《高頻電路分析與實(shí)踐》課件第7章

第七章高頻功率放大電路7.1概述7.2丙類高頻功率放大器的工作原理7.3高頻功率放大器的特性分析7.4高頻功率晶體管的特性7.5高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)7.6功放管的安全工作7.7集成高頻功率放大電路簡(jiǎn)介 7.1概述

前面各章分析的放大、混頻和調(diào)制等電路，通常都是在比較低的功率水平上實(shí)現(xiàn)信號(hào)處理的。這樣做使得電路容易實(shí)現(xiàn)，同時(shí)又降低了系統(tǒng)各個(gè)單元電路之間的相互干擾。根據(jù)常識(shí)我們知道，無(wú)線電發(fā)射機(jī)必須具有足夠的功率才能使發(fā)射的信號(hào)被遠(yuǎn)方的接收機(jī)可靠地接收。高頻電路中，使待發(fā)送高頻信號(hào)獲得足夠功率是由高頻功率放大器來(lái)實(shí)現(xiàn)的。在低頻電路中也要使用功率放大器。通過(guò)低頻功率放大器的學(xué)習(xí)，我們已經(jīng)建立了一個(gè)重要的概念：功率放大器實(shí)質(zhì)上是將電源供給的直流功率轉(zhuǎn)換為信號(hào)功率。這種轉(zhuǎn)換當(dāng)然不是百分之百的。電源供給的直流功率中沒(méi)有轉(zhuǎn)換的部分就消耗在功率放大器中。這部分消耗功率（能量）會(huì)使功率放大器發(fā)熱，若消耗功率過(guò)大，就會(huì)使功率放大器過(guò)熱從而損壞。第六章提到功率放大器是決定無(wú)線電發(fā)射機(jī)可靠性的主要因素之一就是這個(gè)原因。因此，如何提高放大器的（功率轉(zhuǎn)換）效率是設(shè)計(jì)與調(diào)試功率放大器的首要問(wèn)題。提高功率放大器效率的主要途徑是使放大元件工作在乙類、丙類或開關(guān)狀態(tài)。但這些工作狀態(tài)的晶體管輸出電流與輸入信號(hào)之間存在很嚴(yán)重的非線性失真。低頻放大器用推挽方法結(jié)合深度負(fù)反饋解決非線性失真；而高頻功率放大器主要采用諧振方法來(lái)濾除非線性失真。不同的選擇緣于放大元件在低頻區(qū)和高頻區(qū)的特性不同，及實(shí)用高頻信號(hào)與低頻信號(hào)特性的不同。就放大元件而言，一方面高頻區(qū)特性遠(yuǎn)比低頻區(qū)復(fù)雜，這決定了高頻功率放大器一般難以采用深度負(fù)反饋解決非線性失真。另一方面，實(shí)用高頻信號(hào)通常是所謂的“窄帶信號(hào)”。窄帶信號(hào)是指帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于其中心頻率的信號(hào)。例如帶寬為6MHz的電視信號(hào)調(diào)制到450MHz的頻率上，帶寬（6MHz）遠(yuǎn)小于其中心頻率（450MHz），因此該已調(diào)信號(hào)為窄帶信號(hào)。而頻率范圍為300～3400Hz的話音信號(hào)就不是窄帶信號(hào)。窄帶信號(hào)具有類似于單一頻率正弦波的特性，因此可用諧振電路（窄帶電路）來(lái)處理它們。這也是高頻小信號(hào)放大、調(diào)制解調(diào)和混頻等高頻電路中采用諧振電路濾波的依據(jù)。由于放大元件特性的不同及諧振電路的采用，影響高頻功放工作狀態(tài)的因素比低頻功放多得多。例如實(shí)際負(fù)載阻抗相對(duì)于設(shè)計(jì)值的少許偏移可能造成放大元件輸出端負(fù)載阻抗的較大偏移；調(diào)諧元件參數(shù)的少許偏移會(huì)造成嚴(yán)重的失諧。這些都將直接造成輸出信號(hào)的嚴(yán)重失真和效率的嚴(yán)重降低，從而損壞放大器。同時(shí)，在高頻功率放大器中，參與調(diào)諧的元件多，這與高頻小信號(hào)放大、調(diào)制解調(diào)和混頻等高頻電路中的情況不同?？傊哳l功放的效率（可靠性）對(duì)元件參數(shù)敏感，而相關(guān)的因素和元件數(shù)多，故它的設(shè)計(jì)和調(diào)試都要比低頻功放復(fù)雜。高頻功放的放大元件可以是晶體管或電子管。由于在大多數(shù)場(chǎng)合都采用晶體管做放大元件，本章也只討論晶體管功率放大器。

本章第二節(jié)敘述高頻功率放大器的工作原理，說(shuō)明丙類工作狀態(tài)如何提高功率轉(zhuǎn)換效率，以及這種放大器的總體結(jié)構(gòu)。第三節(jié)分析影響高頻功放工作狀態(tài)的各種因素。第四節(jié)簡(jiǎn)要介紹功率晶體管的高頻特性，目的是請(qǐng)讀者注意到各種理論分析中對(duì)高頻功率晶體管的特性都做了較大的簡(jiǎn)化。這樣，讀者一定能注意到按這些理論分析結(jié)論設(shè)計(jì)出的電路，其實(shí)際特性與預(yù)期的特性之間可能存在較大的誤差，設(shè)計(jì)方案主要應(yīng)根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果選擇。實(shí)踐的觀點(diǎn)在高頻功放的學(xué)習(xí)、設(shè)計(jì)與調(diào)試中顯得特別重要。第五節(jié)介紹高頻功率放大器的實(shí)際電路結(jié)構(gòu)，以便構(gòu)成一個(gè)完整的高頻功率放大器。前述各節(jié)的介紹與分析都是針對(duì)單管放大器進(jìn)行的。目前單管放大器所能輸出的功率還不能滿足大功率發(fā)射機(jī)的要求，產(chǎn)生很大功率通常是由功率合成器實(shí)現(xiàn)的。7.2丙類高頻功率放大器的工作原理

7.2.1基本原理

因?yàn)閷?shí)際上最常用的為共射極電路，所以以后的討論只限于共射極組態(tài)。高頻諧振功率放大器通常都可簡(jiǎn)化為圖7－1(a)。由圖7－1(b)所示的電路各處的信號(hào)波形我們可以看到，輸出到諧振阻抗上的電壓是正弦電壓，電壓振幅為Ec，電壓動(dòng)態(tài)范圍為2Ec。晶體管集電極承受的電壓uc(t)是該正弦電壓加上直流偏置電壓Ec。其最小值為0。集電極電流ic(t)為脈沖狀，電流ic(t)不為0的時(shí)間基本上集中在電壓uc(t)為最小值期間。圖7－1高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)及信號(hào)波形

(a)電路結(jié)構(gòu);(b)各處的信號(hào)波形;(c)ic(t)的精細(xì)結(jié)構(gòu)由于晶體管的集電極耗散功率（這是晶體管耗散功率主要部分）Pc為(7.1)ICn、n

f和

n分別表示第n個(gè)分量的振幅、頻率和相位。圖7-2示出了一個(gè)ic(t)分解的實(shí)例。(7.2)圖7－2

ic(t)的分解在式(7.2)中，我們特別關(guān)心n=0和n=1時(shí)對(duì)應(yīng)的兩項(xiàng)，它們分別是i

c0(t)=I

c0

i

c1(t)=Ic1

cos(2

ft+

1)(7.3)(7.4)式中：ic0(t)為直流分量，它是ic(t)在一個(gè)周期內(nèi)的平均值；ic1(t)是ic(t)中頻率為f的分量（稱為基波分量），它是ic（t)中代表信號(hào)電流的部分。我們將看到，只有這兩個(gè)分量與放大器輸出功率或耗散功率有關(guān)。ic(t)中頻率大于f（n>1）的所有分量（稱為諧波分量）都是晶體管脈沖工作狀態(tài)所產(chǎn)生的非線性失真分量，不應(yīng)該輸出到負(fù)載中產(chǎn)生相應(yīng)的電壓。顯然采用調(diào)諧于信號(hào)頻率f的諧振負(fù)載（在頻率f附近呈現(xiàn)純電阻性阻抗R，而在直流（f=0）和其他諧波頻率上呈現(xiàn)接近于0的阻抗）可讓基波分量在負(fù)載上產(chǎn)生電壓，而直流和其他諧波分量不在負(fù)載上產(chǎn)生電壓。由于諧波頻率為基波頻率f的整數(shù)倍，最低諧波頻率為2f，遠(yuǎn)離諧振負(fù)載的諧振頻率，達(dá)到上述要求的諧振負(fù)載是比較容易實(shí)現(xiàn)的。注意，圖7－1(a)中的諧振負(fù)載并非實(shí)際負(fù)載。實(shí)用電路中實(shí)際負(fù)載往往是通過(guò)一個(gè)相當(dāng)復(fù)雜的諧振網(wǎng)絡(luò)連接到晶體管的，這將在高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)一節(jié)說(shuō)明。上述諧振負(fù)載Z是從晶體管集電極看到的諧振網(wǎng)絡(luò)所呈現(xiàn)的負(fù)載。實(shí)用電路中諧波電流不流入實(shí)際負(fù)載，而是被諧振電路中的電容旁路掉了。7.2.2功率關(guān)系

要理解高頻功率放大器的效率，首先必須理解放大器中的各種功率關(guān)系。電路分析中通常只關(guān)心平均功率。除非特別指出，以下所述功率均指平均功率。在功放中存在以下幾個(gè)功率：

Ps——電源供給放大器的功率；

Po——放大器輸出給諧振負(fù)載的功率；

Pc——放大器晶體管集電極耗散功率。從原理上講，諧振網(wǎng)絡(luò)中的諧振元件（電感、電容）并不消耗功率。放大器輸出給諧振負(fù)載的功率也都能通過(guò)諧振網(wǎng)絡(luò)傳遞給實(shí)際負(fù)載。因此，Po也就是放大器輸出給實(shí)際負(fù)載的功率。從圖7－1(a)可以看出，電源、諧振負(fù)載和晶體管集電極具有相同的電流ic(t)。因此(7.5)(7.6)(7.7)上述各式中的上劃線表示在一個(gè)信號(hào)周期內(nèi)取平均值。由于故(7.8)

1．電源輸出功率Ps

電源供給放大器直流電壓Ec和集電極電流ic(t)，因此電源將供給放大器功率。集電極電流ic(t)的平均值就是ic(t)中的直流分量Ic0，因此(7.9)這說(shuō)明ic(t)中的直流成分決定了電源的輸出功率。(7.10)(7.11)只有當(dāng)n=1時(shí)上式第一項(xiàng)為1/2，平均值為1/2；第二項(xiàng)為正弦交流信號(hào)，平均值為0。當(dāng)n為其它值時(shí)上式兩項(xiàng)均為正弦交流信號(hào)，平均值為0。于是，將式(7.2)、(7.11)代入式(7.6)并引用上述結(jié)論，得到可見，放大器輸出功率由ic(t)中的基波分量和諧振負(fù)載決定。利用式(7.8)可計(jì)算出放大器晶體管集電極耗散功率Pc

式(7.9)、(7.12)和(7.13)就是功率放大器各處的功率關(guān)系。7.2.3效率

由于Pc>0，因此Po<Ps。定義(7.14)為功率放大器的效率。將式(7.9)、(7.12)代入式(7.14)得(7.15)上式說(shuō)明，在電源電壓Es一定時(shí)，欲提高功率放大器的效率，應(yīng)增加諧振負(fù)載電阻R、集電極電流基波分量Ic1，減小集電極電流直流分量Ic0。這可指導(dǎo)功率放大器的設(shè)計(jì)。

然而，提高效率的問(wèn)題遠(yuǎn)沒(méi)有解決。因?yàn)镽、IC1和IC0通常是相互制約的，不能獨(dú)立調(diào)整。或者說(shuō)它們對(duì)效率的貢獻(xiàn)可能有相互抵消的情況。這些關(guān)系需在下一節(jié)中說(shuō)明。下面我們先導(dǎo)出一個(gè)能更有效地指導(dǎo)高頻功率放大器的設(shè)計(jì)的效率關(guān)系式。

根據(jù)(7.11)我們知道，諧振負(fù)載上的電壓是射頻基波電壓uZ(t)=UOMcos(2

ft+

1)Uom=R

I

c1(7.16)(7.17)綜合式(7.12)和(7.17)，我們有(7.18)(7.19)在式(7.20)中，令(7.20)(7.21)則(7.22)

k被稱為集電極電流的波形系數(shù)，h被稱為電壓利用系數(shù)。上式說(shuō)明欲提高功率放大器的效率，應(yīng)提高k和h的值。前述增加R、Ic1，減小Ic0來(lái)提高效率的方法也會(huì)提高k和h的值。在實(shí)際電路中，k和h的值不會(huì)互相制約，從而可獨(dú)立設(shè)計(jì)與調(diào)整。因此式(7.22)比式(7.15)能更有效地指導(dǎo)高頻功率放大器的設(shè)計(jì)。提高功放效率有兩個(gè)意義。在要求一定的輸出功率的前提下，提高效率能節(jié)省發(fā)射機(jī)輸入功率。這對(duì)移動(dòng)電話和衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器之類的設(shè)備很有意義。其次，提高效率能降低晶體管耗散功率，減少晶體管的發(fā)熱，從而提高整機(jī)的可靠性。或者，在允許晶體管耗散功率一定的條件下，提高效率使晶體管可輸出更大的功率。這可從下面的關(guān)系看出。根據(jù)效率的定義，輸出功率Po=ηPs，晶體管耗散功率Pc=(1-η)Ps。因此(7.23)根據(jù)上式，若某晶體管允許耗散功率即Pc為10W，在效率為80%時(shí)放大器可輸出40W的功率；在效率為90%時(shí)則可輸出90W的功率。7.2.4電壓利用系數(shù)

根據(jù)式(7.21)，要提高電壓利用系數(shù)h，應(yīng)提高諧振負(fù)載上的電壓uZ(t)的振幅Uom。但由于晶體管集電極電壓u

C

(t)=EC-uZ(t)（7.24）或Uom<Ec-uces=uomax

(7.25)Uomax是允許Uom能達(dá)到的最大值。當(dāng)Uom達(dá)到該最大值時(shí)，稱放大器工作于盡限運(yùn)用狀態(tài)。此時(shí)h達(dá)到最大值(7.26)

以上分析說(shuō)明，從提高電壓利用系數(shù)h的角度提高功率放大器的效率，應(yīng)盡量使放大器工作于盡限運(yùn)用狀態(tài)。這要求射頻信號(hào)的幅度恒定。這對(duì)于沒(méi)有幅度調(diào)制的射頻信號(hào)（如調(diào)頻、調(diào)相等）是可以做到的。而對(duì)于有幅度調(diào)制的射頻信號(hào)（如調(diào)幅、單邊帶等）就做不到了。如圖7－3所示。目前模擬無(wú)線通信系統(tǒng)廣泛采用調(diào)頻體制、數(shù)字無(wú)線通信系統(tǒng)廣泛采用恒包絡(luò)調(diào)相體制的重要原因之一，就是它們的射頻信號(hào)幅度恒定，可以使發(fā)射機(jī)功放工作在盡限運(yùn)用狀態(tài)。圖7－3具有幅度調(diào)制時(shí)的集電極工作波形功放工作在盡限運(yùn)用狀態(tài)時(shí)，電路的有關(guān)參數(shù)為Uom=uomax(7.27)(7.28)(7.29)

這些是以后將經(jīng)常用到的幾個(gè)關(guān)系式。上述各式表明，在盡限運(yùn)用時(shí)，若輸出功率要求給定，則Uom一定，要求R一定，Ic1一定。7.2.5集電極電流的波形系數(shù)

影響集電極電流的波形系數(shù)k的因素很多，這也是我們說(shuō)高頻功率放大器的分析比較復(fù)雜的主要原因之一。下一節(jié)將討論這些因素?，F(xiàn)討論一個(gè)比較簡(jiǎn)單、基本的因素，即集電極電流脈沖的導(dǎo)通角。如果下一節(jié)將討論的那些因素不使功放晶體管進(jìn)入飽和狀態(tài)，則波形系數(shù)k只受導(dǎo)通角的影響。在此討論導(dǎo)通角還因?yàn)檫@涉及到兩個(gè)基本問(wèn)題：為什么高頻功率放大器中晶體管要工作在丙類狀態(tài)？如何讓晶體管工作在丙類狀態(tài)？先對(duì)高頻功率晶體管的特性做簡(jiǎn)化，忽略掉它的惰性與內(nèi)部反饋，也不考慮晶體管進(jìn)入飽和狀態(tài)的情況。晶體管的這種簡(jiǎn)化特性自然會(huì)與其實(shí)際特性相去甚遠(yuǎn)。但它抓住了晶體管的主要特征，即基極電壓（電流）控制集電極電流。做這種簡(jiǎn)化后我們認(rèn)為，基極電壓變化將立即引起基極電流變化，同時(shí)也立即引起集電極電流變化，即特定時(shí)刻集電極電流只決定于該時(shí)刻的基極電壓。就像晶體管在低頻工作時(shí)的情況那樣。這樣，在圖7－1(a)的共射電路中，集電極電流ic是基極電壓ub的函數(shù)，即ic=gub

(7.30)式(7.30)被稱為晶體管的轉(zhuǎn)移特性。我們進(jìn)一步假定基極電流隨基極電壓ub按折線規(guī)律變化，而集電極電流ic是基極電流線性放大的結(jié)果，則ic也隨ub按折線規(guī)律變化，如圖7－4所示。圖中UT為PN節(jié)的門限電壓。硅管的門限電壓約為0.4～0.6V，鍺管的門限電壓約為0.25～0.3V。轉(zhuǎn)移特性寫成解析式為ub<UT

ub>UT

(7.31)式中：gT被稱為晶體管的跨導(dǎo)。圖7－4晶體管的轉(zhuǎn)移特性根據(jù)晶體管的轉(zhuǎn)移特性，若在晶體管基極加上一個(gè)交流電壓ub(t)，則只有當(dāng)ub(t)>UT時(shí)才會(huì)在集電極產(chǎn)生電流i

C(t)=gT[u

b(t)-UT](7.32)顯然，ic(t)是脈沖狀的。脈沖形狀為余弦波形的頂部（我們稱之為余弦脈沖）。如圖7－5所示。圖7－5集電極脈沖電流的產(chǎn)生如果在整個(gè)信號(hào)周期內(nèi)，晶體管集電極都導(dǎo)通并流過(guò)余弦電流，則電流的相位在一個(gè)周期內(nèi)變化了2π（360°）?，F(xiàn)在，一個(gè)周期內(nèi)晶體管集電極導(dǎo)通的時(shí)間不足一個(gè)周期。為表示導(dǎo)通時(shí)間與周期之比，我們引入一個(gè)參數(shù)——導(dǎo)通角θ。它表示集電極導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)上述余弦信號(hào)的相位變化。我們將看到，余弦脈沖的波形系數(shù)k由θ決定。顯然，ic(t)的導(dǎo)通角可由晶體管的基極偏置電壓Ub和ub(t)的振幅Ubm決定。由圖7－5可見，當(dāng)Ub增加時(shí)，θ增加。我們還可根據(jù)圖7－5寫出θ與Ub和Ubm的關(guān)系注意，上式中Ub<0。實(shí)際上，由于晶體管的特性比較復(fù)雜，所以式(7.33)的應(yīng)用價(jià)值有限。但Ub增加時(shí)θ增加的結(jié)論是正確的，可幫助我們?cè)谠O(shè)計(jì)或調(diào)試電路時(shí)調(diào)整導(dǎo)通角。同時(shí)，集電極電流為余弦脈沖的結(jié)論比較符合實(shí)際情況。因此，分析高頻功放可直接從集電極電流為余弦脈沖的假設(shè)入手。(7.33)導(dǎo)通角為θ的余弦脈沖電流ic(t)可寫成(7.34)根據(jù)傅里葉級(jí)數(shù)理論將頻率為f的上述脈沖分解為式(7.2)的傅里葉級(jí)數(shù)可得(7.35)(7.36)

n=0n>1(7.37)(7.38)

(1)各Icn都與余弦脈沖的高度icmax成正比；

(2)各Icn與icmax的比例系數(shù)都是導(dǎo)通角θ的函數(shù)；

(3)各頻率分量的初始相位為0，表明它們的最大值與余弦脈沖的最大值在時(shí)間上是同時(shí)發(fā)生的。

可將各Icn寫成Icn=αn(θ)icmax(7.39)式中：αn(θ)為式(7.35)、(7.36)和(7.37)中的比例系數(shù)，稱為余弦脈沖的分解系數(shù)。在以上各Icn或各αn(θ)中我們只關(guān)心Ic0、Ic1或α0(θ)、α1(θ)，因?yàn)橹挥兴鼈兣c波形系數(shù)k有關(guān)。根據(jù)式(7.21)，我們可寫出k的定義(7.40)可見k也是導(dǎo)通角

的函數(shù)。圖7-6示出了各

n(

)及k與

的函數(shù)關(guān)系。圖7－6余弦脈沖的分解系數(shù)αn(θ)與波形系數(shù)k(θ)由圖7－6可見，波形系數(shù)k(θ)隨導(dǎo)通角θ增加而減小，其最大值為2。從提高波形系數(shù)的角度來(lái)提高功放效率，導(dǎo)通角θ應(yīng)越小越好。但實(shí)際上，θ也不能取得太小。這是因?yàn)椋?/p>

(1)當(dāng)θ太小時(shí)，α1(θ)很小。根據(jù)α1(θ)的定義，得(7.41) 這說(shuō)明，此時(shí)晶體管集電極最大電流（余弦脈沖的高度）將比所要求的基波電流振幅Ic1大很多倍。而Ic1是由輸出功率的要求決定的，見式(7.29)。

(2)由式(7.33)關(guān)于導(dǎo)通角的調(diào)整方法的討論可知，若要求θ很小，則功放管的基極激勵(lì)電壓幅度和反向偏壓都要求很大，造成功放管的基極瞬時(shí)反向電壓很大，這容易造成發(fā)射結(jié)功放管的擊穿。

(3)若導(dǎo)通角太小，在射頻頻率較低時(shí)，產(chǎn)生的各高次諧波分量較大；在射頻頻率較高時(shí)，又不容易做到太小的導(dǎo)通角。從上述討論可知，在不顯著降低波形系數(shù)的前提下，應(yīng)盡量讓?duì)却笠恍?。從圖7－6可見，只要θ小于120°，k值都是可接受的。當(dāng)θ=120°時(shí)，k=1.80，在盡限運(yùn)用情況下放大器可得到接近90%的效率；當(dāng)θ=180°時(shí)（乙類放大器），k=1.57，在盡限運(yùn)用情況下放大器可得到接近78%的效率?？梢姡惙糯笃鞅纫翌惙糯笃鞯男矢叩枚?。

至此，我們已經(jīng)對(duì)晶體管高頻功率放大器集電極工作狀態(tài)有了這樣的認(rèn)識(shí)：①集電極射頻信號(hào)振幅接近電源電壓；②從集電極看到的諧振負(fù)載阻抗由R=Ec2/(2PO)確定，若實(shí)際負(fù)載阻抗不是這個(gè)值，則要用阻抗變換電路將實(shí)際負(fù)載阻抗變換成所要求的值；③集電極電流為導(dǎo)通角較小的余弦脈沖電流。讓我們用具體數(shù)據(jù)來(lái)建立一些感性認(rèn)識(shí)。譬如，某150MHz調(diào)頻電臺(tái)的功放電源為13.8V，要求輸出峰值包絡(luò)功率（PEP）80W。則要求功放管集電極諧振負(fù)載阻抗為1.19Ω，集電極電流的基波分量Ic1為11.6A。若采用120°導(dǎo)通角，則效率為90%。此時(shí)電源輸出功率為88.9W，輸出電流為6.44A。晶體管集電極耗散功率為8.9W。集電極電流最大值為29.65A；若采用180°導(dǎo)通角，則效率為78%。此時(shí)電源輸出功率為102.6W，輸出電流為7.43A。晶體管集電極耗散功率為22.6W。集電極電流最大值為23.18A。7.3高頻功率放大器的特性分析

上節(jié)最后我們提出丙類功率放大器的理想工作狀態(tài)，其中要求集電極電流為導(dǎo)通角較小的脈沖電流。保持集電極電流為導(dǎo)通角較小的脈沖電流的條件是功放晶體管不能進(jìn)入飽和狀態(tài)。但實(shí)際上，集電極電流脈沖形狀受到許多因素的影響，包括諧振負(fù)載的變化、激勵(lì)狀態(tài)、集電極和基極偏壓變化的影響。經(jīng)過(guò)分析我們還會(huì)發(fā)現(xiàn)，由于這些影響不可避免，適當(dāng)?shù)刈尮Ψ殴芄ぷ髟谳^淺的飽和狀態(tài)，可減小這些因素對(duì)放大器效率的影響。本節(jié)將分析這些影響。在此之前，我們有必要分析一下作為放大器工作狀態(tài)分析工具的晶體管輸出特性。由“低頻電子線路”課程我們知道，晶體管輸出特性反映當(dāng)基極電壓（電流）一定時(shí)，集電極電流隨集電極電壓的變化規(guī)律，如圖7－7所示。晶體管（共射）放大器能起放大作用，它能提供一個(gè)與集電極電壓uce（或負(fù)載電壓）無(wú)關(guān)而只由基極電壓控制的集電極電流ic（負(fù)載電流）。但晶體管輸出特性告訴我們，這種控制關(guān)系是有條件的，那就是uce必須足夠大。例如在圖7－7中，當(dāng)ub=Ub3時(shí)，必須滿足uce>uces3。若uce<uces3，則ic隨uce減小而急劇減小。此時(shí)稱晶體管工作在飽和狀態(tài)。工作在飽和狀態(tài)的晶體管沒(méi)有放大能力。稱uces3為ub=Ub3時(shí)的飽和（集電極）電壓。由圖7－7可見，集電極飽和電壓uces與基極電壓ub有關(guān)，ub較大時(shí)，uces也較大。在高頻功放管中，Uces通常較小，所以我們通常不深究uces與ub的關(guān)系。圖7－7晶體管的輸出特性在共射高頻諧振功率放大器中，晶體管集電極電壓uce由電源電壓Ec和集電極輸出電壓uZ(t)=Uomcos(2πft+φ1)決定uCE(t)=Ec-uZ(t)(7.42)當(dāng)uZ(t)達(dá)到最大值時(shí)，uce(t)取最小值。若Uom接近Ec，uce(t)的最小值會(huì)小于uces，即晶體管瞬間進(jìn)入飽和狀態(tài)。由于此時(shí)集電極輸出電壓幅度較大，我們稱此時(shí)功放管工作在過(guò)壓狀態(tài)。過(guò)壓狀態(tài)下集電極電流脈沖由基極偏壓、激勵(lì)和功放管的瞬時(shí)飽和深度決定。若集電極輸出電壓幅度較小，晶體管任何時(shí)刻都工作在放大狀態(tài)，我們稱此時(shí)功放管工作在欠壓狀態(tài)。欠壓狀態(tài)下集電極電流脈沖由基極偏壓和激勵(lì)決定。若uce(t)的最小值接近飽和電壓，我們稱此時(shí)功放管工作在臨界狀態(tài)。臨界狀態(tài)下，晶體管不飽和，同時(shí)集電極輸出電壓幅度較大。因此臨界狀態(tài)就是前面所說(shuō)的盡限運(yùn)用狀態(tài)，是功放管的一種理想工作狀態(tài)。注意，晶體管狀態(tài)的這種描述是總體性的，不是描述晶體管的瞬時(shí)狀態(tài)。例如，過(guò)壓狀態(tài)下，功放管只是瞬間進(jìn)入飽和狀態(tài)，其它時(shí)間晶體管仍工作在放大狀態(tài)，因此在過(guò)壓狀態(tài)下功放管仍有放大能力。7.3.1諧振負(fù)載的影響——負(fù)載特性

根據(jù)上一節(jié)的分析，盡限運(yùn)用可提高功放的效率。在盡限運(yùn)用時(shí)，功放管要求的諧振負(fù)載R是一定的，但有兩個(gè)因素造成R可能偏離設(shè)計(jì)值。首先，高頻功率放大器的實(shí)際負(fù)載常常是天線。而天線的阻抗很容易受周圍環(huán)境的影響而變化。有時(shí)在工程安裝中甚至不能確切知道天線的阻抗。其次，實(shí)際負(fù)載是通過(guò)復(fù)雜的阻抗變換和濾波網(wǎng)絡(luò)變換成功放管所要求的諧振負(fù)載的。因此，即使實(shí)際負(fù)載是已知的確定值，在調(diào)試過(guò)程中仍會(huì)因?yàn)橹C振元件的調(diào)整而使功放管集電極的負(fù)載阻抗劇烈變化。功率放大器的負(fù)載特性描述當(dāng)集電極電源電壓、基極激勵(lì)電壓和偏置電壓一定，功放管集電極負(fù)載Z偏離理想值時(shí)，功放管工作狀態(tài)的變化規(guī)律。集電極負(fù)載Z偏離理想值包括兩種情況，一是集電極調(diào)諧準(zhǔn)確，但諧振阻抗R的大小偏離理想值；二是集電極未準(zhǔn)確調(diào)諧，集電極負(fù)載阻抗包含電抗分量。下面分別討論。一、集電極諧振阻抗R偏離理想值

由于基極激勵(lì)電壓和偏置電壓一定，若功放管不飽和，集電極電流脈沖ic(t)是一定的。此時(shí)，ic(t)可由余弦脈沖的導(dǎo)通角θ和高度icmax兩個(gè)參數(shù)完全地描述，它們是一定的。Ic0、Ic1和波形系數(shù)k也是一定的。集電極效率由電壓利用系數(shù)h決定。在功放管不飽和的條件下最大效率發(fā)生在盡限運(yùn)用也就是臨界狀態(tài)時(shí)Uom=uomax=Ec-Uces

(7.43)(7.44)（7.45)（7.46)式中：Ropt為諧振負(fù)載的最佳阻抗值。當(dāng)R偏離Ropt時(shí)，功放管將進(jìn)入欠壓或過(guò)壓工作狀態(tài)。輸出功率和效率都將偏離上述值。

1．欠壓狀態(tài)

當(dāng)R<Ropt時(shí)，由于Ic1一定，因此Uom<uomax，說(shuō)明此時(shí)功放管工作在欠壓狀態(tài)。由于Ic0一定，因此電源輸出功率Ps一定。集電極輸出功率Po和效率η完全決定于Uom。此時(shí)集電極工作狀態(tài)為Uom=Ic1R(7.47)(7.48)(7.48)（7.50)

2．過(guò)壓狀態(tài)

當(dāng)R>ROPT時(shí)，功放管的集電極工作狀態(tài)就復(fù)雜一些。我們將看到，此時(shí)UOM將維持UOMAX基本不變，而IC0和IC1將減小。因?yàn)槿鬒C1維持不變，則由于R>ROPT，會(huì)導(dǎo)致UOM>UOMAX。但這是不可能的，因?yàn)檫@時(shí)功放管將會(huì)因飽和而降低放大能力。亦即，R>ROPT有增大UOM的趨勢(shì)，而UOM增大使功放管飽和。飽和又有使UOM減小的趨勢(shì)。這兩種相反趨勢(shì)的平衡點(diǎn)是維持UOM基本不變。實(shí)際上，隨著R增加，飽和電壓UCES會(huì)降低，因此UOM會(huì)增加。但UCES的值很小，因此UOM的增加很小，見圖7-8(b)的右半部。UOM基本不變是我們分析過(guò)壓狀態(tài)下集電極工作得到的第一個(gè)結(jié)論，也是后面分析的出發(fā)點(diǎn)。Uom

Uomax(7.51)圖7－8負(fù)載特性曲線與功率、效率曲線

為分析過(guò)壓狀態(tài)下的各項(xiàng)功率與效率，必須分析IC0和IC1的變化規(guī)律。為此必須考察此時(shí)集電極電流脈沖的變化。根據(jù)(7-51)和UOM=RIC1，顯然有(7.52)這與欠壓狀態(tài)下的情況完全不同。在那里，IC1與R無(wú)關(guān)而由基極激勵(lì)電壓和偏壓決定?，F(xiàn)在，IC1則由負(fù)載決定。這是怎么回事呢？

原因在于過(guò)壓狀態(tài)下功放管有一段時(shí)間會(huì)飽和，見圖7-9。由于集電極接諧振負(fù)載，因此無(wú)論集電極電流脈沖為何種形狀，只要它有基波分量，集電極交流電壓就只有基波分量。它是一正弦振蕩電壓，并且，根據(jù)上述分析，其振幅基本恒定。這樣，結(jié)合圖7-9(a)的晶體管輸出特性我們可確定基極激勵(lì)和偏壓以及集電極電源電壓一定時(shí)功放管的工作波形如圖7-9(b)。當(dāng)uB<UT時(shí)，iC=0。此時(shí)集電極電流iC與電壓uC的變化軌跡在圖7-9(a)的A和B之間。t1時(shí)刻以后uB>UT，iC>0，iC、uC的變化軌跡脫離AB線。t2時(shí)刻uB=UB1，iC、uC的變化軌跡到達(dá)C。t3時(shí)刻uB=UB2，軌跡到達(dá)D。我們看到，此時(shí)功放管已臨近飽和，但集電極正弦振蕩電壓還未達(dá)到其最小值。t4時(shí)刻該最小值達(dá)到，軌跡到達(dá)D。盡管此時(shí)uB=UB3>UB2，但功放管飽和，因此iC下降。t5、t6、t7時(shí)刻的軌跡可類似分析。一個(gè)完整振蕩周期中集電極電流iC與電壓uC的變化軌跡為

B(t1)

C(t2)

D(t3)

E(t4)

D(t5)

C(t6)

B(t7)

A(t8)

B(t1)

圖7－9過(guò)壓狀態(tài)下晶體管的工作情況

（a）晶體管的輸出特性;（b）各狀態(tài)變量波形

以上分析說(shuō)明，過(guò)壓狀態(tài)下的集電極電流脈沖形狀與欠壓狀態(tài)的情形相比發(fā)生了很大變化。此時(shí)的電流脈沖中心出現(xiàn)下凹。正是這一變化使Ic0和Ic1都發(fā)生了變化，顯然他們都比在欠壓狀態(tài)下小。這說(shuō)明功放管的瞬態(tài)飽和會(huì)自動(dòng)調(diào)整Ic1使之按(7.29)的規(guī)律變化，Ic0也隨之變化。Ic0的變化規(guī)律應(yīng)另行分析才可得到，此處從略。分析表明，隨著負(fù)載R的值加大，Ic0將減小，但不如Ic1減小那么顯著。因此，隨著R的加大，波形系數(shù)k將減小。但導(dǎo)通角較小時(shí)，在Ropt附近k基本維持不變。隨著R的加大，瞬時(shí)飽和深度加大。從圖7－9(a)可以看出，此時(shí)D點(diǎn)的飽和電壓略微降低，因此，Uom略微加大。現(xiàn)在來(lái)分析集電極輸出功率Po和電源輸出功率Ps。根據(jù)式(7.52)有(7.53)即PO隨R增加而減小。至于電源輸出功率PS，由于IC0隨R增加而減小，根據(jù)(7.9)，PS也隨R增加而減小。至此，我們已可解釋圖7-8中過(guò)壓狀態(tài)下Ic0、Ic1、Uom、PO和PS的變化規(guī)律。隨著R加大，波形系數(shù)k減小而電壓利用系數(shù)h維持不變，故效率

也會(huì)降低。但在ROPT附近由于k基本維持不變而UOM略微加大（h也略微加大），根據(jù)(7.23)，效率

也會(huì)略微增加。這說(shuō)明所謂最佳負(fù)載R

OPT是相對(duì)于輸出功率而言的。相對(duì)于效率的最佳負(fù)載比ROPT稍大。最后，集電極耗散功率PC可由PS-PO得到。它也隨著R加大而減小。

掌握功放管的負(fù)載特性對(duì)實(shí)際調(diào)試諧振功率放大器非常重要。最后對(duì)功放的三種工作狀態(tài)作一總結(jié)：臨界狀態(tài)是功放的理想狀態(tài)，輸出功率最大，效率較高。但此時(shí)要求集電極負(fù)載阻抗的值一定。欠壓狀態(tài)下功放管輸出電流一定，輸出電壓、功率都隨負(fù)載變化而變化。輸出功率小，集電極效率低。除非輸出信號(hào)有幅度調(diào)制，這種工作狀態(tài)應(yīng)避免。

過(guò)壓狀態(tài)下功放管集電極輸出電壓不隨負(fù)載變化而變化，此時(shí)放大器相當(dāng)于一個(gè)恒壓源。顯然它可用于那些負(fù)載變化范圍大的場(chǎng)合。

在臨近臨界的過(guò)壓狀態(tài)下，集電極效率最高，輸出功率較大。因此，實(shí)用功放電路通常采用這種工作狀態(tài)。

2、集電極失諧

集電極失諧發(fā)生在功放的調(diào)試過(guò)程中，或調(diào)試好后因發(fā)射機(jī)實(shí)際負(fù)載偏離設(shè)計(jì)值從而造成調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)失諧的情況下。失諧嚴(yán)重時(shí)（如調(diào)試過(guò)程中），集電極負(fù)載阻抗絕對(duì)值通常很小，電源輸出功率基本被功放管消耗，因此功放管會(huì)損壞。這種情況對(duì)諧振功率放大器是應(yīng)絕對(duì)避免的。如果發(fā)射機(jī)實(shí)際負(fù)載偏離設(shè)計(jì)值，就可能造成輕微失諧。此時(shí)，放大器效率降低，功放管耗散功率增加。當(dāng)耗散功率超過(guò)功放管的允許耗散功率時(shí)，功放管也會(huì)損壞。這種情況對(duì)調(diào)試與使用諧振功率放大器也應(yīng)十分注意。下面我們來(lái)分析后一種情況。失諧發(fā)生時(shí)，集電極負(fù)載阻抗為復(fù)數(shù)Z=|Z|exp(jφZ(yǔ))(7.54)當(dāng)φZ(yǔ)>0時(shí)，Z為感性負(fù)載；當(dāng)φZ(yǔ)<0時(shí)，Z為容性負(fù)載。集電極交流電壓為UZ(t)=|Z|Ic1cos(2πft+φZ(yǔ))(7.55)即集電極交流電壓與集電極電流基波分量之間有相位差φZ(yǔ)。輕微失諧時(shí)φZ(yǔ)的絕對(duì)值較小。由于集電極電流脈沖的峰值對(duì)準(zhǔn)其基波分量的峰值（無(wú)相位差），因此，失諧時(shí)集電極電流脈沖的峰值與集電極電壓最小值之間有相位差φZ(yǔ)。此時(shí)即使|Z|較大而使功放管工作在臨界或過(guò)壓狀態(tài)，功放管導(dǎo)通時(shí)的瞬時(shí)功耗仍然較大，從而平均功耗較諧振時(shí)增加。如圖7－10所示。圖7－10失諧造成功放管集電極耗散功率增加必須指出，即使失諧造成的功放管耗散功率增加值不大也有可能損壞功放管。這是因?yàn)樵诟咝使β史糯笃髦?，功放管集電極耗散功率本來(lái)是很小的。在設(shè)計(jì)放大器選擇功放管時(shí)是按較小的集電極耗散功率來(lái)考慮的。這時(shí)，數(shù)值不大的耗散功率增加值就可能使功放管實(shí)際耗散功率突破極限值。7.3.2各極電壓對(duì)工作狀態(tài)的影響

1、電源電壓對(duì)工作狀態(tài)的影響

通常，功放管的集電極電源電壓Ec應(yīng)保持穩(wěn)定。但在集電極調(diào)幅電路中則依靠改變Ec來(lái)實(shí)現(xiàn)射頻信號(hào)的幅度調(diào)制。分析Ec對(duì)工作狀態(tài)的影響目的在于搞清楚正確實(shí)現(xiàn)調(diào)幅的條件。在負(fù)載、基極激勵(lì)電壓與偏壓一定時(shí)，集電極各狀態(tài)參數(shù)隨Ec的變化規(guī)律如圖7－11所示。圖7－11

Ec的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響理解Ec的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響仍然要從功放管的欠壓、過(guò)壓狀態(tài)入手。首先應(yīng)清楚功放管在什么電源電壓范圍內(nèi)過(guò)壓，什么范圍內(nèi)欠壓。顯然，電源電壓較低時(shí)，功放管容易瞬間飽和。因此電源電壓較低時(shí)功放管容易工作在過(guò)壓狀態(tài)。根據(jù)負(fù)載特性的分析，在欠壓狀態(tài)下，集電極電流只由基極狀態(tài)決定，與集電極電源無(wú)關(guān)。因此在欠壓狀態(tài)下增加電源電壓EC，IC0與IC1不變。由于負(fù)載不變，根據(jù)PS=EC

I

C0和PO=IC12R/2可知，此時(shí)PS隨EC增加而成正比地增加，PO保持不變，根據(jù)PC=PS-PO，PC隨EC增加而增加。過(guò)壓狀態(tài)下，UOM=EC-UCES，而UCES的值很小。因此，UOM跟隨EC的變化。根據(jù)IC1=UOM

/R，隨EC增加成正比地增加。在負(fù)載特性的分析中我們?cè)岬絀C0大體跟隨IC1的變化，因此它也隨EC增加而增加。

集電極調(diào)幅就是利用過(guò)壓狀態(tài)下UOM跟隨EC變化的原理而實(shí)現(xiàn)的。讓EC按調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)變化，即可在功放管集電極輸出調(diào)幅電壓。2、改變基極狀態(tài)對(duì)工作狀態(tài)的影響

基極狀態(tài)包括基極交流激勵(lì)電壓振幅UBM和偏置電壓UB。在研究基極狀態(tài)對(duì)工作狀態(tài)的影響時(shí)，需假定集電極電源與負(fù)載保持不變。在調(diào)幅波放大時(shí)需考慮UBM對(duì)放大器工作狀態(tài)的影響；在基極調(diào)幅時(shí)，基帶信號(hào)作為基極偏置電壓UB。此時(shí)要考慮UB對(duì)工作狀態(tài)的影響。更重要的是，如本章第一節(jié)所述，由于高頻放大器不能像低頻放大器那么能精確描述，因此在設(shè)計(jì)時(shí)就留下一些狀態(tài)或元件參數(shù)待實(shí)驗(yàn)調(diào)整。其中UB就是一個(gè)能較好地調(diào)控功放管狀態(tài)的狀態(tài)參數(shù)。分析基極狀態(tài)的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響仍然要從功放管的欠壓、過(guò)壓狀態(tài)入手。也要首先清楚功放管在什么基極狀態(tài)下過(guò)壓，什么情況下欠壓。顯然UBM或UB增大都有使集電極電流脈沖高度和導(dǎo)通角增大的趨勢(shì)，即有使IC0與IC1增大的趨勢(shì)。此時(shí)若集電極負(fù)載較大或電源電壓不足夠大，會(huì)使功放管進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)。因此較小的UBM或UB會(huì)使放大器欠壓，較大的UBM或UB會(huì)使放大器過(guò)壓。當(dāng)EC、R和Ub保持不變時(shí)，Ubm的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響如圖7-12所示。在欠壓狀態(tài)下，分析基極狀態(tài)變化對(duì)工作狀態(tài)的影響可在圖7-1上進(jìn)行。由圖7-12可見，在欠壓狀態(tài)下，Ubm增大會(huì)使集電極電流脈沖高度和導(dǎo)通角增大，從而使IC0與IC1增大，UOM增大。由于EC和R都一定，根據(jù)(7.9)，PS按I

C0的規(guī)律變化。根據(jù)PO=IC12

R/2，PO按I

C12的規(guī)律變化。在過(guò)壓狀態(tài)下UOM跟隨EC，IC1、PO由UOM和集電極諧振負(fù)載R決定。而EC和R都一定，因此IC1、PO都保持不變。IC1的不變是靠集電極電流脈沖的下凹實(shí)現(xiàn)的，下凹的的結(jié)果使IC0也保持不變。

圖7－12

Ubm的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響圖7-13示出當(dāng)Ec、R和Ubm保持不變時(shí)UB的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響。由圖可見，Ub和Ubm的影響是類似的。只是，通常Ub為負(fù)值以保證較小的導(dǎo)通角。當(dāng)Ub為正值時(shí)繼續(xù)增加Ub將在PO

不增加（過(guò)壓狀態(tài)）的情況下使Ps

繼續(xù)較快增加，因?yàn)榇藭r(shí)導(dǎo)通角可能大幅增加。圖7－13

Ub的變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

7.4高頻功率晶體管的特性

上述各節(jié)的分析中，我們不斷用到晶體管的轉(zhuǎn)移特性和輸出特性，但并沒(méi)有用解析式精確地描述，因?yàn)檫@些特性是在輸入信號(hào)緩慢變化時(shí)測(cè)試出來(lái)的，沒(méi)有考慮到各極電流、電壓的高速變化，因而這些特性被稱為靜態(tài)特性。用靜態(tài)特性描述高頻工作的功放管誤差會(huì)很大，因?yàn)榫w管在高頻大信號(hào)工作時(shí)，其惰性、內(nèi)部反饋和非線性都很顯著，因此它的內(nèi)部物理過(guò)程相當(dāng)復(fù)雜。這樣，試圖精確描述高頻功放管的努力就變得沒(méi)有什么價(jià)值。高頻功放管的惰性是由其基區(qū)少數(shù)載流子的渡越時(shí)間和過(guò)壓狀態(tài)下基區(qū)的飽和存儲(chǔ)時(shí)間產(chǎn)生的。在外部，惰性表現(xiàn)為集電極電流脈沖與基極電流脈沖之間存在延時(shí)，同時(shí)還存在脈沖展寬的現(xiàn)象，如圖7-14所示。圖7-15示出了一組實(shí)際測(cè)試的功放管各極電流脈沖波形。從頻域看，脈沖展寬、高度降低相應(yīng)降低了功放管的高頻放大能力。晶體管的發(fā)射結(jié)電容會(huì)對(duì)基極高頻電流產(chǎn)生分流作用；集電結(jié)電容對(duì)高頻信號(hào)產(chǎn)生很強(qiáng)的負(fù)反饋?zhàn)饔?。這些因素結(jié)合起來(lái)，會(huì)使功放管的高頻放大能力大幅度降低。此外，功放管的封裝電容、電感，功放管周邊電路板的分布電容、電感也會(huì)降低功放管的高頻放大能力。

圖7-14集電極電流脈沖的惰性圖7－15實(shí)際測(cè)試的功放管各極電流脈沖從圖7－15還可看出，基極和發(fā)射極電流都出現(xiàn)了負(fù)脈沖，尤其是基極電流。這與靜態(tài)特性分析出的結(jié)果相差很大。

總之，上述內(nèi)部物理過(guò)程使高頻功放管的放大能力降低，并使我們難以精確定量描述它。所以在前面的分析中，我們不依賴靜態(tài)特性對(duì)高頻功率放大器進(jìn)行精確的定量分析。而只從中引出一些定性的概念：

(1)根據(jù)轉(zhuǎn)移特性，我們知道在欠壓狀態(tài)下功放管的集電極電流由基極激勵(lì)和偏置電壓決定。當(dāng)基極負(fù)偏壓時(shí)，集電極電流為脈沖電流。調(diào)整偏壓和激勵(lì)電壓振幅可調(diào)整集電極電流脈沖的導(dǎo)通角和峰值。

(2)根據(jù)輸出特性，我們知道功放管在集電極電壓較低時(shí)會(huì)飽和，由此我們引入了過(guò)壓狀態(tài)的概念。晶體管的這些特性并不會(huì)因?yàn)楣ぷ黝l率提高而消失。既然如此，我們?cè)诜治銮穳籂顟B(tài)時(shí)就可從集電極電流為余弦脈沖的概念入手。其實(shí)集電極電流是不是余弦脈沖也不重要，因?yàn)槿魏蚊}沖電流都可以如式(7.2)分解為直流、基波和各高次諧波。重要的是集電極電流應(yīng)為導(dǎo)通角較小的脈沖電流，以保證電流脈沖具有較大的波形系數(shù)k，從而使放大器取得較高的效率。

至此，我們已可以理解本章第一節(jié)提到的觀點(diǎn)，即高頻諧振功率放大器電路的設(shè)計(jì)方案在設(shè)計(jì)完成以后，必須經(jīng)過(guò)實(shí)驗(yàn)調(diào)整、驗(yàn)證。高頻功率放大器對(duì)功放管的要求是能工作到所要求的頻率，在該工作頻率上有盡量大的放大能力，能承受較大的耗散功率。功放管的生產(chǎn)廠商通常給出描述功放管上述特性的參數(shù)供用戶參考，這些參數(shù)主要是最高工作頻率fmax、功率增益Gp、最大允許耗散功率Pd等。

功率增益Gp是在給定的測(cè)試電路中，給定的測(cè)試頻率上，放大器的輸出功率與輸入功率之比(7.56)圖7-16是某功放管的測(cè)試電路。電路中輸入功率是在In處測(cè)得的功率。C1、L1、C2將功放管的輸入阻抗變換為50

。輸出功率為OUT處測(cè)得的功率。L2、C3、C4對(duì)測(cè)試頻率調(diào)諧并將負(fù)載阻抗變換為功放管的匹配阻抗。有關(guān)阻抗變換的內(nèi)容在下一節(jié)說(shuō)明。圖7－16功放管的測(cè)試電路功放管的最高工作頻率fmax是當(dāng)Gp下降到0dB時(shí)的工作頻率。當(dāng)功放管工作在fmax以上的頻率時(shí)，無(wú)論如何調(diào)整外部電路，由它構(gòu)成的放大器都沒(méi)有放大能力。

最大允許耗散功率Pd是集電極耗散功率Pc的允許上限。它與放大器的效率一起決定了功放管能輸出的最大功率，見式(7.23)，式中，Pc最大可達(dá)到Pd。Pd決定于功放管的內(nèi)部散熱條件，它是在功放管外部理想散熱條件下測(cè)得的。功放管的內(nèi)部散熱條件用它的熱阻θjc表示，單位為°C/W，其意義是功放管每瓦耗散功率造成的溫度上升。Pd與θjc的關(guān)系是(7.57)式中:為TJ功放管的最高工作溫度，T0為環(huán)境溫度，在測(cè)試時(shí)假定為25OC?？梢奣0越低，

JC越小，PD越大。若外部散熱器熱阻較大，則中(7-57)的分母還應(yīng)加上外部熱阻。

高頻功率晶體管除了可采用雙極型晶體管之外，還可采用MOS管。MOS管的輸入阻抗較高，工作頻率也較高，但其飽和電壓較高。雙極型晶體管常采用NPN型，MOS管常

表7-1示出了MOTOROLA公司的幾種雙極型高頻功放管的參數(shù)。用N溝道MOS管。因?yàn)樗鼈兊膶?dǎo)電載流子都是電子，電子的遷移率比空穴高，有利于提高工作頻率。

7.5高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)

7.5.1饋電電路

1、集電極饋電電路

集電極饋電電路的功能是將電源電壓無(wú)損耗地加在功放管集電極上。由于集電極電流的直流分量Ic0要從饋電電路流過(guò)，因此要求饋電電路的直流電阻要很小。由于饋電電路將電源（交流地）和集電極連在一起，因此饋電電路的交流阻抗應(yīng)較大。功放管的集電極電流很大，高次諧波成分很多，好的饋電電路應(yīng)使到達(dá)電源的交流電流很小，以免造成電源電壓波動(dòng)。這種波動(dòng)可能干擾共用電源的其它功能電路，從而造成系統(tǒng)工作性能不穩(wěn)定甚至降低。

常將饋電電路分為串聯(lián)和并聯(lián)饋電兩種，如圖7－17所示。注意圖中諧振負(fù)載R只對(duì)射頻基波分量呈現(xiàn)阻抗，對(duì)直流和高次諧波呈現(xiàn)零阻抗，因此它本身也可當(dāng)作饋電電路來(lái)用。圖7－17集電極饋電電路

(a)串聯(lián)饋電；(b)并聯(lián)饋電

2、基極饋電電路

基極饋電電路的功能是為基極產(chǎn)生要求的偏壓而不損失基極的高頻電流或電壓。通常，基極有兩種方法產(chǎn)生，如圖7－18所示。圖7－18基極饋電電路圖(a)中基極偏壓由Eb和Rb上的直流電壓決定。實(shí)際加到基極的偏壓為(7.58)

Ib0為基極電流的直流分量。顯然，Ub增加會(huì)使Ib0增加，這反過(guò)來(lái)又使Ub下降。因此這是一個(gè)基極偏壓的負(fù)反饋電路。負(fù)反饋的結(jié)果使Ub趨于穩(wěn)定。調(diào)節(jié)Eb或Rb即可調(diào)節(jié)Ub，從而調(diào)節(jié)功放管的導(dǎo)通角。電路中若需要反饋較深，可加大Rb，此時(shí)Eb也應(yīng)加大，可直接將Rb接到集電極電源。注意(7-58)中，由于第二部分的存在，我們?nèi)钥傻玫截?fù)的基極偏壓。當(dāng)然，Rb接地（Eb=0）也是可以的。由于基極直流電流較小，這種偏壓電路消耗較小的直流功率。

圖(b)中基極偏壓（嚴(yán)格來(lái)說(shuō)是發(fā)射結(jié)偏壓）由發(fā)射極電流流過(guò)Re產(chǎn)生。由于發(fā)射極電流為正值，因此這種電路也能得到負(fù)的發(fā)射結(jié)偏壓。并且，這種串聯(lián)電流負(fù)反饋電路穩(wěn)定的是發(fā)射極直流電流Ie，而集電極直流與之接近。因此這種電路能較好地穩(wěn)定集電極直流電流IC0。由于集電極電流的基波分量IC1近似按IC0的規(guī)律變化，因此這種電路能較好地穩(wěn)定IC1。但由于IE的值較大，這種電路會(huì)消耗較大的直流功率，同時(shí)降低功放管得到的電源電壓，因此它在大功率或低電源電壓場(chǎng)合不能應(yīng)用。7.5.2阻抗變換電路

根據(jù)7.3節(jié)的分析我們知道，在高頻功放中集電極電源一定后，要集電極輸出一定的射頻功率，從集電極看到的負(fù)載阻抗應(yīng)為某特定值。但實(shí)際負(fù)載的阻抗值通常與上述要求的特定值不等，因此必須有一個(gè)電路將實(shí)際負(fù)載阻抗值變換為功放管集電極所需要的負(fù)載阻抗。同樣在基極回路也要有阻抗變換電路將功放管的基極輸入阻抗變換為與前一級(jí)放大器（激勵(lì)級(jí)）輸出阻抗匹配，以從激勵(lì)級(jí)獲得最大射頻功率。

除非采用變壓器的方案，阻抗變換電路通常利用諧振電路的某些特性實(shí)現(xiàn)阻抗變換。因此，它與諧振電路常常合二為一。諧振電路元件主要是電感、電容，它們有較為簡(jiǎn)單的特性，因此阻抗變換電路可進(jìn)行較精確的定量分析。

1、集電極阻抗變換電路

很多文獻(xiàn)將集電極阻抗變換電路稱為阻抗匹配電路。但電子學(xué)中阻抗匹配有固定含義，就是將實(shí)際負(fù)載阻抗變換為與信號(hào)源輸出阻抗相等的阻抗值以從信號(hào)源取得最大輸出功率。從這點(diǎn)看，高頻功率放大器的集電極阻抗變換電路并非匹配電路。因?yàn)槠ヅ鋾r(shí)信號(hào)源內(nèi)阻要消耗信號(hào)源總輸出功率的一半。這在功率放大器中是不可接受的。實(shí)際上，工作在過(guò)壓狀態(tài)下的高頻功放接近為恒壓源，其輸出阻抗是很低的。

我們以一個(gè)例子來(lái)介紹阻抗變換電路，如圖7-19。

圖中L2、L3、C4、C5組成饋電電路。經(jīng)兩級(jí)濾波使高頻電流被L3、L2阻止，被C5、C4吸收。從而在電源端造成的高頻電壓波動(dòng)很小。若L3較小，則它可作為諧振回路或阻抗變換電路的一部分。為使問(wèn)題簡(jiǎn)單，先不考慮這種情況，既認(rèn)為L(zhǎng)3對(duì)高頻信號(hào)呈現(xiàn)很高的阻抗。這樣，在分析高頻信號(hào)通路時(shí)，L3、C5、L2、C4均可移去。這樣，集電極高頻負(fù)載回路為C1、L1、C2、C3、RL。這是一種很簡(jiǎn)單而又實(shí)用的阻抗變換電路。C3的功能是隔直流，它對(duì)射頻信號(hào)的阻抗很低，因此可用短路線代替它。這樣，從集電極看到的負(fù)載電路如圖7-20所示。這個(gè)電路被成為

型阻抗變換電路。圖7－19高頻功率放大器的集電極回路圖7－20集電極負(fù)載電路圖7－20所示網(wǎng)絡(luò)對(duì)高次諧波的濾波作用是明顯的。由C1、L1、C2組成的回路諧振于射頻基波頻率上，因此在集電極可得到一定的基波阻抗。但對(duì)高次諧波而言，L1的阻抗很大，C1、C2的阻抗很小。因此集電極電流的高次諧波分量大部分被C1吸收，流過(guò)L1的小部分被C2吸收，在集電極只有較小的高次諧波電壓，負(fù)載處的高次諧波電壓更小。

阻抗變換的原理可參考諧振電路的分析。為讀者能在分析過(guò)程中得到清晰的感性認(rèn)識(shí)，我們?cè)诖私o出各元件的一組具體參數(shù)RL=50

、C1=120pF、C2=68pF、L=20nH，電源電壓為13.8V，顯然這只是一個(gè)特例。下面的分析過(guò)程中我們都給出中間計(jì)算結(jié)果，記在有關(guān)變量后的括號(hào)內(nèi)。設(shè)工作頻率（150MHz）上電容C1、C2的電納分別為jY1（64mS，電抗-15.6

）、jY2（113.1mS，電抗-8.84

），電感L的電抗為jX（18.85

）。則負(fù)載RL與電容C2并聯(lián)的阻抗為（4.44

-j14.22

）(7.59)可見該阻抗包括電阻部分和容抗部分，電阻部分小于RL。再將該阻抗與L1串聯(lián)，得到串聯(lián)阻抗為（4.44

+j4.63

）(7.60)這是由L1、C2、RL組成的電路在集電極呈現(xiàn)的阻抗?？梢娙?7.61)則(7.60)中容性電抗和感性電抗抵消，阻抗呈電阻性。這說(shuō)明圖7-20所示網(wǎng)絡(luò)中沒(méi)有C1也可實(shí)現(xiàn)阻抗變換，變換得到電阻為(7.62)這種阻抗變換電路被稱為

型阻抗變換電路。它可將較大的阻抗變換為較小的阻抗，變換比由Y2（即C2）調(diào)節(jié)。但這種變換電路在丙類功率放大器的集電極回路中不能應(yīng)用，因?yàn)镃1是高次諧波電流通路，是必需的。由于C1呈容抗，為使集電極得到電阻性阻抗，必須使Z1呈感性阻抗。記(7.63)則(7.64)由于C1與Z1并聯(lián)，為使集電極得到電阻性阻抗，必須使Z1的導(dǎo)納中的電納（虛部）與Y1抵消。Z1的導(dǎo)納為(7.65)Y1必須與上式中的虛部抵消，即(7.66)式中：Y1為112.58mS；電抗X1為-8.88Ω；要求電容為119.45pF。這是集電極回路的調(diào)諧條件。調(diào)諧后集電極的負(fù)載導(dǎo)納為純電導(dǎo)，其值為R1/(R21+X21)。因此集電極負(fù)載阻抗為純電阻，其值為(7.67)按表7－2可計(jì)算出負(fù)載上所得到的功率為10.3W，與集電極負(fù)載消耗的功率相同，這說(shuō)明阻抗變換電路將集電極輸出功率全部傳輸?shù)搅藢?shí)際負(fù)載。從中還可看出，在集電極電流、電壓給定后，阻抗變換回路將調(diào)整負(fù)載上的電壓、電流，以保持功率不變。

我們現(xiàn)在再看，給定實(shí)際負(fù)載RL和集電極所要求的負(fù)載阻抗RC如何選擇變換電路的元件參數(shù)C1、C2、L。設(shè)Q1=X1/R1，Q2=RLY2，由式(7.64)和(7.59)可見，它們分別是Z1和Z2中電抗與電阻之比。則(7.68)根據(jù)(7.62)、(7.63)、(7.66)和(7.67)我們有(7.69)(7.70)(7.71)這組公式是選擇C1、C2、L的根據(jù)。給定Q1、Q2后即可根據(jù)計(jì)算出Y1、Y2和X。由于Q1、Q2只受(7.70)的約束，因此其中有一個(gè)可自由選擇。由(7.70)可見，若要求將大的負(fù)載阻抗變換為小的集電極負(fù)載，則要求Q1<Q2，反之要求Q1>Q2。Q1、Q2中先選擇較小者再計(jì)算較大者可保證有解。

例7.1

某調(diào)頻電臺(tái)電源電壓13.8V，負(fù)載為50

，工作頻率162MHz，要求功放輸出功率75W。下面設(shè)計(jì)阻抗變換電路。

解：盡限運(yùn)用時(shí)，集電極輸出電壓振幅為13.8V，根據(jù)式（7.28），集電極要求的負(fù)載阻抗為1.2696

，選擇Q1=1，根據(jù)(7.70)式有Q2=8.82。X=6.23

、L=6.12nH，Y2=176.4mS、C2=173pF，Y1=787.6mS、C1=774pF。由于電源電壓低，功放管的工作電流較大，基波振幅為10.87A。當(dāng)集電極電流脈沖的導(dǎo)通角為140O時(shí)，脈沖電流峰值為24.93A，二次諧波振幅為6.66A。按前面的步驟可計(jì)算出在二次諧波上集電極負(fù)載阻抗約為-j0.68

，據(jù)此可計(jì)算出集電極二次諧波電壓振幅為4.5U。這與集電極交流電壓為單一基波電壓的要求相差較遠(yuǎn)，會(huì)降低集電極效率。為降低諧波電平，可將Q1取得較大，從而C1的取值也較大。但我們稍后將看到，實(shí)際上集電極阻抗變換電路也會(huì)消耗射頻功率，主要是電感的損耗，Q1太大將增加變換回路的損耗。還可在不加大Q1的情況下將C1加大，由此帶來(lái)的Y1增加可用圖7-19中的饋電電感L3來(lái)抵消。一般大功率放大器中L3取值較小就是這個(gè)原因。同時(shí)我們看到，本電路中阻抗變換比過(guò)大，造成即使Q1選得較小，Q2仍然較大。這也會(huì)增加變換回路的損耗。由于集電極輸出功率是通過(guò)電感L1傳遞給負(fù)載的，它在數(shù)值上等于Z1中R1消耗的功率，為提高變換回路的效率應(yīng)使L1的損耗電阻相對(duì)于R1盡量小。若L1的品質(zhì)因素為QL，則其損耗電阻為X/QL。因此高效率變換回路的X/(QLR1)應(yīng)盡量小。根據(jù)(7.62)和(7.71)，

(7.72)可見，高效率變換回路應(yīng)選擇高QL的電感，同時(shí)不能設(shè)計(jì)太高的Q1或Q2（它們是相關(guān)的）。從上述分析過(guò)程我們看到，由于阻抗變換電路各元件的設(shè)計(jì)值都與負(fù)載有關(guān)。若實(shí)際工作負(fù)載偏離預(yù)定值，則按預(yù)定負(fù)載設(shè)計(jì)的變換回路變換出的集電極負(fù)載也將偏離預(yù)期值。除了阻抗數(shù)值上的偏離外，還會(huì)造成失諧。例如，在例7.1中按50

負(fù)載設(shè)計(jì)并調(diào)試好阻抗變換回路后，若負(fù)載開路（如發(fā)射結(jié)未接天線），則從功放管集電極看到的阻抗約為j1

，為感性負(fù)載。當(dāng)集電極電流脈沖的導(dǎo)通角為140O時(shí)，功放管功耗將達(dá)到87W。這一點(diǎn)在工程安裝時(shí)務(wù)必注意。

2、基極阻抗變換回路

功放管基極射頻信號(hào)由前一級(jí)放大器（激勵(lì)級(jí)）提供，因此，功放管基極是激勵(lì)級(jí)的負(fù)載。通常也必須用阻抗變換電路將功放管基極輸入阻抗，變換成激勵(lì)級(jí)集電極要求的負(fù)載阻抗。阻抗變換的原理和分析方法與集電極阻抗變換電路相同，在此只介紹一些基極阻抗變換回路的特殊要求。

在阻抗變換的目的上，基極回路通常不考慮激勵(lì)級(jí)的效率，因?yàn)榧?lì)級(jí)的功率較低，即使效率較低，激勵(lì)級(jí)的耗散功率也不會(huì)太大。基極變換回路通常主要應(yīng)讓功放管從激勵(lì)級(jí)獲得較大且穩(wěn)定的功率。因此，基極阻抗變換是功率上的阻抗匹配。其次，為不使激勵(lì)級(jí)輸出功率受其前面各級(jí)和功放管基極狀態(tài)變化的影響，應(yīng)讓激勵(lì)級(jí)工作于較深的過(guò)壓狀態(tài)。這樣，激勵(lì)級(jí)的集電極就要求較大的輸入阻抗。功放管基極輸入阻抗是較低的，且允許耗散功率越大的功放管，其輸入阻抗越低。同時(shí)，大功率晶體管的發(fā)射結(jié)電容CBE很大，例如某功放管在f=500MHz，iC=100mA時(shí)，CBE約為1300pF。因此功放管的輸入阻抗是容性阻抗。阻抗變換電路應(yīng)能將它變換成電阻性阻抗。圖7-21示出了一個(gè)基極阻抗匹配電路?？紤]到功放管的發(fā)射結(jié)電容CBE，我們可看出，這也是一個(gè)

型變換電路。注意到CBE不能選擇和調(diào)整，這個(gè)電路能變換出的阻抗值會(huì)受到限制。因此有時(shí)在該電路前面在加一級(jí)變換電路。圖7－21基極阻抗匹配電路此外，某些低成本系統(tǒng)采用晶體管倍頻器來(lái)獲得所需要的發(fā)射信號(hào)頻率。例如，某系統(tǒng)發(fā)射信號(hào)頻率為49MHz，該頻率由16.333MHz三倍頻而來(lái)。16.333MHz振蕩器輸出接激勵(lì)級(jí)。這樣，在激勵(lì)級(jí)的集電極電流中就包含16.333MHz各次諧波成分。在49MHz附近的諧波頻率為32.667MHz和65.333MHz。我們知道，按效率準(zhǔn)則設(shè)計(jì)的功放Q值相當(dāng)?shù)?，很難濾除這些諧波。這時(shí)我們就要求基極回路有很好的選擇性，確保加到功放管基極的信號(hào)為很純的發(fā)射頻率的信號(hào)。7.5.3高頻功放部分印刷電路板的設(shè)計(jì)

高頻功放中各元件工作電流大，調(diào)諧電感上的電壓很高，它們很容易對(duì)同機(jī)箱內(nèi)的其它單元電路造成干擾。此外，由于工作頻率高，電路板的分布參數(shù)不能忽略。因此，印刷電路板（PCB）的設(shè)計(jì)成了高頻功率放大器設(shè)計(jì)的重要組成部分。PCB的設(shè)計(jì)需要一定的經(jīng)驗(yàn)，但高頻功放部分PCB的設(shè)計(jì)仍涉及到許多與電路原理有關(guān)的概念。本小節(jié)將闡述這些概念。

從本質(zhì)上講，設(shè)計(jì)得好的PCB主要應(yīng)從以下兩個(gè)方面盡量體現(xiàn)原理圖的設(shè)計(jì)思想。把握電路原理圖的設(shè)計(jì)思想對(duì)那些專設(shè)計(jì)PCB而不設(shè)計(jì)電路的人來(lái)說(shuō)是非常重要的。

1、避免獨(dú)立單元電路之間的相互耦合

首先，設(shè)計(jì)好的原理電路中，總是假定各單元電路、各元件之間沒(méi)有未知的、不受控制的相互耦合。例如，在發(fā)射機(jī)中，我們毫無(wú)疑問(wèn)地認(rèn)為，信號(hào)流程是從基帶電路到調(diào)制電路再到功放電路。基帶電路和調(diào)制電路決不會(huì)接收放大后的射頻信號(hào)，但實(shí)際電路中這并不是絕對(duì)可做到的，也就是說(shuō)經(jīng)功放放大的射頻信號(hào)可能通過(guò)某些途徑耦合到這些電路。這樣就可能帶來(lái)不可預(yù)料的結(jié)果，譬如干擾或阻塞這些電路。不同單元電路之間的相互耦合主要有兩種途徑，其一是輻射引起的電磁耦合。如果其它信號(hào)單元的一根信號(hào)線延伸到了功放的高電壓部分（如圖7－19中的負(fù)載位置），而該信號(hào)線上的阻抗較高，則它一定會(huì)拾取功放的射頻電壓。如果這根信號(hào)線與功放部分的某根大電流線平行延伸一段較長(zhǎng)的長(zhǎng)度，而這根信號(hào)線的阻抗較低，則它也會(huì)感應(yīng)較大的射頻電流。這些情況都是應(yīng)盡量避免的。如果因?yàn)榻Y(jié)構(gòu)原因必須布這樣的長(zhǎng)線，應(yīng)考慮讓那些有濾波措施的信號(hào)走長(zhǎng)線。功放輸出電路中所用到的調(diào)諧電感，通常都是空心線圈或直線電感，它們就像一個(gè)個(gè)小環(huán)形天線，一些較高的元件（引線較長(zhǎng)）就會(huì)拾取這些電感輻射的信號(hào)。降低這種電磁耦合的方法是，根據(jù)單元電路工作頻率范圍合理安排單元布局。單元電路內(nèi)的全部元件相鄰布局，密度要大，這樣可讓單元電路組成較封閉的結(jié)構(gòu)，降低其輻射和接收能力。采用表面安裝技術(shù)（SMT）可大大降低元件高度，有效防止電磁耦合。另一種途徑是通過(guò)電源、地線的傳導(dǎo)。這一點(diǎn)我們結(jié)合分布參數(shù)說(shuō)明。2、減小分布參數(shù)的影響

分布參數(shù)是PCB上的具有一定長(zhǎng)度、寬度與形狀的信號(hào)線所固有的電阻、電容與電感。這在原理圖上完全沒(méi)有體現(xiàn)，也無(wú)法預(yù)先假設(shè)，這里我們只考慮分布電感、電阻。原理圖上的信號(hào)線是一根理想的短路線，線上任意兩點(diǎn)之間沒(méi)有電壓。但實(shí)際信號(hào)線上有電阻、電感，一段線的兩端就有阻抗。于是，只要有電流通過(guò)，信號(hào)線上相距一定距離的兩點(diǎn)之間就會(huì)有電壓。信號(hào)線的電阻、電感與信號(hào)線的長(zhǎng)度成正比，與信號(hào)線的寬度成反比。顯然，信號(hào)線越長(zhǎng)、寬度越窄、電流越大，則其兩端的電壓越大。此外，信號(hào)線的電阻與成正比。例如，在例7.1中，電容C1、L1、C2上的電流都很大，C2上的電流超過(guò)15A，若連接C2的信號(hào)線較長(zhǎng)較窄，產(chǎn)生1nH電感，0.05Ω電阻，則其容抗將被感抗抵消1Ω，電阻功耗達(dá)到5W。顯然，這是不可接受的。又如圖7－19饋電電路中的濾波電容C4、C5，其在原理圖中的意圖是濾除162MHz的射頻信號(hào)，若其引線電感達(dá)到1nH，則這兩個(gè)電容的作用完全不能達(dá)到，因?yàn)檫@兩個(gè)電容的容抗通常都設(shè)計(jì)得遠(yuǎn)小于1Ω。地線和電源線上的分布電感、電阻會(huì)造成地線上不同位置之間有電壓，由于地線上的電流很復(fù)雜，因此地線上的分布電壓也很復(fù)雜。這會(huì)造成在PCB上安裝的實(shí)際電路與原理電路的參數(shù)甚至結(jié)構(gòu)發(fā)生很大差異，或?qū)ο到y(tǒng)中低電平電路造成很大干擾。因?yàn)?，在原理電路中我們假定整個(gè)系統(tǒng)內(nèi)地線上各點(diǎn)電位相同，只有這樣才能為系統(tǒng)電路提供一個(gè)統(tǒng)一的參考0電位。顯然，高頻功率放大器中的地線不能完全做到這一點(diǎn)，這就要求PCB設(shè)計(jì)工程師精心調(diào)整單元電路、元件的布局以減小地線條件不理想造成的影響。圖7－19中，基極回路、負(fù)載回路和饋電回路共用地線。此時(shí)，這些電路的接地元件的接地點(diǎn)應(yīng)盡量靠近功放管的發(fā)射極，否則地線的參考電位功能就達(dá)不到。例如，若發(fā)射極地線長(zhǎng)，則相當(dāng)于功放管發(fā)射極串聯(lián)了一個(gè)電感，這對(duì)射頻信號(hào)而言是很強(qiáng)的電流負(fù)反饋，大大降低了功放管的放大能力。當(dāng)然，由于上述單元的接地元件體積通常較大，不能全部放到一起，這時(shí)可如圖7－22所示安排地線。按圖中的安排，基極、激勵(lì)級(jí)回路地線與負(fù)載回路地線沒(méi)有公共電流，不會(huì)造成反饋或干擾。發(fā)射極、電源、濾波電容C4、C5接地區(qū)面積較大，電流路徑較短，也不會(huì)產(chǎn)生很大的地線電壓。圖7－22功率放大器地線安排總之，高頻電路的布線主要應(yīng)注意兩點(diǎn)：①地線、電源線、大電流線與高頻信號(hào)線盡量短粗；②同一單元電路內(nèi)的元件應(yīng)放到同一區(qū)間（尤其是電源濾波電容），密度要高。這樣可減小輻射與接收，同時(shí)在單元內(nèi)部縮短地線，取得較理想的參考0電位點(diǎn)。

有時(shí)，即使我們精心調(diào)整電路布局與布線，仍然不能消除分布參數(shù)造成的干擾。這時(shí)，應(yīng)調(diào)整電路方案，例如將一些敏感信號(hào)采用平衡傳輸。7.5.4高頻功率放大器實(shí)例

圖7-23示出了一個(gè)單晶體管、80W、50

、甚高頻（UHF）功率放大器。該電路的帶寬是143～156MHz，增益為9.4dB。圖中各元件參數(shù)為C1,C11=550pF,C2,C9

=10pF,C3

=60pF,C4,C5,C6,C7=250pF,C8=80pF,C10

=80pF,C12

=0.1UF,C13=1UF,C14=680pF,RFC1