電流的部分。我們將看到，只有這兩個分量與放大器輸出功率或耗散功率有關。ic(t)中頻率大于f（n>1）的所有分量（稱為諧波分量）都是晶體管脈沖工作狀態(tài)所產生的非線性失真分量，不應該輸出到負載中產生相應的電壓。顯然采用調諧于信號頻率f的諧振負載（在頻率f附近呈現(xiàn)純電阻性阻抗R，而在直流（f=0）和其他諧波頻率上呈現(xiàn)接近于0的阻抗）可讓基波分量在負載上產生電壓，而直流和其他諧波分量不在負載上產生電壓。由于諧波頻率為基波頻率f的整數(shù)倍，最低諧波頻率為2f，遠離諧振負載的諧振頻率，達到上述要求的諧振負載是比較容易實現(xiàn)的。注意，圖7－1(a)中的諧振負載并非實際負載。實用電路中實際負載往往是通過一個相當復雜的諧振網絡連接到晶體管的，這將在高頻功率放大器的電路結構一節(jié)說明。上述諧振負載Z是從晶體管集電極看到的諧振網絡所呈現(xiàn)的負載。實用電路中諧波電流不流入實際負載，而是被諧振電路中的電容旁路掉了。7.2.2功率關系

要理解高頻功率放大器的效率，首先必須理解放大器中的各種功率關系。電路分析中通常只關心平均功率。除非特別指出，以下所述功率均指平均功率。在功放中存在以下幾個功率：

Ps——電源供給放大器的功率；

Po——放大器輸出給諧振負載的功率；

Pc——放大器晶體管集電極耗散功率。從原理上講，諧振網絡中的諧振元件（電感、電容）并不消耗功率。放大器輸出給諧振負載的功率也都能通過諧振網絡傳遞給實際負載。因此，Po也就是放大器輸出給實際負載的功率。從圖7－1(a)可以看出，電源、諧振負載和晶體管集電極具有相同的電流ic(t)。因此(7.5)(7.6)(7.7)上述各式中的上劃線表示在一個信號周期內取平均值。由于故(7.8)

1．電源輸出功率Ps

電源供給放大器直流電壓Ec和集電極電流ic(t)，因此電源將供給放大器功率。集電極電流ic(t)的平均值就是ic(t)中的直流分量Ic0，因此(7.9)這說明ic(t)中的直流成分決定了電源的輸出功率。(7.10)(7.11)只有當n=1時上式第一項為1/2，平均值為1/2；第二項為正弦交流信號，平均值為0。當n為其它值時上式兩項均為正弦交流信號，平均值為0。于是，將式(7.2)、(7.11)代入式(7.6)并引用上述結論，得到可見，放大器輸出功率由ic(t)中的基波分量和諧振負載決定。利用式(7.8)可計算出放大器晶體管集電極耗散功率Pc

式(7.9)、(7.12)和(7.13)就是功率放大器各處的功率關系。7.2.3效率

由于Pc>0，因此Po<Ps。定義(7.14)為功率放大器的效率。將式(7.9)、(7.12)代入式(7.14)得(7.15)上式說明，在電源電壓Es一定時，欲提高功率放大器的效率，應增加諧振負載電阻R、集電極電流基波分量Ic1，減小集電極電流直流分量Ic0。這可指導功率放大器的設計。

然而，提高效率的問題遠沒有解決。因為R、IC1和IC0通常是相互制約的，不能獨立調整?；蛘哒f它們對效率的貢獻可能有相互抵消的情況。這些關系需在下一節(jié)中說明。下面我們先導出一個能更有效地指導高頻功率放大器的設計的效率關系式。

根據(7.11)我們知道，諧振負載上的電壓是射頻基波電壓uZ(t)=UOMcos(2

ft+

1)Uom=R

I

c1(7.16)(7.17)綜合式(7.12)和(7.17)，我們有(7.18)(7.19)在式(7.20)中，令(7.20)(7.21)則(7.22)

k被稱為集電極電流的波形系數(shù)，h被稱為電壓利用系數(shù)。上式說明欲提高功率放大器的效率，應提高k和h的值。前述增加R、Ic1，減小Ic0來提高效率的方法也會提高k和h的值。在實際電路中，k和h的值不會互相制約，從而可獨立設計與調整。因此式(7.22)比式(7.15)能更有效地指導高頻功率放大器的設計。提高功放效率有兩個意義。在要求一定的輸出功率的前提下，提高效率能節(jié)省發(fā)射機輸入功率。這對移動電話和衛(wèi)星轉發(fā)器之類的設備很有意義。其次，提高效率能降低晶體管耗散功率，減少晶體管的發(fā)熱，從而提高整機的可靠性?；蛘?，在允許晶體管耗散功率一定的條件下，提高效率使晶體管可輸出更大的功率。這可從下面的關系看出。根據效率的定義，輸出功率Po=ηPs，晶體管耗散功率Pc=(1-η)Ps。因此(7.23)根據上式，若某晶體管允許耗散功率即Pc為10W，在效率為80%時放大器可輸出40W的功率；在效率為90%時則可輸出90W的功率。7.2.4電壓利用系數(shù)

根據式(7.21)，要提高電壓利用系數(shù)h，應提高諧振負載上的電壓uZ(t)的振幅Uom。但由于晶體管集電極電壓u

C

(t)=EC-uZ(t)（7.24）或Uom<Ec-uces=uomax

(7.25)Uomax是允許Uom能達到的最大值。當Uom達到該最大值時，稱放大器工作于盡限運用狀態(tài)。此時h達到最大值(7.26)

以上分析說明，從提高電壓利用系數(shù)h的角度提高功率放大器的效率，應盡量使放大器工作于盡限運用狀態(tài)。這要求射頻信號的幅度恒定。這對于沒有幅度調制的射頻信號（如調頻、調相等）是可以做到的。而對于有幅度調制的射頻信號（如調幅、單邊帶等）就做不到了。如圖7－3所示。目前模擬無線通信系統(tǒng)廣泛采用調頻體制、數(shù)字無線通信系統(tǒng)廣泛采用恒包絡調相體制的重要原因之一，就是它們的射頻信號幅度恒定，可以使發(fā)射機功放工作在盡限運用狀態(tài)。圖7－3具有幅度調制時的集電極工作波形功放工作在盡限運用狀態(tài)時，電路的有關參數(shù)為Uom=uomax(7.27)(7.28)(7.29)

這些是以后將經常用到的幾個關系式。上述各式表明，在盡限運用時，若輸出功率要求給定，則Uom一定，要求R一定，Ic1一定。7.2.5集電極電流的波形系數(shù)

影響集電極電流的波形系數(shù)k的因素很多，這也是我們說高頻功率放大器的分析比較復雜的主要原因之一。下一節(jié)將討論這些因素?，F(xiàn)討論一個比較簡單、基本的因素，即集電極電流脈沖的導通角。如果下一節(jié)將討論的那些因素不使功放晶體管進入飽和狀態(tài)，則波形系數(shù)k只受導通角的影響。在此討論導通角還因為這涉及到兩個基本問題：為什么高頻功率放大器中晶體管要工作在丙類狀態(tài)？如何讓晶體管工作在丙類狀態(tài)？先對高頻功率晶體管的特性做簡化，忽略掉它的惰性與內部反饋，也不考慮晶體管進入飽和狀態(tài)的情況。晶體管的這種簡化特性自然會與其實際特性相去甚遠。但它抓住了晶體管的主要特征，即基極電壓（電流）控制集電極電流。做這種簡化后我們認為，基極電壓變化將立即引起基極電流變化，同時也立即引起集電極電流變化，即特定時刻集電極電流只決定于該時刻的基極電壓。就像晶體管在低頻工作時的情況那樣。這樣，在圖7－1(a)的共射電路中，集電極電流ic是基極電壓ub的函數(shù)，即ic=gub

(7.30)式(7.30)被稱為晶體管的轉移特性。我們進一步假定基極電流隨基極電壓ub按折線規(guī)律變化，而集電極電流ic是基極電流線性放大的結果，則ic也隨ub按折線規(guī)律變化，如圖7－4所示。圖中UT為PN節(jié)的門限電壓。硅管的門限電壓約為0.4～0.6V，鍺管的門限電壓約為0.25～0.3V。轉移特性寫成解析式為ub<UT

ub>UT

(7.31)式中：gT被稱為晶體管的跨導。圖7－4晶體管的轉移特性根據晶體管的轉移特性，若在晶體管基極加上一個交流電壓ub(t)，則只有當ub(t)>UT時才會在集電極產生電流i

C(t)=gT[u

b(t)-UT](7.32)顯然，ic(t)是脈沖狀的。脈沖形狀為余弦波形的頂部（我們稱之為余弦脈沖）。如圖7－5所示。圖7－5集電極脈沖電流的產生如果在整個信號周期內，晶體管集電極都導通并流過余弦電流，則電流的相位在一個周期內變化了2π（360°）?，F(xiàn)在，一個周期內晶體管集電極導通的時間不足一個周期。為表示導通時間與周期之比，我們引入一個參數(shù)——導通角θ。它表示集電極導通時間內上述余弦信號的相位變化。我們將看到，余弦脈沖的波形系數(shù)k由θ決定。顯然，ic(t)的導通角可由晶體管的基極偏置電壓Ub和ub(t)的振幅Ubm決定。由圖7－5可見，當Ub增加時，θ增加。我們還可根據圖7－5寫出θ與Ub和Ubm的關系注意，上式中Ub<0。實際上，由于晶體管的特性比較復雜，所以式(7.33)的應用價值有限。但Ub增加時θ增加的結論是正確的，可幫助我們在設計或調試電路時調整導通角。同時，集電極電流為余弦脈沖的結論比較符合實際情況。因此，分析高頻功放可直接從集電極電流為余弦脈沖的假設入手。(7.33)導通角為θ的余弦脈沖電流ic(t)可寫成(7.34)根據傅里葉級數(shù)理論將頻率為f的上述脈沖分解為式(7.2)的傅里葉級數(shù)可得(7.35)(7.36)

n=0n>1(7.37)(7.38)

(1)各Icn都與余弦脈沖的高度icmax成正比；

(2)各Icn與icmax的比例系數(shù)都是導通角θ的函數(shù)；

(3)各頻率分量的初始相位為0，表明它們的最大值與余弦脈沖的最大值在時間上是同時發(fā)生的。

可將各Icn寫成Icn=αn(θ)icmax(7.39)式中：αn(θ)為式(7.35)、(7.36)和(7.37)中的比例系數(shù)，稱為余弦脈沖的分解系數(shù)。在以上各Icn或各αn(θ)中我們只關心Ic0、Ic1或α0(θ)、α1(θ)，因為只有它們與波形系數(shù)k有關。根據式(7.21)，我們可寫出k的定義(7.40)可見k也是導通角

的函數(shù)。圖7-6示出了各

n(

)及k與

的函數(shù)關系。圖7－6余弦脈沖的分解系數(shù)αn(θ)與波形系數(shù)k(θ)由圖7－6可見，波形系數(shù)k(θ)隨導通角θ增加而減小，其最大值為2。從提高波形系數(shù)的角度來提高功放效率，導通角θ應越小越好。但實際上，θ也不能取得太小。這是因為：

(1)當θ太小時，α1(θ)很小。根據α1(θ)的定義，得(7.41) 這說明，此時晶體管集電極最大電流（余弦脈沖的高度）將比所要求的基波電流振幅Ic1大很多倍。而Ic1是由輸出功率的要求決定的，見式(7.29)。

(2)由式(7.33)關于導通角的調整方法的討論可知，若要求θ很小，則功放管的基極激勵電壓幅度和反向偏壓都要求很大，造成功放管的基極瞬時反向電壓很大，這容易造成發(fā)射結功放管的擊穿。

(3)若導通角太小，在射頻頻率較低時，產生的各高次諧波分量較大；在射頻頻率較高時，又不容易做到太小的導通角。從上述討論可知，在不顯著降低波形系數(shù)的前提下，應盡量讓θ大一些。從圖7－6可見，只要θ小于120°，k值都是可接受的。當θ=120°時，k=1.80，在盡限運用情況下放大器可得到接近90%的效率；當θ=180°時（乙類放大器），k=1.57，在盡限運用情況下放大器可得到接近78%的效率。可見，丙類放大器比乙類放大器的效率高得多。

至此，我們已經對晶體管高頻功率放大器集電極工作狀態(tài)有了這樣的認識：①集電極射頻信號振幅接近電源電壓；②從集電極看到的諧振負載阻抗由R=Ec2/(2PO)確定，若實際負載阻抗不是這個值，則要用阻抗變換電路將實際負載阻抗變換成所要求的值；③集電極電流為導通角較小的余弦脈沖電流。讓我們用具體數(shù)據來建立一些感性認識。譬如，某150MHz調頻電臺的功放電源為13.8V，要求輸出峰值包絡功率（PEP）80W。則要求功放管集電極諧振負載阻抗為1.19Ω，集電極電流的基波分量Ic1為11.6A。若采用120°導通角，則效率為90%。此時電源輸出功率為88.9W，輸出電流為6.44A。晶體管集電極耗散功率為8.9W。集電極電流最大值為29.65A；若采用180°導通角，則效率為78%。此時電源輸出功率為102.6W，輸出電流為7.43A。晶體管集電極耗散功率為22.6W。集電極電流最大值為23.18A。7.3高頻功率放大器的特性分析

上節(jié)最后我們提出丙類功率放大器的理想工作狀態(tài)，其中要求集電極電流為導通角較小的脈沖電流。保持集電極電流為導通角較小的脈沖電流的條件是功放晶體管不能進入飽和狀態(tài)。但實際上，集電極電流脈沖形狀受到許多因素的影響，包括諧振負載的變化、激勵狀態(tài)、集電極和基極偏壓變化的影響。經過分析我們還會發(fā)現(xiàn)，由于這些影響不可避免，適當?shù)刈尮Ψ殴芄ぷ髟谳^淺的飽和狀態(tài)，可減小這些因素對放大器效率的影響。本節(jié)將分析這些影響。在此之前，我們有必要分析一下作為放大器工作狀態(tài)分析工具的晶體管輸出特性。由“低頻電子線路”課程我們知道，晶體管輸出特性反映當基極電壓（電流）一定時，集電極電流隨集電極電壓的變化規(guī)律，如圖7－7所示。晶體管（共射）放大器能起放大作用，它能提供一個與集電極電壓uce（或負載電壓）無關而只由基極電壓控制的集電極電流ic（負載電流）。但晶體管輸出特性告訴我們，這種控制關系是有條件的，那就是uce必須足夠大。例如在圖7－7中，當ub=Ub3時，必須滿足uce>uces3。若uce<uces3，則ic隨uce減小而急劇減小。此時稱晶體管工作在飽和狀態(tài)。工作在飽和狀態(tài)的晶體管沒有放大能力。稱uces3為ub=Ub3時的飽和（集電極）電壓。由圖7－7可見，集電極飽和電壓uces與基極電壓ub有關，ub較大時，uces也較大。在高頻功放管中，Uces通常較小，所以我們通常不深究uces與ub的關系。圖7－7晶體管的輸出特性在共射高頻諧振功率放大器中，晶體管集電極電壓uce由電源電壓Ec和集電極輸出電壓uZ(t)=Uomcos(2πft+φ1)決定uCE(t)=Ec-uZ(t)(7.42)當uZ(t)達到最大值時，uce(t)取最小值。若Uom接近Ec，uce(t)的最小值會小于uces，即晶體管瞬間進入飽和狀態(tài)。由于此時集電極輸出電壓幅度較大，我們稱此時功放管工作在過壓狀態(tài)。過壓狀態(tài)下集電極電流脈沖由基極偏壓、激勵和功放管的瞬時飽和深度決定。若集電極輸出電壓幅度較小，晶體管任何時刻都工作在放大狀態(tài)，我們稱此時功放管工作在欠壓狀態(tài)。欠壓狀態(tài)下集電極電流脈沖由基極偏壓和激勵決定。若uce(t)的最小值接近飽和電壓，我們稱此時功放管工作在臨界狀態(tài)。臨界狀態(tài)下，晶體管不飽和，同時集電極輸出電壓幅度較大。因此臨界狀態(tài)就是前面所說的盡限運用狀態(tài)，是功放管的一種理想工作狀態(tài)。注意，晶體管狀態(tài)的這種描述是總體性的，不是描述晶體管的瞬時狀態(tài)。例如，過壓狀態(tài)下，功放管只是瞬間進入飽和狀態(tài)，其它時間晶體管仍工作在放大狀態(tài)，因此在過壓狀態(tài)下功放管仍有放大能力。7.3.1諧振負載的影響——負載特性

根據上一節(jié)的分析，盡限運用可提高功放的效率。在盡限運用時，功放管要求的諧振負載R是一定的，但有兩個因素造成R可能偏離設計值。首先，高頻功率放大器的實際負載常常是天線。而天線的阻抗很容易受周圍環(huán)境的影響而變化。有時在工程安裝中甚至不能確切知道天線的阻抗。其次，實際負載是通過復雜的阻抗變換和濾波網絡變換成功放管所要求的諧振負載的。因此，即使實際負載是已知的確定值，在調試過程中仍會因為諧振元件的調整而使功放管集電極的負載阻抗劇烈變化。功率放大器的負載特性描述當集電極電源電壓、基極激勵電壓和偏置電壓一定，功放管集電極負載Z偏離理想值時，功放管工作狀態(tài)的變化規(guī)律。集電極負載Z偏離理想值包括兩種情況，一是集電極調諧準確，但諧振阻抗R的大小偏離理想值；二是集電極未準確調諧，集電極負載阻抗包含電抗分量。下面分別討論。一、集電極諧振阻抗R偏離理想值

由于基極激勵電壓和偏置電壓一定，若功放管不飽和，集電極電流脈沖ic(t)是一定的。此時，ic(t)可由余弦脈沖的導通角θ和高度icmax兩個參數(shù)完全地描述，它們是一定的。Ic0、Ic1和波形系數(shù)k也是一定的。集電極效率由電壓利用系數(shù)h決定。在功放管不飽和的條件下最大效率發(fā)生在盡限運用也就是臨界狀態(tài)時Uom=uomax=Ec-Uces

(7.43)(7.44)（7.45)（7.46)式中：Ropt為諧振負載的最佳阻抗值。當R偏離Ropt時，功放管將進入欠壓或過壓工作狀態(tài)。輸出功率和效率都將偏離上述值。

1．欠壓狀態(tài)

當R<Ropt時，由于Ic1一定，因此Uom<uomax，說明此時功放管工作在欠壓狀態(tài)。由于Ic0一定，因此電源輸出功率Ps一定。集電極輸出功率Po和效率η完全決定于Uom。此時集電極工作狀態(tài)為Uom=Ic1R(7.47)(7.48)(7.48)（7.50)

2．過壓狀態(tài)

當R>ROPT時，功放管的集電極工作狀態(tài)就復雜一些。我們將看到，此時UOM將維持UOMAX基本不變，而IC0和IC1將減小。因為若IC1維持不變，則由于R>ROPT，會導致UOM>UOMAX。但這是不可能的，因為這時功放管將會因飽和而降低放大能力。亦即，R>ROPT有增大UOM的趨勢，而UOM增大使功放管飽和。飽和又有使UOM減小的趨勢。這兩種相反趨勢的平衡點是維持UOM基本不變。實際上，隨著R增加，飽和電壓UCES會降低，因此UOM會增加。但UCES的值很小，因此UOM的增加很小，見圖7-8(b)的右半部。UOM基本不變是我們分析過壓狀態(tài)下集電極工作得到的第一個結論，也是后面分析的出發(fā)點。Uom

Uomax(7.51)圖7－8負載特性曲線與功率、效率曲線

為分析過壓狀態(tài)下的各項功率與效率，必須分析IC0和IC1的變化規(guī)律。為此必須考察此時集電極電流脈沖的變化。根據(7-51)和UOM=RIC1，顯然有(7.52)這與欠壓狀態(tài)下的情況完全不同。在那里，IC1與R無關而由基極激勵電壓和偏壓決定?，F(xiàn)在，IC1則由負載決定。這是怎么回事呢？

原因在于過壓狀態(tài)下功放管有一段時間會飽和，見圖7-9。由于集電極接諧振負載，因此無論集電極電流脈沖為何種形狀，只要它有基波分量，集電極交流電壓就只有基波分量。它是一正弦振蕩電壓，并且，根據上述分析，其振幅基本恒定。這樣，結合圖7-9(a)的晶體管輸出特性我們可確定基極激勵和偏壓以及集電極電源電壓一定時功放管的工作波形如圖7-9(b)。當uB<UT時，iC=0。此時集電極電流iC與電壓uC的變化軌跡在圖7-9(a)的A和B之間。t1時刻以后uB>UT，iC>0，iC、uC的變化軌跡脫離AB線。t2時刻uB=UB1，iC、uC的變化軌跡到達C。t3時刻uB=UB2，軌跡到達D。我們看到，此時功放管已臨近飽和，但集電極正弦振蕩電壓還未達到其最小值。t4時刻該最小值達到，軌跡到達D。盡管此時uB=UB3>UB2，但功放管飽和，因此iC下降。t5、t6、t7時刻的軌跡可類似分析。一個完整振蕩周期中集電極電流iC與電壓uC的變化軌跡為

B(t1)

C(t2)

D(t3)

E(t4)

D(t5)

C(t6)

B(t7)

A(t8)

B(t1)

圖7－9過壓狀態(tài)下晶體管的工作情況

（a）晶體管的輸出特性;（b）各狀態(tài)變量波形

以上分析說明，過壓狀態(tài)下的集電極電流脈沖形狀與欠壓狀態(tài)的情形相比發(fā)生了很大變化。此時的電流脈沖中心出現(xiàn)下凹。正是這一變化使Ic0和Ic1都發(fā)生了變化，顯然他們都比在欠壓狀態(tài)下小。這說明功放管的瞬態(tài)飽和會自動調整Ic1使之按(7.29)的規(guī)律變化，Ic0也隨之變化。Ic0的變化規(guī)律應另行分析才可得到，此處從略。分析表明，隨著負載R的值加大，Ic0將減小，但不如Ic1減小那么顯著。因此，隨著R的加大，波形系數(shù)k將減小。但導通角較小時，在Ropt附近k基本維持不變。隨著R的加大，瞬時飽和深度加大。從圖7－9(a)可以看出，此時D點的飽和電壓略微降低，因此，Uom略微加大?，F(xiàn)在來分析集電極輸出功率Po和電源輸出功率Ps。根據式(7.52)有(7.53)即PO隨R增加而減小。至于電源輸出功率PS，由于IC0隨R增加而減小，根據(7.9)，PS也隨R增加而減小。至此，我們已可解釋圖7-8中過壓狀態(tài)下Ic0、Ic1、Uom、PO和PS的變化規(guī)律。隨著R加大，波形系數(shù)k減小而電壓利用系數(shù)h維持不變，故效率

也會降低。但在ROPT附近由于k基本維持不變而UOM略微加大（h也略微加大），根據(7.23)，效率

也會略微增加。這說明所謂最佳負載R

OPT是相對于輸出功率而言的。相對于效率的最佳負載比ROPT稍大。最后，集電極耗散功率PC可由PS-PO得到。它也隨著R加大而減小。

掌握功放管的負載特性對實際調試諧振功率放大器非常重要。最后對功放的三種工作狀態(tài)作一總結：臨界狀態(tài)是功放的理想狀態(tài)，輸出功率最大，效率較高。但此時要求集電極負載阻抗的值一定。欠壓狀態(tài)下功放管輸出電流一定，輸出電壓、功率都隨負載變化而變化。輸出功率小，集電極效率低。除非輸出信號有幅度調制，這種工作狀態(tài)應避免。

過壓狀態(tài)下功放管集電極輸出電壓不隨負載變化而變化，此時放大器相當于一個恒壓源。顯然它可用于那些負載變化范圍大的場合。

在臨近臨界的過壓狀態(tài)下，集電極效率最高，輸出功率較大。因此，實用功放電路通常采用這種工作狀態(tài)。

2、集電極失諧

集電極失諧發(fā)生在功放的調試過程中，或調試好后因發(fā)射機實際負載偏離設計值從而造成調諧網絡失諧的情況下。失諧嚴重時（如調試過程中），集電極負載阻抗絕對值通常很小，電源輸出功率基本被功放管消耗，因此功放管會損壞。這種情況對諧振功率放大器是應絕對避免的。如果發(fā)射機實際負載偏離設計值，就可能造成輕微失諧。此時，放大器效率降低，功放管耗散功率增加。當耗散功率超過功放管的允許耗散功率時，功放管也會損壞。這種情況對調試與使用諧振功率放大器也應十分注意。下面我們來分析后一種情況。失諧發(fā)生時，集電極負載阻抗為復數(shù)Z=|Z|exp(jφZ)(7.54)當φZ>0時，Z為感性負載；當φZ<0時，Z為容性負載。集電極交流電壓為UZ(t)=|Z|Ic1cos(2πft+φZ)(7.55)即集電極交流電壓與集電極電流基波分量之間有相位差φZ。輕微失諧時φZ的絕對值較小。由于集電極電流脈沖的峰值對準其基波分量的峰值（無相位差），因此，失諧時集電極電流脈沖的峰值與集電極電壓最小值之間有相位差φZ。此時即使|Z|較大而使功放管工作在臨界或過壓狀態(tài)，功放管導通時的瞬時功耗仍然較大，從而平均功耗較諧振時增加。如圖7－10所示。圖7－10失諧造成功放管集電極耗散功率增加必須指出，即使失諧造成的功放管耗散功率增加值不大也有可能損壞功放管。這是因為在高效率功率放大器中，功放管集電極耗散功率本來是很小的。在設計放大器選擇功放管時是按較小的集電極耗散功率來考慮的。這時，數(shù)值不大的耗散功率增加值就可能使功放管實際耗散功率突破極限值。7.3.2各極電壓對工作狀態(tài)的影響

1、電源電壓對工作狀態(tài)的影響

通常，功放管的集電極電源電壓Ec應保持穩(wěn)定。但在集電極調幅電路中則依靠改變Ec來實現(xiàn)射頻信號的幅度調制。分析Ec對工作狀態(tài)的影響目的在于搞清楚正確實現(xiàn)調幅的條件。在負載、基極激勵電壓與偏壓一定時，集電極各狀態(tài)參數(shù)隨Ec的變化規(guī)律如圖7－11所示。圖7－11

Ec的變化對工作狀態(tài)的影響理解Ec的變化對工作狀態(tài)的影響仍然要從功放管的欠壓、過壓狀態(tài)入手。首先應清楚功放管在什么電源電壓范圍內過壓，什么范圍內欠壓。顯然，電源電壓較低時，功放管容易瞬間飽和。因此電源電壓較低時功放管容易工作在過壓狀態(tài)。根據負載特性的分析，在欠壓狀態(tài)下，集電極電流只由基極狀態(tài)決定，與集電極電源無關。因此在欠壓狀態(tài)下增加電源電壓EC，IC0與IC1不變。由于負載不變，根據PS=EC

I

C0和PO=IC12R/2可知，此時PS隨EC增加而成正比地增加，PO保持不變，根據PC=PS-PO，PC隨EC增加而增加。過壓狀態(tài)下，UOM=EC-UCES，而UCES的值很小。因此，UOM跟隨EC的變化。根據IC1=UOM

/R，隨EC增加成正比地增加。在負載特性的分析中我們曾提到IC0大體跟隨IC1的變化，因此它也隨EC增加而增加。

集電極調幅就是利用過壓狀態(tài)下UOM跟隨EC變化的原理而實現(xiàn)的。讓EC按調幅信號的包絡變化，即可在功放管集電極輸出調幅電壓。2、改變基極狀態(tài)對工作狀態(tài)的影響

基極狀態(tài)包括基極交流激勵電壓振幅UBM和偏置電壓UB。在研究基極狀態(tài)對工作狀態(tài)的影響時，需假定集電極電源與負載保持不變。在調幅波放大時需考慮UBM對放大器工作狀態(tài)的影響；在基極調幅時，基帶信號作為基極偏置電壓UB。此時要考慮UB對工作狀態(tài)的影響。更重要的是，如本章第一節(jié)所述，由于高頻放大器不能像低頻放大器那么能精確描述，因此在設計時就留下一些狀態(tài)或元件參數(shù)待實驗調整。其中UB就是一個能較好地調控功放管狀態(tài)的狀態(tài)參數(shù)。分析基極狀態(tài)的變化對工作狀態(tài)的影響仍然要從功放管的欠壓、過壓狀態(tài)入手。也要首先清楚功放管在什么基極狀態(tài)下過壓，什么情況下欠壓。顯然UBM或UB增大都有使集電極電流脈沖高度和導通角增大的趨勢，即有使IC0與IC1增大的趨勢。此時若集電極負載較大或電源電壓不足夠大，會使功放管進入過壓狀態(tài)。因此較小的UBM或UB會使放大器欠壓，較大的UBM或UB會使放大器過壓。當EC、R和Ub保持不變時，Ubm的變化對工作狀態(tài)的影響如圖7-12所示。在欠壓狀態(tài)下，分析基極狀態(tài)變化對工作狀態(tài)的影響可在圖7-1上進行。由圖7-12可見，在欠壓狀態(tài)下，Ubm增大會使集電極電流脈沖高度和導通角增大，從而使IC0與IC1增大，UOM增大。由于EC和R都一定，根據(7.9)，PS按I

C0的規(guī)律變化。根據PO=IC12

R/2，PO按I

C12的規(guī)律變化。在過壓狀態(tài)下UOM跟隨EC，IC1、PO由UOM和集電極諧振負載R決定。而EC和R都一定，因此IC1、PO都保持不變。IC1的不變是靠集電極電流脈沖的下凹實現(xiàn)的，下凹的的結果使IC0也保持不變。

圖7－12

Ubm的變化對工作狀態(tài)的影響圖7-13示出當Ec、R和Ubm保持不變時UB的變化對工作狀態(tài)的影響。由圖可見，Ub和Ubm的影響是類似的。只是，通常Ub為負值以保證較小的導通角。當Ub為正值時繼續(xù)增加Ub將在PO

不增加（過壓狀態(tài)）的情況下使Ps

繼續(xù)較快增加，因為此時導通角可能大幅增加。圖7－13

Ub的變化對工作狀態(tài)的影響

7.4高頻功率晶體管的特性

上述各節(jié)的分析中，我們不斷用到晶體管的轉移特性和輸出特性，但并沒有用解析式精確地描述，因為這些特性是在輸入信號緩慢變化時測試出來的，沒有考慮到各極電流、電壓的高速變化，因而這些特性被稱為靜態(tài)特性。用靜態(tài)特性描述高頻工作的功放管誤差會很大，因為晶體管在高頻大信號工作時，其惰性、內部反饋和非線性都很顯著，因此它的內部物理過程相當復雜。這樣，試圖精確描述高頻功放管的努力就變得沒有什么價值。高頻功放管的惰性是由其基區(qū)少數(shù)載流子的渡越時間和過壓狀態(tài)下基區(qū)的飽和存儲時間產生的。在外部，惰性表現(xiàn)為集電極電流脈沖與基極電流脈沖之間存在延時，同時還存在脈沖展寬的現(xiàn)象，如圖7-14所示。圖7-15示出了一組實際測試的功放管各極電流脈沖波形。從頻域看，脈沖展寬、高度降低相應降低了功放管的高頻放大能力。晶體管的發(fā)射結電容會對基極高頻電流產生分流作用；集電結電容對高頻信號產生很強的負反饋作用。這些因素結合起來，會使功放管的高頻放大能力大幅度降低。此外，功放管的封裝電容、電感，功放管周邊電路板的分布電容、電感也會降低功放管的高頻放大能力。

圖7-14集電極電流脈沖的惰性圖7－15實際測試的功放管各極電流脈沖從圖7－15還可看出，基極和發(fā)射極電流都出現(xiàn)了負脈沖，尤其是基極電流。這與靜態(tài)特性分析出的結果相差很大。

總之，上述內部物理過程使高頻功放管的放大能力降低，并使我們難以精確定量描述它。所以在前面的分析中，我們不依賴靜態(tài)特性對高頻功率放大器進行精確的定量分析。而只從中引出一些定性的概念：

(1)根據轉移特性，我們知道在欠壓狀態(tài)下功放管的集電極電流由基極激勵和偏置電壓決定。當基極負偏壓時，集電極電流為脈沖電流。調整偏壓和激勵電壓振幅可調整集電極電流脈沖的導通角和峰值。

(2)根據輸出特性，我們知道功放管在集電極電壓較低時會飽和，由此我們引入了過壓狀態(tài)的概念。晶體管的這些特性并不會因為工作頻率提高而消失。既然如此，我們在分析欠壓狀態(tài)時就可從集電極電流為余弦脈沖的概念入手。其實集電極電流是不是余弦脈沖也不重要，因為任何脈沖電流都可以如式(7.2)分解為直流、基波和各高次諧波。重要的是集電極電流應為導通角較小的脈沖電流，以保證電流脈沖具有較大的波形系數(shù)k，從而使放大器取得較高的效率。

至此，我們已可以理解本章第一節(jié)提到的觀點，即高頻諧振功率放大器電路的設計方案在設計完成以后，必須經過實驗調整、驗證。高頻功率放大器對功放管的要求是能工作到所要求的頻率，在該工作頻率上有盡量大的放大能力，能承受較大的耗散功率。功放管的生產廠商通常給出描述功放管上述特性的參數(shù)供用戶參考，這些參數(shù)主要是最高工作頻率fmax、功率增益Gp、最大允許耗散功率Pd等。

功率增益Gp是在給定的測試電路中，給定的測試頻率上，放大器的輸出功率與輸入功率之比(7.56)圖7-16是某功放管的測試電路。電路中輸入功率是在In處測得的功率。C1、L1、C2將功放管的輸入阻抗變換為50

。輸出功率為OUT處測得的功率。L2、C3、C4對測試頻率調諧并將負載阻抗變換為功放管的匹配阻抗。有關阻抗變換的內容在下一節(jié)說明。圖7－16功放管的測試電路功放管的最高工作頻率fmax是當Gp下降到0dB時的工作頻率。當功放管工作在fmax以上的頻率時，無論如何調整外部電路，由它構成的放大器都沒有放大能力。

最大允許耗散功率Pd是集電極耗散功率Pc的允許上限。它與放大器的效率一起決定了功放管能輸出的最大功率，見式(7.23)，式中，Pc最大可達到Pd。Pd決定于功放管的內部散熱條件，它是在功放管外部理想散熱條件下測得的。功放管的內部散熱條件用它的熱阻θjc表示，單位為°C/W，其意義是功放管每瓦耗散功率造成的溫度上升。Pd與θjc的關系是(7.57)式中:為TJ功放管的最高工作溫度，T0為環(huán)境溫度，在測試時假定為25OC?？梢奣0越低，

JC越小，PD越大。若外部散熱器熱阻較大，則中(7-57)的分母還應加上外部熱阻。

高頻功率晶體管除了可采用雙極型晶體管之外，還可采用MOS管。MOS管的輸入阻抗較高，工作頻率也較高，但其飽和電壓較高。雙極型晶體管常采用NPN型，MOS管常

表7-1示出了MOTOROLA公司的幾種雙極型高頻功放管的參數(shù)。用N溝道MOS管。因為它們的導電載流子都是電子，電子的遷移率比空穴高，有利于提高工作頻率。

7.5高頻功率放大器的電路結構

7.5.1饋電電路

1、集電極饋電電路

集電極饋電電路的功能是將電源電壓無損耗地加在功放管集電極上。由于集電極電流的直流分量Ic0要從饋電電路流過，因此要求饋電電路的直流電阻要很小。由于饋電電路將電源（交流地）和集電極連在一起，因此饋電電路的交流阻抗應較大。功放管的集電極電流很大，高次諧波成分很多，好的饋電電路應使到達電源的交流電流很小，以免造成電源電壓波動。這種波動可能干擾共用電源的其它功能電路，從而造成系統(tǒng)工作性能不穩(wěn)定甚至降低。

常將饋電電路分為串聯(lián)和并聯(lián)饋電兩種，如圖7－17所示。注意圖中諧振負載R只對射頻基波分量呈現(xiàn)阻抗，對直流和高次諧波呈現(xiàn)零阻抗，因此它本身也可當作饋電電路來用。圖7－17集電極饋電電路

(a)串聯(lián)饋電；(b)并聯(lián)饋電

2、基極饋電電路

基極饋電電路的功能是為基極產生要求的偏壓而不損失基極的高頻電流或電壓。通常，基極有兩種方法產生，如圖7－18所示。圖7－18基極饋電電路圖(a)中基極偏壓由Eb和Rb上的直流電壓決定。實際加到基極的偏壓為(7.58)

Ib0為基極電流的直流分量。顯然，Ub增加會使Ib0增加，這反過來又使Ub下降。因此這是一個基極偏壓的負反饋電路。負反饋的結果使Ub趨于穩(wěn)定。調節(jié)Eb或Rb即可調節(jié)Ub，從而調節(jié)功放管的導通角。電路中若需要反饋較深，可加大Rb，此時Eb也應加大，可直接將Rb接到集電極電源。注意(7-58)中，由于第二部分的存在，我們仍可得到負的基極偏壓。當然，Rb接地（Eb=0）也是可以的。由于基極直流電流較小，這種偏壓電路消耗較小的直流功率。

圖(b)中基極偏壓（嚴格來說是發(fā)射結偏壓）由發(fā)射極電流流過Re產生。由于發(fā)射極電流為正值，因此這種電路也能得到負的發(fā)射結偏壓。并且，這種串聯(lián)電流負反饋電路穩(wěn)定的是發(fā)射極直流電流Ie，而集電極直流與之接近。因此這種電路能較好地穩(wěn)定集電極直流電流IC0。由于集電極電流的基波分量IC1近似按IC0的規(guī)律變化，因此這種電路能較好地穩(wěn)定IC1。但由于IE的值較大，這種電路會消耗較大的直流功率，同時降低功放管得到的電源電壓，因此它在大功率或低電源電壓場合不能應用。7.5.2阻抗變換電路

根據7.3節(jié)的分析我們知道，在高頻功放中集電極電源一定后，要集電極輸出一定的射頻功率，從集電極看到的負載阻抗應為某特定值。但實際負載的阻抗值通常與上述要求的特定值不等，因此必須有一個電路將實際負載阻抗值變換為功放管集電極所需要的負載阻抗。同樣在基極回路也要有阻抗變換電路將功放管的基極輸入阻抗變換為與前一級放大器（激勵級）輸出阻抗匹配，以從激勵級獲得最大射頻功率。

除非采用變壓器的方案，阻抗變換電路通常利用諧振電路的某些特性實現(xiàn)阻抗變換。因此，它與諧振電路常常合二為一。諧振電路元件主要是電感、電容，它們有較為簡單的特性，因此阻抗變換電路可進行較精確的定量分析。

1、集電極阻抗變換電路

很多文獻將集電極阻抗變換電路稱為阻抗匹配電路。但電子學中阻抗匹配有固定含義，就是將實際負載阻抗變換為與信號源輸出阻抗相等的阻抗值以從信號源取得最大輸出功率。從這點看，高頻功率放大器的集電極阻抗變換電路并非匹配電路。因為匹配時信號源內阻要消耗信號源總輸出功率的一半。這在功率放大器中是不可接受的。實際上，工作在過壓狀態(tài)下的高頻功放接近為恒壓源，其輸出阻抗是很低的。

我們以一個例子來介紹阻抗變換電路，如圖7-19。

圖中L2、L3、C4、C5組成饋電電路。經兩級濾波使高頻電流被L3、L2阻止，被C5、C4吸收。從而在電源端造成的高頻電壓波動很小。若L3較小，則它可作為諧振回路或阻抗變換電路的一部分。為使問題簡單，先不考慮這種情況，既認為L3對高頻信號呈現(xiàn)很高的阻抗。這樣，在分析高頻信號通路時，L3、C5、L2、C4均可移去。這樣，集電極高頻負載回路為C1、L1、C2、C3、RL。這是一種很簡單而又實用的阻抗變換電路。C3的功能是隔直流，它對射頻信號的阻抗很低，因此可用短路線代替它。這樣，從集電極看到的負載電路如圖7-20所示。這個電路被成為

型阻抗變換電路。圖7－19高頻功率放大器的集電極回路圖7－20集電極負載電路圖7－20所示網絡對高次諧波的濾波作用是明顯的。由C1、L1、C2組成的回路諧振于射頻基波頻率上，因此在集電極可得到一定的基波阻抗。但對高次諧波而言，L1的阻抗很大，C1、C2的阻抗很小。因此集電極電流的高次諧波分量大部分被C1吸收，流過L1的小部分被C2吸收，在集電極只有較小的高次諧波電壓，負載處的高次諧波電壓更小。

阻抗變換的原理可參考諧振電路的分析。為讀者能在分析過程中得到清晰的感性認識，我們在此給出各元件的一組具體參數(shù)RL=50

、C1=120pF、C2=68pF、L=20nH，電源電壓為13.8V，顯然這只是一個特例。下面的分析過程中我們都給出中間計算結果，記在有關變量后的括號內。設工作頻率（150MHz）上電容C1、C2的電納分別為jY1（64mS，電抗-15.6

）、jY2（113.1mS，電抗-8.84

），電感L的電抗為jX（18.85

）。則負載RL與電容C2并聯(lián)的阻抗為（4.44

-j14.22

）(7.59)可見該阻抗包括電阻部分和容抗部分，電阻部分小于RL。再將該阻抗與L1串聯(lián)，得到串聯(lián)阻抗為（4.44

+j4.63

）(7.60)這是由L1、C2、RL組成的電路在集電極呈現(xiàn)的阻抗。可見若(7.61)則(7.60)中容性電抗和感性電抗抵消，阻抗呈電阻性。這說明圖7-20所示網絡中沒有C1也可實現(xiàn)阻抗變換，變換得到電阻為(7.62)這種阻抗變換電路被稱為

型阻抗變換電路。它可將較大的阻抗變換為較小的阻抗，變換比由Y2（即C2）調節(jié)。但這種變換電路在丙類功率放大器的集電極回路中不能應用，因為C1是高次諧波電流通路，是必需的。由于C1呈容抗，為使集電極得到電阻性阻抗，必須使Z1呈感性阻抗。記(7.63)則(7.64)由于C1與Z1并聯(lián)，為使集電極得到電阻性阻抗，必須使Z1的導納中的電納（虛部）與Y1抵消。Z1的導納為(7.65)Y1必須與上式中的虛部抵消，即(7.66)式中：Y1為112.58mS；電抗X1為-8.88Ω；要求電容為119.45pF。這是集電極回路的調諧條件。調諧后集電極的負載導納為純電導，其值為R1/(R21+X21)。因此集電極負載阻抗為純電阻，其值為(7.67)按表7－2可計算出負載上所得到的功率為10.3W，與集電極負載消耗的功率相同，這說明阻抗變換電路將集電極輸出功率全部傳輸?shù)搅藢嶋H負載。從中還可看出，在集電極電流、電壓給定后，阻抗變換回路將調整負載上的電壓、電流，以保持功率不變。

我們現(xiàn)在再看，給定實際負載RL和集電極所要求的負載阻抗RC如何選擇變換電路的元件參數(shù)C1、C2、L。設Q1=X1/R1，Q2=RLY2，由式(7.64)和(7.59)可見，它們分別是Z1和Z2中電抗與電阻之比。則(7.68)根據(7.62)、(7.63)、(7.66)和(7.67)我們有(7.69)(7.70)(7.71)這組公式是選擇C1、C2、L的根據。給定Q1、Q2后即可根據計算出Y1、Y2和X。由于Q1、Q2只受(7.70)的約束，因此其中有一個可自由選擇。由(7.70)可見，若要求將大的負載阻抗變換為小的集電極負載，則要求Q1<Q2，反之要求Q1>Q2。Q1、Q2中先選擇較小者再計算較大者可保證有解。

例7.1

某調頻電臺電源電壓13.8V，負載為50

，工作頻率162MHz，要求功放輸出功率75W。下面設計阻抗變換電路。

解：盡限運用時，集電極輸出電壓振幅為13.8V，根據式（7.28），集電極要求的負載阻抗為1.2696

，選擇Q1=1，根據(7.70)式有Q2=8.82。X=6.23

、L=6.12nH，Y2=176.4mS、C2=173pF，Y1=787.6mS、C1=774pF。由于電源電壓低，功放管的工作電流較大，基波振幅為10.87A。當集電極電流脈沖的導通角為140O時，脈沖電流峰值為24.93A，二次諧波振幅為6.66A。按前面的步驟可計算出在二次諧波上集電極負載阻抗約為-j0.68

，據此可計算出集電極二次諧波電壓振幅為4.5U。這與集電極交流電壓為單一基波電壓的要求相差較遠，會降低集電極效率。為降低諧波電平，可將Q1取得較大，從而C1的取值也較大。但我們稍后將看到，實際上集電極阻抗變換電路也會消耗射頻功率，主要是電感的損耗，Q1太大將增加變換回路的損耗。還可在不加大Q1的情況下將C1加大，由此帶來的Y1增加可用圖7-19中的饋電電感L3來抵消。一般大功率放大器中L3取值較小就是這個原因。同時我們看到，本電路中阻抗變換比過大，造成即使Q1選得較小，Q2仍然較大。這也會增加變換回路的損耗。由于集電極輸出功率是通過電感L1傳遞給負載的，它在數(shù)值上等于Z1中R1消耗的功率，為提高變換回路的效率應使L1的損耗電阻相對于R1盡量小。若L1的品質因素為QL，則其損耗電阻為X/QL。因此高效率變換回路的X/(QLR1)應盡量小。根據(7.62)和(7.71)，

(7.72)可見，高效率變換回路應選擇高QL的電感，同時不能設計太高的Q1或Q2（它們是相關的）。從上述分析過程我們看到，由于阻抗變換電路各元件的設計值都與負載有關。若實際工作負載偏離預定值，則按預定負載設計的變換回路變換出的集電極負載也將偏離預期值。除了阻抗數(shù)值上的偏離外，還會造成失諧。例如，在例7.1中按50

負載設計并調試好阻抗變換回路后，若負載開路（如發(fā)射結未接天線），則從功放管集電極看到的阻抗約為j1

，為感性負載。當集電極電流脈沖的導通角為140O時，功放管功耗將達到87W。這一點在工程安裝時務必注意。

2、基極阻抗變換回路

功放管基極射頻信號由前一級放大器（激勵級）提供，因此，功放管基極是激勵級的負載。通常也必須用阻抗變換電路將功放管基極輸入阻抗，變換成激勵級集電極要求的負載阻抗。阻抗變換的原理和分析方法與集電極阻抗變換電路相同，在此只介紹一些基極阻抗變換回路的特殊要求。

在阻抗變換的目的上，基極回路通常不考慮激勵級的效率，因為激勵級的功率較低，即使效率較低，激勵級的耗散功率也不會太大?；鶚O變換回路通常主要應讓功放管從激勵級獲得較大且穩(wěn)定的功率。因此，基極阻抗變換是功率上的阻抗匹配。其次，為不使激勵級輸出功率受其前面各級和功放管基極狀態(tài)變化的影響，應讓激勵級工作于較深的過壓狀態(tài)。這樣，激勵級的集電極就要求較大的輸入阻抗。功放管基極輸入阻抗是較低的，且允許耗散功率越大的功放管，其輸入阻抗越低。同時，大功率晶體管的發(fā)射結電容CBE很大，例如某功放管在f=500MHz，iC=100mA時，CBE約為1300pF。因此功放管的輸入阻抗是容性阻抗。阻抗變換電路應能將它變換成電阻性阻抗。圖7-21示出了一個基極阻抗匹配電路?？紤]到功放管的發(fā)射結電容CBE，我們可看出，這也是一個

型變換電路。注意到CBE不能選擇和調整，這個電路能變換出的阻抗值會受到限制。因此有時在該電路前面在加一級變換電路。圖7－21基極阻抗匹配電路此外，某些低成本系統(tǒng)采用晶體管倍頻器來獲得所需要的發(fā)射信號頻率。例如，某系統(tǒng)發(fā)射信號頻率為49MHz，該頻率由16.333MHz三倍頻而來。16.333MHz振蕩器輸出接激勵級。這樣，在激勵級的集電極電流中就包含16.333MHz各次諧波成分。在49MHz附近的諧波頻率為32.667MHz和65.333MHz。我們知道，按效率準則設計的功放Q值相當?shù)?，很難濾除這些諧波。這時我們就要求基極回路有很好的選擇性，確保加到功放管基極的信號為很純的發(fā)射頻率的信號。7.5.3高頻功放部分印刷電路板的設計

高頻功放中各元件工作電流大，調諧電感上的電壓很高，它們很容易對同機箱內的其它單元電路造成干擾。此外，由于工作頻率高，電路板的分布參數(shù)不能忽略。因此，印刷電路板（PCB）的設計成了高頻功率放大器設計的重要組成部分。PCB的設計需要一定的經驗，但高頻功放部分PCB的設計仍涉及到許多與電路原理有關的概念。本小節(jié)將闡述這些概念。

從本質上講，設計得好的PCB主要應從以下兩個方面盡量體現(xiàn)原理圖的設計思想。把握電路原理圖的設計思想對那些專設計PCB而不設計電路的人來說是非常重要的。

1、避免獨立單元電路之間的相互耦合

首先，設計好的原理電路中，總是假定各單元電路、各元件之間沒有未知的、不受控制的相互耦合。例如，在發(fā)射機中，我們毫無疑問地認為，信號流程是從基帶電路到調制電路再到功放電路?；鶐щ娐泛驼{制電路決不會接收放大后的射頻信號，但實際電路中這并不是絕對可做到的，也就是說經功放放大的射頻信號可能通過某些途徑耦合到這些電路。這樣就可能帶來不可預料的結果，譬如干擾或阻塞這些電路。不同單元電路之間的相互耦合主要有兩種途徑，其一是輻射引起的電磁耦合。如果其它信號單元的一根信號線延伸到了功放的高電壓部分（如圖7－19中的負載位置），而該信號線上的阻抗較高，則它一定會拾取功放的射頻電壓。如果這根信號線與功放部分的某根大電流線平行延伸一段較長的長度，而這根信號線的阻抗較低，則它也會感應較大的射頻電流。這些情況都是應盡量避免的。如果因為結構原因必須布這樣的長線，應考慮讓那些有濾波措施的信號走長線。功放輸出電路中所用到的調諧電感，通常都是空心線圈或直線電感，它們就像一個個小環(huán)形天線，一些較高的元件（引線較長）就會拾取這些電感輻射的信號。降低這種電磁耦合的方法是，根據單元電路工作頻率范圍合理安排單元布局。單元電路內的全部元件相鄰布局，密度要大，這樣可讓單元電路組成較封閉的結構，降低其輻射和接收能力。采用表面安裝技術（SMT）可大大降低元件高度，有效防止電磁耦合。另一種途徑是通過電源、地線的傳導。這一點我們結合分布參數(shù)說明。2、減小分布參數(shù)的影響

分布參數(shù)是PCB上的具有一定長度、寬度與形狀的信號線所固有的電阻、電容與電感。這在原理圖上完全沒有體現(xiàn)，也無法預先假設，這里我們只考慮分布電感、電阻。原理圖上的信號線是一根理想的短路線，線上任意兩點之間沒有電壓。但實際信號線上有電阻、電感，一段線的兩端就有阻抗。于是，只要有電流通過，信號線上相距一定距離的兩點之間就會有電壓。信號線的電阻、電感與信號線的長度成正比，與信號線的寬度成反比。顯然，信號線越長、寬度越窄、電流越大，則其兩端的電壓越大。此外，信號線的電阻與成正比。例如，在例7.1中，電容C1、L1、C2上的電流都很大，C2上的電流超過15A，若連接C2的信號線較長較窄，產生1nH電感，0.05Ω電阻，則其容抗將被感抗抵消1Ω，電阻功耗達到5W。顯然，這是不可接受的。又如圖7－19饋電電路中的濾波電容C4、C5，其在原理圖中的意圖是濾除162MHz的射頻信號，若其引線電感達到1nH，則這兩個電容的作用完全不能達到，因為這兩個電容的容抗通常都設計得遠小于1Ω。地線和電源線上的分布電感、電阻會造成地線上不同位置之間有電壓，由于地線上的電流很復雜，因此地線上的分布電壓也很復雜。這會造成在PCB上安裝的實際電路與原理電路的參數(shù)甚至結構發(fā)生很大差異，或對系統(tǒng)中低電平電路造成很大干擾。因為，在原理電路中我們假定整個系統(tǒng)內地線上各點電位相同，只有這樣才能為系統(tǒng)電路提供一個統(tǒng)一的參考0電位。顯然，高頻功率放大器中的地線不能完全做到這一點，這就要求PCB設計工程師精心調整單元電路、元件的布局以減小地線條件不理想造成的影響。圖7－19中，基極回路、負載回路和饋電回路共用地線。此時，這些電路的接地元件的接地點應盡量靠近功放管的發(fā)射極，否則地線的參考電位功能就達不到。例如，若發(fā)射極地線長，則相當于功放管發(fā)射極串聯(lián)了一個電感，這對射頻信號而言是很強的電流負反饋，大大降低了功放管的放大能力。當然，由于上述單元的接地元件體積通常較大，不能全部放到一起，這時可如圖7－22所示安排地線。按圖中的安排，基極、激勵級回路地線與負載回路地線沒有公共電流，不會造成反饋或干擾。發(fā)射極、電源、濾波電容C4、C5接地區(qū)面積較大，電流路徑較短，也不會產生很大的地線電壓。圖7－22功率放大器地線安排總之，高頻電路的布線主要應注意兩點：①地線、電源線、大電流線與高頻信號線盡量短粗；②同一單元電路內的元件應放到同一區(qū)間（尤其是電源濾波電容），密度要高。這樣可減小輻射與接收，同時在單元內部縮短地線，取得較理想的參考0電位點。

有時，即使我們精心調整電路布局與布線，仍然不能消除分布參數(shù)造成的干擾。這時，應調整電路方案，例如將一些敏感信號采用平衡傳輸。7.5.4高頻功率放大器實例

圖7-23示出了一個單晶體管、80W、50

、甚高頻（UHF）功率放大器。該電路的帶寬是143～156MHz，增益為9.4dB。圖中各元件參數(shù)為C1,C11=550pF,C2,C9

=10pF,C3

=60pF,C4,C5,C6,C7=250pF,C8=80pF,C10

=80pF,C12

=0.1UF,C13=1UF,C14=680pF,RFC1