2024年6G通感一體化空口關(guān)鍵技術(shù)研究報(bào)告-2030（6G）推進(jìn)組

目 錄目 錄 2第章引言 6第章感對(duì)空設(shè)計(jì)新需分析 8感知應(yīng)用的特征 8感知對(duì)基站的需求 9感知對(duì)終端的需求 9第章潛感知形 OFDM 11基于OFDM的遠(yuǎn)距覆蓋設(shè)計(jì) 12CE-OFDM 15FMCW 16OTFS 18OCDM 203.5小結(jié) 21第章感信號(hào)計(jì)和理 22感知信號(hào)設(shè)計(jì) 22感知信號(hào)序列設(shè)計(jì) 22感知信號(hào)圖樣設(shè)計(jì) 23感知信號(hào)復(fù)用方式 28通感信號(hào)融合設(shè)計(jì) 29感知信號(hào)處理 32干擾消除 32虛擬孔徑 35功率分配 37目標(biāo)特征識(shí)別 39第章感波束理 42感知波束獨(dú)立管理 42通感波束融合管理 43通信輔助感知波束管理 45第章感輔助信 46感知輔助通信信道估計(jì) 46感知輔助通信波束跟蹤 48感知輔助通信覆蓋增強(qiáng) 52第章總和展望 54參文獻(xiàn) 56貢單位 592圖目錄圖1 ITU-RIMT-2030應(yīng)用場(chǎng)景 6圖2 OFDM系統(tǒng)感知處理流程 圖3 60kHz子載波間隔室增強(qiáng)型CP 13圖4 支持感知遠(yuǎn)距離覆蓋的頻域參考信號(hào)設(shè)計(jì)示意 13圖5 ISAC系統(tǒng)的新型信號(hào)結(jié)構(gòu) 14圖6 用于遠(yuǎn)距離感知的ISAC幀結(jié)構(gòu)示意圖 14圖7 擴(kuò)展CP和交替CP方案覆蓋對(duì)比 15圖8 CE-OFDM系統(tǒng)框圖 15圖9 CE-OFDM模糊函數(shù)圖 16圖10 OTFS信號(hào)調(diào)制解調(diào)流程 18圖時(shí)變信道時(shí)延多普勒域信道響應(yīng) 18圖12 序列自相關(guān)與互相關(guān)性能對(duì)比：自相關(guān)（左），互相關(guān)（右） 22圖13 感知性能對(duì)比評(píng)估結(jié)果：定位精度（左），測(cè)試精度（右） 23圖14 ZC序列性能 23圖15 非均勻感知信號(hào)實(shí)測(cè)時(shí)延-多普勒 24圖16 兩步非均勻感知信號(hào)設(shè)計(jì)方法 25圖17 基于協(xié)方差矩陣的圖樣設(shè)計(jì) 25圖18互質(zhì)的非均勻圖樣設(shè)計(jì) 26圖19 頻域雙周期映射方式示意 26圖20 均勻映射與非均勻映射的頻域占用情況對(duì)比 27圖21 均勻映射與非均勻映射的測(cè)距精度對(duì)比 27圖22 雙周期配置感知信號(hào) 27圖23 通感空分復(fù)用波束方向圖：(a)withISI；(b)delISI 29圖24 感知和通信的SNR 29圖25 參考信號(hào)集合1 30圖26 參考信號(hào)集合2 31圖27 感知場(chǎng)景需求更大感知范圍 31圖28 自發(fā)自收感知下的兩種波形結(jié)合 32圖29 多個(gè)參考信號(hào)融合共同用于感知 32圖30 通信波形下的低旁瓣脈沖壓縮方法處理結(jié)果 34圖31 ISAC統(tǒng)一天線架構(gòu) 363圖32 等效發(fā)射天線間隔及實(shí)現(xiàn)的非均勻孔徑 37圖33 角度估計(jì)RMSE性能 37圖34 等功率分配技術(shù) 38圖35 固定功率分配技術(shù) 38圖36 功率分配方案與傳統(tǒng)方案的對(duì)比 39圖37 感知示例 39圖38 6G感知與無源標(biāo)簽通信融合示意圖 40圖39 感知信號(hào)和無源信號(hào)收發(fā)示意圖 40圖40 距離誤差匹配法示意圖 41圖41 特征分類匹配法示意圖 41圖42 用于感知接收機(jī)基于波束分裂的波束賦形模型 43圖43 基于感知區(qū)域的靈活感知波束掃描示意圖 43圖44 大規(guī)模天線陣列通感一體化混合波束賦形設(shè)計(jì)示意圖 45圖45 通信輔助感知波束管理示意圖 45圖46 感知輔助通信信道估計(jì)與傳統(tǒng)信道估計(jì)方法性能對(duì)比 47圖47 感知輔助信道估計(jì)的NMSE 48圖48 波束訓(xùn)練與環(huán)境感知一體化設(shè)計(jì) 49圖49 多變無線環(huán)境示意圖 50圖50 波束訓(xùn)練和感知精度性能 50圖51 多徑信道毫米波波束跟蹤示意圖 51圖52 基于擴(kuò)展卡爾曼濾波的通感一體化（EKF-ISAC）與基于反饋兩種方案的角度預(yù)測(cè)性能對(duì)比 52圖53 感知輔助覆蓋增強(qiáng)示意圖 534表目錄表1 四種潛在感知波形總結(jié) 215第一章引言6G作為下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)，將跨越人聯(lián)和物聯(lián)，邁向萬物智聯(lián)的新時(shí)代。2023年11月，國際電信聯(lián)盟ITU-R發(fā)布了《IMT-2030及未來的新框架建議》[1]，也被稱為全球統(tǒng)一的6G愿景，是制定全球6G標(biāo)準(zhǔn)的藍(lán)圖。建議書定義了6G的6個(gè)主要應(yīng)用場(chǎng)景，其中3個(gè)是5G基礎(chǔ)上增強(qiáng)的通信場(chǎng)景，另外3個(gè)場(chǎng)景是6G新引入的超越通信的場(chǎng)景，其中就包括通信感知一體化，如圖1所示。未來6G網(wǎng)絡(luò)將利用全頻段、大帶寬、大規(guī)模天線陣列、多節(jié)點(diǎn)協(xié)作等能力，提供超高分辨的檢測(cè)定位跟蹤、環(huán)境目標(biāo)重構(gòu)與成像、目標(biāo)動(dòng)作識(shí)別等能力，在支撐極致通信體驗(yàn)的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)智能家庭、智慧工廠、智慧醫(yī)療、終極自動(dòng)駕駛等網(wǎng)絡(luò)服務(wù)場(chǎng)景。圖1ITU-RIMT-2030應(yīng)用場(chǎng)景在6G，通信與感知將進(jìn)一步深度融合，從頻譜、硬件到協(xié)議進(jìn)行深度融合。6G網(wǎng)絡(luò)突破目前單基、雙基雷達(dá)的局限，從網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)、組網(wǎng)技術(shù)、空口能力等方面進(jìn)行原生通感融合設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)組網(wǎng)、廣域、立體的精準(zhǔn)感知。無線接入網(wǎng)的空口技術(shù)是6G的重要組成部分，不光決定了通信的能力和性能，也將決定感知的基本能力和性能。因此，6G系統(tǒng)需要展開空口關(guān)鍵技術(shù)的基礎(chǔ)研究工作，為后續(xù)產(chǎn)業(yè)推動(dòng)和標(biāo)準(zhǔn)化做技術(shù)儲(chǔ)備。62021年和2022年，IMT-2030發(fā)布的第一版和第二版的《通信感知一體化技術(shù)報(bào)告》對(duì)空口的關(guān)鍵技術(shù)做了簡(jiǎn)單介紹。在6G標(biāo)準(zhǔn)即將展開，有必要對(duì)6G空口技術(shù)進(jìn)行梳理和研究。本研究報(bào)告基于第二版的《通信感知一體化技術(shù)報(bào)告》，對(duì)空口設(shè)計(jì)需求、感知波形、參考信號(hào)設(shè)計(jì)、信號(hào)處理、波束管理以及感知輔助通信技術(shù)做了重點(diǎn)討論和分析，整理了最新的研究成果，在沒有特別說明時(shí)，相關(guān)方法適用于六種感知模式。本報(bào)告期望進(jìn)一步推動(dòng)業(yè)界針對(duì)通感一體化空口技術(shù)的研究，為即將到來的6G標(biāo)準(zhǔn)做好技術(shù)儲(chǔ)備。7第二章感知對(duì)空口設(shè)計(jì)的新需求分析感知應(yīng)用的特征在業(yè)界對(duì)于感知場(chǎng)景存在眾多研究，這些研究涉及應(yīng)用類場(chǎng)景和用例以及服務(wù)類場(chǎng)景與用例包括檢測(cè)、定位和追蹤類，動(dòng)作識(shí)別類，環(huán)境檢測(cè)類，以及環(huán)境重構(gòu)類應(yīng)用。從這些應(yīng)用可以看到有以下特征：感知和通信一體并實(shí)現(xiàn)互助。豐富的感知應(yīng)用需要感知和通信由一個(gè)系統(tǒng)提供，既降低硬件成本、又降低布網(wǎng)成本并提供多種能力，又可更好支持各種應(yīng)用。通信功能需要和感知功能在底層信號(hào)設(shè)計(jì)、幀結(jié)構(gòu)做融合，也需求在協(xié)議棧的設(shè)計(jì)做融合，并考慮利用感知輔助通信、通信輔助感知來提升系統(tǒng)性能。多種感知應(yīng)用需求。既有針對(duì)家庭娛樂的感知需求，又存在針對(duì)低空、車聯(lián)網(wǎng)、工廠、公共服務(wù)等各個(gè)行業(yè)和領(lǐng)域的應(yīng)用。而且這些應(yīng)用的需求是存在差異的，這些差異有來自于感知精度的差異，也有感知測(cè)量方法的差異，又有端到端數(shù)據(jù)處理、感知時(shí)延的差異。有些應(yīng)用的感知精度需求較低，比如入侵檢測(cè)類應(yīng)用；而有些應(yīng)用感知精度需求較高比如軌跡跟蹤、成像。有些應(yīng)用需要對(duì)于時(shí)延和刷新率較低，比如對(duì)于雨量檢測(cè)其感知時(shí)延需求是6而對(duì)于自動(dòng)駕駛類應(yīng)用其需求達(dá)到100毫秒[2]。未來系統(tǒng)需要在接入網(wǎng)的設(shè)計(jì)提供支持這些需求的靈活性，比如靈活的幀結(jié)構(gòu)，靈活的信號(hào)設(shè)計(jì)。多種感知模式。為了支撐這些豐富的應(yīng)用，為了網(wǎng)絡(luò)既存在只有基站側(cè)參與UE協(xié)作的感知方式，還存在只有UE參與的感知方式。多種感知方式就要求在信號(hào)設(shè)計(jì)、信號(hào)處理上能夠兼容，并且盡量的復(fù)用，減少感知開銷。更立體的覆蓋。未來的應(yīng)用既要支持地面的需求，又要支持低空的需求。而地面通信一直是移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)服務(wù)的重點(diǎn)，同樣的在未來移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)中，地面對(duì)通信和感知的需求依舊強(qiáng)烈。低空經(jīng)濟(jì)作為戰(zhàn)略性新興產(chǎn)業(yè)，在促進(jìn)經(jīng)濟(jì)發(fā)展、加強(qiáng)社會(huì)保障等方面發(fā)揮著日益重要的作用。因此，未來的網(wǎng)絡(luò)需要對(duì)通信和感知提供更加立體的覆蓋。8感知對(duì)基站的需求6G網(wǎng)絡(luò)對(duì)于基站的需求主要集中在信號(hào)設(shè)計(jì)、信號(hào)處理、干擾消除、多天線等技術(shù)。6G系統(tǒng)的設(shè)計(jì)基礎(chǔ)上進(jìn)行開展。感知波形和通信波形存在千絲萬縷的關(guān)系，不能拋開通信波形去設(shè)計(jì)感知波形。所以，在波形設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮對(duì)通信的影響或和通信結(jié)合的存在問題。其次，在進(jìn)行感知信號(hào)設(shè)計(jì)時(shí)，需要考慮其序列的設(shè)計(jì)、復(fù)用設(shè)計(jì)，并且需要考慮和目前已有參考信號(hào)的融合設(shè)計(jì)降低參考信號(hào)的開銷。信號(hào)處理。首先，對(duì)于通感一體化系統(tǒng)，獲取精確的感知測(cè)量結(jié)果很重要，但是環(huán)境及通感系統(tǒng)中的各種外部和內(nèi)部干擾因素會(huì)顯著影響感知測(cè)量結(jié)果的精度。如果不消除這些干擾，將給后續(xù)的感知數(shù)據(jù)處理帶來很大的問題。其次，為了更好的支持通信和感知功能，超寬帶寬和超大規(guī)模天線陣列技術(shù)的融合，可以實(shí)現(xiàn)高精度的感知。但是，同時(shí)也帶來了天線硬件成本高、系統(tǒng)功耗高、波束偏移等問題。然后，在通感一體化系統(tǒng)中，通信和感知業(yè)務(wù)共享并復(fù)用相同的時(shí)間、頻率、功率等資源，如何權(quán)衡折中通信感知業(yè)務(wù)的性能，進(jìn)行合理的功率分配成為重要方向之一。波束管理技術(shù)。更立體的覆蓋就需要更大的天線規(guī)模，以及更多的波束。這就要求對(duì)波束進(jìn)行更好的管理。一方面，系統(tǒng)可以利用感知結(jié)果來輔助波束跟蹤，結(jié)合定位技術(shù)縮小波束掃描范圍、縮短波束訓(xùn)練時(shí)間，也可以優(yōu)化波束發(fā)送。另一方面，通信輔助感知的波束管理方案來降低開銷。同時(shí)，需要考慮感知和通信的混合波束賦形技術(shù)來降低硬件成本。感知輔助技術(shù)。感知功能獲取的感知結(jié)果可以優(yōu)化通信信道估計(jì)，通信小區(qū)切換以及增強(qiáng)通信覆蓋范圍?；拘枰軌颢@得感知感知結(jié)果來輔助通信資源的優(yōu)化。感知對(duì)終端的需求6G終端除了通信能力的增強(qiáng)，還需要具備滿足特定需求的感知功能，具體體現(xiàn)在以下幾方面[3]：9感知信號(hào)接收和發(fā)送。6G網(wǎng)絡(luò)可能存在多種和終端相關(guān)的感知模式，終端需要將感知能力發(fā)送給網(wǎng)絡(luò)，能夠接收靈活的感知信號(hào)發(fā)送配置和接收配置，并且可以按照配置的資源進(jìn)行發(fā)送和接收感知信號(hào)。感知信息采集和處理。終端通過對(duì)接收信號(hào)的分析能夠提取出反映傳播環(huán)境特征的感知信息。為滿足高精度感知需求，終端需要支持更高頻段、更大帶寬，結(jié)合各頻段的特性進(jìn)行聯(lián)合感知，同時(shí)盡可能減小與網(wǎng)絡(luò)設(shè)備或其他終端的同步誤差。并且，終端需要能夠?qū)Σ杉母兄獢?shù)據(jù)進(jìn)行處理，以減少信息上報(bào)的開銷或者應(yīng)用感知結(jié)果。感知信息傳輸。終端需要將感知數(shù)據(jù)上報(bào)給網(wǎng)絡(luò)，終端上報(bào)的感知數(shù)據(jù)需要綜合考慮上報(bào)數(shù)據(jù)量、時(shí)延、開銷以及隱私安全等各方面的影響。10第三章潛在感知波形OFDMOFDM（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，正交頻分復(fù)用）波形作為典型的多載波調(diào)制技術(shù)被廣泛應(yīng)用于4G/5G移動(dòng)通信系統(tǒng)，基于傳統(tǒng)通信處理的感知處理流程如圖2所示。圖2OFDM系統(tǒng)感知處理流程假設(shè)基站發(fā)射M個(gè)OFDM符號(hào)的數(shù)據(jù)，每個(gè)OFDM符號(hào)包括N個(gè)子載波，則經(jīng)過距離R，相對(duì)速度為V（其導(dǎo)致的多普勒頻移為F）后，接收的基帶信號(hào)可以表示為：M1

N1

jt2R

tmT t

2R rt

Cm,

m,

cejcTm0n0

Cm,n:第m符號(hào)第n子載波的信道增益xTm,n:第m符號(hào)第n子載波的調(diào)制符號(hào)這里速度V與多普勒頻移F的關(guān)系為：

F為載波波長采樣并FFT，第m符號(hào)的第n個(gè)子載波上的接收信號(hào)可以表示為：xR,nC,n

j2RcejM,mM,n.N1可以發(fā)現(xiàn)：距離導(dǎo)致的相移與OFDM符號(hào)索引無關(guān)，該相移隨著子載波索引的變化而線性變化。速度導(dǎo)致的相移與子載波索引無關(guān)，該相移隨著符號(hào)索引的變化而線性變化。也就是說，距離和速度對(duì)接收信號(hào)相位的影響是解耦的，二者可以獨(dú)立進(jìn)行檢測(cè)。11在不考慮干擾和噪聲因素時(shí)，利用最小二乘法（LeastSquares，LS）信道估計(jì)獲取得到信道信息（即檢測(cè)矩陣）可消除發(fā)送數(shù)據(jù)影響。進(jìn)一步地，通過對(duì)檢測(cè)矩陣進(jìn)行（時(shí)域）維度的相位信息進(jìn)行檢測(cè)得到多普勒/速度，進(jìn)行列（頻域）維度的相位信息檢測(cè)可以得到時(shí)延/距離信息，同理，對(duì)不同接收天線的相位信息進(jìn)行檢測(cè)得到角度信息，進(jìn)而可以計(jì)算得到感知目標(biāo)的位置、軌跡信息等。OFDM用于感知其存在承載數(shù)據(jù)的能力強(qiáng)、易與現(xiàn)有標(biāo)準(zhǔn)兼容、模糊函數(shù)呈現(xiàn)圖釘狀，具有良好的距離和速度分辨能力等優(yōu)點(diǎn)。但是，OFDM的峰值平均功率比（PeaktoAveragePowerRatio，PAPR）高、自發(fā)自收時(shí)自干擾抑制困難，且基于傳統(tǒng)通信處理接收機(jī)感知距離容易受限、高速導(dǎo)致子載波不正交時(shí)，影響感知性能等缺點(diǎn)。不過采用先進(jìn)接收機(jī)可以大大提升感知的性能。例如OFDM信號(hào)也可以變換到時(shí)延多普勒域，在時(shí)延多普勒域進(jìn)行感知估計(jì)，或者直接針對(duì)時(shí)延多普勒做匹配濾波?；贠FDM的遠(yuǎn)距覆蓋設(shè)計(jì)為消除多徑時(shí)延擴(kuò)展帶來的OFDM符號(hào)間干擾，通信系統(tǒng)將OFDM符號(hào)的尾部復(fù)制到頭部作為循環(huán)前綴（CyclicPrefix，CP），使得只要多徑信號(hào)落入CP范圍內(nèi)即可獲得完整信息。因此，CP長度與信號(hào)覆蓋范圍相關(guān)。對(duì)于感知而言，在感知中存在多徑，特別是多目標(biāo)的識(shí)別需求。當(dāng)感知多個(gè)目標(biāo)時(shí)，近距離目標(biāo)（時(shí)延較小）又要感知遠(yuǎn)距離目標(biāo)（時(shí)延較大）時(shí)，可能導(dǎo)致感知信號(hào)的多徑時(shí)延擴(kuò)展超過CP60kHz子載波間隔為例，CP1.17μs，支持的感知覆蓋范圍：1.17×10?6×3×108/2≈175米，當(dāng)子載波間隔為240kHz時(shí)，感知覆蓋范圍不到50米。而在典型的通感應(yīng)用場(chǎng)景無人機(jī)業(yè)務(wù)中，感知距離應(yīng)達(dá)到500-1000米。因此，需進(jìn)一步擴(kuò)展CP長度以提升感知覆蓋。CP其中一種方式是直接增大CP長度，感知覆蓋范圍將成比例提升，即：Lmax=TCP?c/2CP長度增大至符號(hào)長度一半時(shí)，感知覆蓋范圍達(dá)到最LmaxT/2?c/260kHzCP長度增大一倍至2.34μs時(shí)，可實(shí)現(xiàn)約350m的感知覆蓋，如圖3所示。CP還可以采用CPP分段擴(kuò)展方式縮短OFDM符號(hào)，將通信的一個(gè)OFDM符號(hào)分割成N個(gè)短符號(hào)，前一個(gè)符號(hào)的尾部與后一個(gè)符號(hào)的CP重疊，則12N前N-1個(gè)短符號(hào)可以看做該OFDM符號(hào)的等效CP，長度為N?1(T?TCP)+TCP。以60kHz子載波間隔、N=2為例，如圖3所示，第一個(gè)短符號(hào)為OFDM符號(hào)的等效CP。OFDM符號(hào)總長度為16.67μs，CP、A2的長度為1.17μs，A1的長度為6.58μs，則可以得到等效CP的長度為2TCP+LA1=8.92μs，實(shí)現(xiàn)了在同等NCP開銷下提升覆蓋范圍4倍。圖360kHz子載波間隔室增強(qiáng)型CPCP分段擴(kuò)展也可以理解為在一個(gè)傳統(tǒng)的OFDM符號(hào)里，數(shù)據(jù)部分被重復(fù)了多次。如圖4所示的情況，即為數(shù)據(jù)部分重復(fù)兩次。這樣在雷達(dá)感知處理時(shí)，僅需對(duì)數(shù)據(jù)部分的后半部分的采樣點(diǎn)進(jìn)行算法處理，即可避免碼間串?dāng)_的影響[4]。同時(shí)，為了獲得上述時(shí)域波形，可在頻域載波上間隔插0，即放置零功率參考信號(hào)，然后進(jìn)行IFFT運(yùn)算即可，與現(xiàn)有的OFDM發(fā)射流程完全兼容。獲取數(shù)據(jù)部分重復(fù)兩次的頻域參考信號(hào)的設(shè)計(jì)如圖4所示，其中非零功率參考信號(hào)位置根據(jù)需要也可替換為數(shù)據(jù)[5]。圖4支持感知遠(yuǎn)距離覆蓋的頻域參考信號(hào)設(shè)計(jì)示意此外，CP的擴(kuò)展思路還有設(shè)計(jì)新的ISAC信號(hào)結(jié)構(gòu)，如圖5所示。其關(guān)鍵13設(shè)計(jì)包括：感知信號(hào)跨越兩個(gè)相鄰?fù)ㄐ欧?hào)的持續(xù)時(shí)間；感知和通信信號(hào)在頻域中復(fù)用，共用子載波集合，且子載波分配可連續(xù)或不連續(xù)；在時(shí)間域中，感知信號(hào)在兩個(gè)相鄰符號(hào)間重復(fù)，通信符號(hào)附有，而感知符號(hào)交替使用CP和循環(huán)后綴（CPost）實(shí)現(xiàn)同步，可做到與傳統(tǒng)UE的無縫兼容。圖5ISAC系統(tǒng)的新型信號(hào)結(jié)構(gòu)圖6展示基于此種信號(hào)結(jié)構(gòu)的信號(hào)幀設(shè)計(jì)。為保持兼容性，傳統(tǒng)UE應(yīng)被調(diào)度到不使用感知子載波的資源塊（ResourceBlock，RB），而新型UE可被調(diào)度到任意RB。感知部分的幀結(jié)構(gòu)類型、符號(hào)和子載波/RB索引須定義，并通過調(diào)度信令傳達(dá)給感知接收機(jī)。對(duì)于通信，若UE占用了完整RB，則新幀結(jié)構(gòu)對(duì)其透明，無需額外信令；但若UE只占用部分RB，且感知占用了其他資源，則幀結(jié)構(gòu)和相關(guān)信息必須在調(diào)度信令中明確傳達(dá)給UE。圖6用于遠(yuǎn)距離感知的ISAC幀結(jié)構(gòu)示意圖我們通過仿真驗(yàn)證了此信號(hào)結(jié)構(gòu)的有效性，在仿真設(shè)置中，我們將可用帶寬的一半分配給數(shù)據(jù)傳輸，另一半分配給感知信號(hào)。這種配置使我們能夠在時(shí)域中有效地結(jié)合LoS徑和衰減36dB的遠(yuǎn)距離目標(biāo)回波。此外，我們將加性白高斯噪聲（AWGN）的功率設(shè)置為比LoS徑低20dB，從而使遠(yuǎn)距離目標(biāo)的回波強(qiáng)度比AWGN噪聲底部低16dB。我們對(duì)比了提案中提出的解決方案和擴(kuò)展CP長度方案，兩種方法的感知范圍性能表現(xiàn)分別展示在圖7。14擴(kuò)展CP （b）交替CP圖7擴(kuò)展CP和交替CP方案覆蓋對(duì)比從量化角度來看，我們的解決方案在SNR（信噪比）性能指標(biāo)上比現(xiàn)有方法高出3.8dB。此外，利用Shnidman方程，我們的方案在檢測(cè)概率上展示了顯著的提升，從70%提升到99%，突顯了所設(shè)計(jì)方法的有效性。CE-OFDMCE-OFDM（ConstantEnvelope-OFDM，恒包絡(luò)OFDM）通過對(duì)常規(guī)OFDM信號(hào)進(jìn)行相位調(diào)制產(chǎn)生恒包絡(luò)的多載波信號(hào)，獲得0dBPAPR的基帶波形，因此在存在非線性高功率放大器（HighPowerAmplifier，HPA）的環(huán)境下信號(hào)失真小于OFDM，是功耗限制通信場(chǎng)景下的物理層備選接入技術(shù)之一。CE-OFDM的低功耗特性也有助于增強(qiáng)感知系統(tǒng)的覆蓋能力。圖8CE-OFDM系統(tǒng)框圖CE-OFDM系統(tǒng)首先將QAM調(diào)制符號(hào)映射為共軛對(duì)稱形式，經(jīng)過NFFT點(diǎn)IFFT運(yùn)算獲得實(shí)值OFDM時(shí)域信號(hào)x[n]，再通過相位調(diào)制得到CE-OFDM信號(hào)：s[n]Aexpj2hCNx[n],n0,1,...,NFFT1其中為A為載波信號(hào)幅值，2h為調(diào)制指數(shù)，CN為歸一化常數(shù)因子。最后對(duì)15s[n]插入長度為NCP的循環(huán)前綴后發(fā)送?；诤惆j(luò)OFDM信號(hào)的感知過程與OFDM信號(hào)相同：在感知端，恒包絡(luò)OFDM信號(hào)無需進(jìn)行相位解調(diào)，只需通過FFT將接收信號(hào)變換到頻域，然后采用2D-FFT或MUSIC等方法進(jìn)行感知估計(jì)。與OFDM相比，傳統(tǒng)CE-OFDM信號(hào)的感知信噪比存在子載波差異性，頻域模糊函數(shù)的主瓣寬度與調(diào)制指數(shù)2h有關(guān)，其感知性能較OFDM有一定損失[6]。此時(shí)可以通過改進(jìn)的偏移CE-OFDM（OCE-OFDM）方案調(diào)整調(diào)制指數(shù)和偏移比例來調(diào)整子載波之間的功率分配，在通信性能和感知性能上進(jìn)行折中[7]。圖9CE-OFDM模糊函數(shù)圖總體來說，現(xiàn)有研究顯示CE-OFDM在存在非線性HPA的環(huán)境中能夠取得較優(yōu)的通信性能，而CE-OFDM的感知性能還沒有獲得充分的挖掘。目前有待研究的問題包括感知性能評(píng)估、感知算法、波形改進(jìn)設(shè)計(jì)等方面。除此之外，盡管恒包絡(luò)多載波信號(hào)在發(fā)送能量效率上優(yōu)勢(shì)明顯，但其非線性處理過程引入了非線性噪聲和濾波，在實(shí)際性能驗(yàn)證中需綜合評(píng)估頻譜效率、多目標(biāo)感知能力、計(jì)算復(fù)雜度等問題。FMCW調(diào)頻連續(xù)波（FrequencyModulatedContinuousWave，F(xiàn)MCW）是雷達(dá)領(lǐng)域場(chǎng)16景的波形。其中應(yīng)用最廣泛的是線性調(diào)頻（LinearFrequencyModulation，LFM），其信號(hào)定義：1 jftut2 s2 3u 3

,2

t20,其它u:調(diào)頻斜率,uB,B是調(diào)頻帶寬fs:是初始頻率，可以為0LFM信號(hào)又被稱為chirp信號(hào)，可以發(fā)現(xiàn)，在脈沖帶寬內(nèi)，線性調(diào)頻信號(hào)的ff0 0頻率從 2線性增加到 2，斜率是u。當(dāng)u>0時(shí)，稱為正向調(diào)頻信號(hào)(up-chirp)，否則稱為反向調(diào)頻信號(hào)(down-chirp)。LFM其以下優(yōu)點(diǎn)[8]：具有峰均比低，LFM可增加感知距離；自干擾抑制簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)自發(fā)自收實(shí)現(xiàn)難度低；對(duì)多普勒擴(kuò)展不敏感，在高速目標(biāo)測(cè)量上，實(shí)現(xiàn)更好的性能；但是，LFM承載數(shù)據(jù)的能力差，并且LFM信號(hào)較少，無法為多用戶提供感知信號(hào)上的正交性。雷達(dá)波形除了包含F(xiàn)MCW外，還包含非線性調(diào)頻信號(hào)(Non-linearfrequencymodulation，NLFM)。NLFM的特點(diǎn)是時(shí)域恒模，頻域可以設(shè)計(jì)成任意形狀。這樣做的原因是，通常雷達(dá)的接收端需要在頻域進(jìn)行加窗處理來抑制時(shí)域/距離域的旁瓣泄露，而僅在接收端加窗的信號(hào)處理方式會(huì)造成SNR的損失。如果在發(fā)射端將頻域設(shè)計(jì)成窗的形狀，那么在接收端使用匹配濾波的處理方式就可以最大化接收SNR，并獲得加窗抑制旁瓣的效果。注意到，傳統(tǒng)的NLFM需要對(duì)窗函數(shù)積分的反函數(shù)再進(jìn)行積分，適合發(fā)射信號(hào)較為固定的雷達(dá)系統(tǒng)。而在通感一體化系統(tǒng)，需要綜合考慮通信和感知的需求，對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行靈活的調(diào)整，因此有必要研究更加高效的數(shù)字化NLFM信號(hào)(DNLFM)的實(shí)現(xiàn)方式，如在[9]中，針對(duì)時(shí)域信號(hào)在采樣點(diǎn)上的相位進(jìn)行計(jì)算，通過等效的積分計(jì)算方法，只需要少量迭代就可以得到需要的NLFM信號(hào)。17OTFSOTFS是一種基于二維辛傅里葉變換的多載波調(diào)制方法，將時(shí)變的多徑信道轉(zhuǎn)換為延遲-多普勒域中的二維信道，每一個(gè)發(fā)送的調(diào)制符號(hào)經(jīng)歷與時(shí)間無關(guān)的信道，然后通過有效的均衡器結(jié)構(gòu)獲得時(shí)域和頻域的分集增益[10]，如圖10所示。圖10OTFS信號(hào)調(diào)制解調(diào)流程OTFS的核心就是需要經(jīng)過二維離散逆辛傅里葉變換（InverseSymplecticFiniteFourierTransform，ISFFT），如圖11所示。OTFSISFFT，使得時(shí)頻信道在時(shí)延-多普勒域上不再是稠密的，而是稀疏的，且在時(shí)延多普勒域上，信道不再是點(diǎn)乘到數(shù)據(jù)網(wǎng)格上，而是卷積在發(fā)射數(shù)據(jù)上。這使得OTFS信號(hào)具有不同的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)與信道均衡方案。與傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)的主要區(qū)別是，傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)在進(jìn)行多徑時(shí)延估計(jì)和多普勒估計(jì)時(shí)是解耦的，也就是說傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)假設(shè)了在一個(gè)OFDMsymbol內(nèi)高速運(yùn)動(dòng)導(dǎo)致的多普勒頻率可以被忽略，多普勒頻率的影響主要體現(xiàn)在OFDMsymbol間會(huì)引入多普勒頻移而導(dǎo)致的相位旋轉(zhuǎn)。多普勒頻移的影響主要依賴額外的時(shí)間高密度的參考信號(hào)如PTRS的設(shè)計(jì)，以及相應(yīng)的糾偏算法。而OTFS則原生地在信道均衡的過程中消除多普勒的影響，將多普勒的影響和時(shí)間信道等效看待。因此，在高速場(chǎng)景中，OTFS有潛力像均衡時(shí)域信道一樣均衡掉多普勒頻移的影響，其魯棒性優(yōu)越于傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)的頻域糾偏方案，其后者限制于具體算法和可利用的時(shí)頻資源。圖11時(shí)變信道時(shí)延多普勒域信道響應(yīng)18OTFSOFDM接收機(jī)的優(yōu)勢(shì)主要體現(xiàn)在高速移動(dòng)場(chǎng)景下的距離估OFDM接收機(jī)，由于高速場(chǎng)景下多徑效應(yīng)和多普勒頻移導(dǎo)致子載波間的正交性喪失，使得傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)中的頻偏糾正算法面臨失效。而OTFS使用在時(shí)延多普勒域二維正交基函數(shù)來對(duì)抗時(shí)變多徑信道的動(dòng)態(tài)特性，將衰落時(shí)變的多徑信道轉(zhuǎn)變?yōu)橄∈杈徛臅r(shí)變信道，進(jìn)而只要最高多普勒頻移小于子載波感知目標(biāo)參數(shù)主要位于時(shí)延信道中，傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)對(duì)于不受多普勒頻移影響的時(shí)延信道具有很好的估計(jì)性能，此時(shí)OTFSOFDM的時(shí)延估計(jì)結(jié)果在特定場(chǎng)景下等效，性能也類似。雖然OTFS相比傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)具有巨大優(yōu)勢(shì)，但目前實(shí)現(xiàn)方面還有一定困難。首先，OTFS變換帶來的算法復(fù)雜度通常是傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)運(yùn)算量的幾倍，這樣會(huì)大大影響傳輸效率。其次，OTFS現(xiàn)在和MIMO技術(shù)結(jié)合還存在問題。OTFS和MIMO結(jié)合主要在于信道狀態(tài)信息參考信號(hào)（CSI-RS）設(shè)計(jì)上需要推翻原有的CSI-RS設(shè)計(jì)。由于時(shí)延-多普勒上的數(shù)據(jù)，經(jīng)過信道傳輸，不再保持正交。因此需要調(diào)研CSI-RS設(shè)計(jì)能否復(fù)用在OTFS-MIMO上。經(jīng)過信道傳輸，數(shù)據(jù)不再保持正交，因此首先經(jīng)過一個(gè)DMRS先對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)，隨后才能計(jì)算CSI-RS獲得的碼本[11]。對(duì)于傳統(tǒng)的OFDM信號(hào)，UE接收到的信號(hào)的時(shí)頻資源的位置是固定的，UE只需要在指示的時(shí)頻位置上找到CSI-RS并接收，基于已有的先驗(yàn)信息排除掉時(shí)頻資源不一致引入的額外的相位（在某些情況下，這個(gè)相位可能很?。?，就可以計(jì)算預(yù)編碼矩陣指示，并反饋。對(duì)于OTFS，由于在時(shí)延、多普勒域的信道是卷積在發(fā)射信號(hào)上的，所以會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)在不知道信道信息的時(shí)候，并不知道在哪里接收目標(biāo)?？梢栽趯?duì)應(yīng)的位置找到峰值，盲檢測(cè)OTFS。這會(huì)引入額外的復(fù)雜度用以尋找峰值，且也會(huì)導(dǎo)致信噪比比較低。也可以先進(jìn)行時(shí)頻信道估計(jì)，隨后檢測(cè)不同天線的引入的空域信道信息。這就要求給DMRS和CSI-RS需要共同設(shè)計(jì)，用來先進(jìn)行時(shí)頻信道估計(jì)，再進(jìn)行空域信道估計(jì)。這還會(huì)要求接收端原來可以時(shí)頻信道、空域信道在各自的參考信號(hào)上進(jìn)行估計(jì)，變?yōu)楝F(xiàn)在需要空時(shí)頻同時(shí)進(jìn)行估計(jì)。跟進(jìn)一步地，如果OTFS在時(shí)延多普勒域配置碼分復(fù)用（CodeDivisionMultiplexing，CDM）組，則一定導(dǎo)致組內(nèi)信道在時(shí)頻域上混疊在一起，此時(shí)要求其一定需要均衡時(shí)頻信道后，才能進(jìn)行空域信道估計(jì)。這要求現(xiàn)有的CDM組19在OTFS信號(hào)上需要重新設(shè)計(jì)。OCDMOCDM（OrthogonalChirpDivisionMultiplexing，正交線性調(diào)頻分頻復(fù)用）是一種用于高速通信的技術(shù)，它通過復(fù)用一組正交的線性調(diào)頻波形實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸。在OCDM中，菲涅耳變換（FresnelTransform）用于實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻波形之間的正交性。就像傅里葉變換在OFDM中的作用一樣，菲涅耳變換是OCDM的核心。離散菲涅耳變換（DFnT）允許OCDM在數(shù)字領(lǐng)域的實(shí)現(xiàn)。菲涅爾變換后的域中（在此稱之為chirp域），chirp域中的基信號(hào)是彼此正交的。這些基信號(hào)在時(shí)間上是平移的關(guān)系。因此首先生成第一個(gè)基信號(hào)，其他的基信號(hào)可以基于這個(gè)信號(hào)的平移獲得。菲涅爾變換公式為首先，OCDM在通信上基本沒有顯著優(yōu)勢(shì)，其頻譜效率和OFDM類似[12]。而波形本身的在數(shù)據(jù)是隨機(jī)比特情況下和OFDM在統(tǒng)計(jì)上基本一致。在復(fù)雜度上，OCDMOTFS的信道估計(jì)和均衡都需要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行解卷積操作，復(fù)雜OFDMOCDMOTFSOTFSMIMO結(jié)合的難點(diǎn)都會(huì)出現(xiàn)在OCDM波形系統(tǒng)中出現(xiàn)。OCDM在通信上取代OFDM6G波形的可能不大。而從感知的角度看，在已知信道的時(shí)延擴(kuò)展的情況下，可以生成若干個(gè)為零的線性調(diào)頻信號(hào)（LFM則只能生成兩個(gè)上升頻率下降頻率的信號(hào)，用于感知參數(shù)估計(jì)，這在擴(kuò)展感知范圍上具有正面效果。但是，OCDM信號(hào)無法像OFDM結(jié)合DFT-s-OFDM一樣在一個(gè)符號(hào)的時(shí)長內(nèi)生成脈沖式的信號(hào)，必須發(fā)滿整個(gè)符號(hào)的連續(xù)調(diào)頻信號(hào)，這在極高功率超大范圍覆蓋時(shí)會(huì)在自發(fā)自收?qǐng)鼍爸袑?dǎo)致自干擾。因此OCDMPAPR增大感知距離的增益，并由于有多個(gè)正交線性調(diào)頻信號(hào)，能夠?yàn)楦嘤脩籼峁└兄?wù)。此外，OCDM也有一些增強(qiáng)結(jié)構(gòu)，比如IM-OCDM（IndexModulation-basedOCDM，索引調(diào)制正交線性調(diào)頻波分復(fù)用）。IM-OCDMIMOCDM波形，利用子波形，利用子啁啾的索引域傳輸隱蔽信息，并進(jìn)一步降低和實(shí)20現(xiàn)頻譜整形[13]。小結(jié)對(duì)以上四種潛在感知波形進(jìn)行分析，其性能、復(fù)雜度上各具優(yōu)劣，總結(jié)如表1所示。表1四種潛在感知波形總結(jié)感知估計(jì)性能系統(tǒng)復(fù)雜度系統(tǒng)可行性O(shè)FDM良。PAPR高和高速場(chǎng)景時(shí)性能會(huì)收到影響署，復(fù)雜度可接受可行性高，已大規(guī)模部署，系統(tǒng)改動(dòng)小LFM最優(yōu)，恒包絡(luò)，高多普勒情況下不受影響（需要算法優(yōu)化）脈沖壓縮、相干解調(diào)兩種感知方案復(fù)雜度均類似于OFDMLFM信號(hào)較少，需向不同用戶提供整塊的時(shí)頻域資源以提供正交性O(shè)TFS使用高階處理算法時(shí)，高速場(chǎng)景下測(cè)距性能有提升較高。解調(diào)需要額外多進(jìn)行FFT操作以及更復(fù)雜的信道度。需要以幀為單位發(fā)射、接收信號(hào)，估計(jì)算法多用戶復(fù)用信道、雙工模式有待討論OCDM僅次于LFM,依賴參考資源設(shè)計(jì)，最優(yōu)情況下恒包絡(luò)，最差PAPR接近OFDM較高。解調(diào)需要額外多進(jìn)行DFnT操作以及更復(fù)雜的信道估計(jì)算法OCDM在通信上基本沒有優(yōu)勢(shì)，在感知上通過參考資源的設(shè)計(jì)，可以在小功率場(chǎng)景中為多用戶提供接近LFM的感知精度注：這里的OFDM是指基于傳統(tǒng)OFDM接收機(jī)21第四章感知信號(hào)設(shè)計(jì)和處理感知信號(hào)設(shè)計(jì)感知信號(hào)序列設(shè)計(jì)感知信號(hào)序列設(shè)計(jì)需要考慮序列自相關(guān)特性、互相關(guān)特性、PAPR特性等方面，序列特性對(duì)感知系統(tǒng)的抗干擾性能和覆蓋性能有重要影響。當(dāng)前通信系統(tǒng)采用的參考信號(hào)序列主要包括Gold序列和ZC（Zadoff-Chu）序列。Gold序列具有生成簡(jiǎn)單，自相關(guān)和互相關(guān)特性優(yōu)良，支持產(chǎn)生的序列個(gè)數(shù)多等優(yōu)點(diǎn)；ZC序列除了具有理想的周期自相關(guān)特性和良好的互相關(guān)特性，其在時(shí)域和頻域都具有恒包絡(luò)的理想特性，兩者均可作為感知信號(hào)的候選序列。通信系統(tǒng)中序列設(shè)計(jì)通常僅考慮時(shí)域或頻域維度序列特性，而感知數(shù)據(jù)處理通常聯(lián)合多個(gè)符號(hào)或多個(gè)時(shí)隙進(jìn)行相干處理，需要同時(shí)考慮序列的時(shí)域和頻域維度特性。例如對(duì)于采用頻域序列生成和映射的通信參考信號(hào)，多個(gè)OFDM符號(hào)上的感知信號(hào)對(duì)應(yīng)的時(shí)域自相關(guān)旁瓣較高，且不同設(shè)備信號(hào)之間的時(shí)域互相關(guān)值較高，可以對(duì)不同OFDM符號(hào)承載的序列進(jìn)行隨機(jī)化改善其自相關(guān)特性及互相關(guān)特性[14]。以NR通信系統(tǒng)參考信號(hào)為基礎(chǔ)，對(duì)不同OFDM符號(hào)承載的序列的相位進(jìn)行隨機(jī)化，優(yōu)化前以及優(yōu)化后信號(hào)的時(shí)域維度自相關(guān)特性和互相關(guān)特性對(duì)比如圖12所示，可見優(yōu)化后的信號(hào)具有更低的時(shí)域維度自相關(guān)旁瓣，以及更優(yōu)的時(shí)域維度互相關(guān)特性，該方法對(duì)Gold序列和ZC序列都適用。

圖12序列自相關(guān)與互相關(guān)性能對(duì)比：自相關(guān)（左），互相關(guān)（右）進(jìn)一步地，圖13給出了將優(yōu)化前以及優(yōu)化后的信號(hào)用于目標(biāo)定位或測(cè)速時(shí)的感知性能仿真評(píng)估結(jié)果，可以看出，對(duì)信號(hào)時(shí)域維度序列特性進(jìn)行優(yōu)化能夠提22升感知性能。

Positioningaccuracy

CDFCDF

Accuracy(m)

圖13感知性能對(duì)比評(píng)估結(jié)果：定位精度（左），測(cè)試精度（右）盡管ZC序列具有時(shí)頻域均恒模的特性，但通信的發(fā)射信號(hào)是經(jīng)過過采樣的，其時(shí)域波形并不是完美恒模的，此時(shí)不同ZC更下的信號(hào)時(shí)域特性存在不小差異。這里采用CubicMetric來衡量功率放大器的功率效率降低。如圖14，在3761的ZC長度下，不同ZC根的CubicMetric差異非常大，跨度超越了3dB。因此有必要對(duì)ZC根進(jìn)行一定的挑選和限制，來提升感知的性能。進(jìn)一步地，對(duì)感知信號(hào)功率受限的設(shè)備或者目標(biāo)回波微弱的場(chǎng)景，可以直接推薦其選用特定的ZC根來確保性能。感知信號(hào)圖樣設(shè)計(jì)

圖14ZC序列性能均勻感知信號(hào)的信號(hào)配置和對(duì)應(yīng)的信號(hào)處理均相對(duì)簡(jiǎn)單，并且具有較好的感知性能。然而，在通感一體化的場(chǎng)景下，均勻感知信號(hào)具有時(shí)頻資源開銷大、資源配置靈活性差等局限性。感知目標(biāo)在時(shí)延域和多普勒域的稀疏性，使得感知信號(hào)的非均勻配置成為可能，并顯著降低感知信號(hào)的時(shí)頻資源開銷、提升資源配置23的靈活性。非均勻感知信號(hào)設(shè)計(jì)的兩種典型方法是：壓縮感知方法、差分協(xié)同陣列方法：壓縮感知方法：其關(guān)鍵在于稀疏矩陣和觀測(cè)矩陣的構(gòu)造。在通感一體化系統(tǒng)OFDM信號(hào)波形，則默認(rèn)在頻域采用FFT稀疏基、在時(shí)域采用IFFT稀疏基。對(duì)于任意一個(gè)RE，只存在被感知信號(hào)占用和不被感知信號(hào)占用這兩種狀態(tài)，因此可以采用隨機(jī)伯努利矩陣（01的矩陣）作為觀測(cè)矩陣。從而，感知信號(hào)的配置能夠完全沿用現(xiàn)有的參考信號(hào)配置框架。在感知信號(hào)接收端，可以通過貪婪算法迭代搜索重構(gòu)出時(shí)延譜和多普勒譜。差分協(xié)同陣列：由物理陣元之間的頻率差或時(shí)間差構(gòu)造虛擬陣元，從而能夠通過較少的陣元數(shù)構(gòu)造較大的陣列。典型的虛擬陣列構(gòu)造方法是嵌套陣和互質(zhì)陣。在接收端，通過對(duì)非均勻的物理陣列的接收信號(hào)做協(xié)方差運(yùn)算來構(gòu)造均勻的虛擬陣列的接收信號(hào)。需要指出的是，構(gòu)造虛擬陣列后會(huì)使得各個(gè)徑變成相干信號(hào)，需要先進(jìn)行解相干處理后才能應(yīng)用子空間類算法；或者，可FFT/IFFT算法。圖15為在樣機(jī)中采用非均勻感知信號(hào)與均勻感知信號(hào)得到的時(shí)延-多普勒譜的對(duì)比。非均勻感知信號(hào)在顯著降低時(shí)頻資源開銷的同時(shí)，會(huì)損失一定的感知信噪比。因此在實(shí)際應(yīng)用中，需要在資源開銷與感知信噪比之間權(quán)衡。均勻信號(hào) (b)壓縮感知方法 (c)嵌套陣方圖15非均勻感知信號(hào)實(shí)測(cè)時(shí)延-多普勒在通感一體化系統(tǒng)中，非均勻感知信號(hào)的配置可以采用兩步配置方法。首先進(jìn)行均勻感知信號(hào)的設(shè)計(jì)，然后基于均勻感知信號(hào)進(jìn)行非均勻采樣得到非均勻感知信號(hào)。具體地，從均勻信號(hào)占用的時(shí)頻資源中進(jìn)行非均勻采樣，選擇出一部分子載波或OFDM符號(hào)用以承載感知信號(hào)，實(shí)現(xiàn)非均勻感知信號(hào)設(shè)計(jì)，如圖16所示。與均勻信號(hào)相比，非均勻信號(hào)能夠減小感知信號(hào)占用的信號(hào)資源數(shù)，且能夠避開部分子載波或OFDM符號(hào)以避免與其他信號(hào)的沖突。24圖16兩步非均勻感知信號(hào)設(shè)計(jì)方法增強(qiáng)協(xié)方差矩陣的方法(augmentedcovariancematrix)主要是在雷達(dá)稀疏陣列上進(jìn)行應(yīng)用，也可以將其應(yīng)用到時(shí)域，以降低時(shí)域資源開銷。以最小冗余時(shí)域資源為例，如圖17所示。圖17左圖是開銷為10個(gè)符號(hào)的均勻時(shí)域時(shí)域資源，其在構(gòu)造協(xié)方差矩陣時(shí)，共產(chǎn)生100個(gè)值，這些元素代表了時(shí)域位置差為-8~8的信號(hào)的共軛乘，可以看出在協(xié)方差矩陣中，很多元素是存在冗余的。圖17右圖是最小冗余時(shí)域資源，只占用了5個(gè)符號(hào)的時(shí)域資源，其也能夠表示出時(shí)域位置差為-8~8的信號(hào)的共軛乘，從而重構(gòu)出協(xié)方差矩陣來估計(jì)多普勒頻率或速度。圖17基于協(xié)方差矩陣的圖樣設(shè)計(jì)一種可實(shí)現(xiàn)的互質(zhì)圖樣設(shè)計(jì)方案如圖18(a)所示，感知信號(hào)間隔為{3,4,5}，互質(zhì)且周期重復(fù)，下面以最大無模糊速度為例仿真分析互質(zhì)間隔與等間隔感知信號(hào)性能。UAV場(chǎng)景下感知業(yè)務(wù)的最大無模糊速度應(yīng)至少高于其移動(dòng)速度160km/?≈44.4m/s,仿真設(shè)置載頻3GHz和子載波間隔15kHz，則感知信號(hào)在時(shí)域上等間隔4個(gè)slot排布的最大無模糊速度為12.5m/s。圖18（b）表明當(dāng)檢測(cè)速度超過12.5m/s后會(huì)出現(xiàn)多個(gè)樣值，即已經(jīng)超過最大無模糊速度且不滿足UAV場(chǎng)景感知性能要求，而與其相同數(shù)量資源開銷的在時(shí)域上間隔{3,4,5}個(gè)時(shí)隙的感知信號(hào)性能如圖18（c）所示，其最大無模糊速度為50m/s，不僅滿足性能要求，還能夠在達(dá)到連續(xù)時(shí)隙排布的最大無模糊速度性能的同時(shí)節(jié)省75%的資源開銷。同25理，可應(yīng)用于頻域，在滿足最大無模糊距離的同時(shí)節(jié)省資源開銷。（a）互質(zhì)的圖樣設(shè)計(jì)（b）時(shí)域等間隔排布性能 （c）互質(zhì)排布性能圖18互質(zhì)的非均勻圖樣設(shè)計(jì)此外，感知業(yè)務(wù)具有不同的需求，比如可根據(jù)不同的需求以及可用時(shí)頻資源，考慮雙周期的參考信號(hào)頻域配置方法，來更好的處理測(cè)距精度和最大測(cè)距范圍的權(quán)衡。在頻域進(jìn)行雙周期的信號(hào)設(shè)計(jì)通?？梢圆捎媒豢椈蚍墙豢椀姆椒ㄟM(jìn)行設(shè)計(jì)，如圖19所示。（a）交織的頻域雙周期映射方式（b）非交織的頻域雙周期映射方式圖19頻域雙周期映射方式示意對(duì)于均勻頻域映射和非均勻頻域映射，我們利用圖20所示的頻域資源圖樣，進(jìn)行了鏈路仿真，仿真結(jié)果如圖21所示。圖20的資源圖樣中，均勻映射和非均勻映射占用資源數(shù)相同（均為240個(gè)26RE）,由于均勻參考信號(hào)中RS0和非均勻參考信號(hào)中RS2的等效子載波間隔均為max2Δf均勻映射和非均勻映射所對(duì)應(yīng)的最大測(cè)距范圍相（均為R = cmax2Δf'

= c4Δf從圖21的仿真結(jié)果中可以看出，當(dāng)占用參考信號(hào)的感知頻域資源數(shù)與最大測(cè)距范圍均相同的時(shí)候，非均勻映射比均勻映射的測(cè)距誤差減低。圖20均勻映射與非均勻映射的頻域占用情況對(duì)比圖21均勻映射與非均勻映射的測(cè)距精度對(duì)比同理，可以在時(shí)域進(jìn)行雙周期設(shè)計(jì)來平衡速度測(cè)量與資源開銷。雙周期測(cè)量利用第一個(gè)周期來確保最大不模糊速度，而第二個(gè)周期則用于提升速度分辨率，一種可能得雙周期配置示意如圖22所示，參考信號(hào)雙周期配置包括P1和P2，其中P2包含P1。圖22雙周期配置感知信號(hào)除了在一維進(jìn)行圖樣設(shè)計(jì)，還可以在時(shí)域和頻域均使用非均勻圖樣，這樣相27比于一維圖樣可以大大降低資源開銷。另一種方法也可以從孔徑的角度出發(fā)，無論是否使用非均勻圖樣，圖樣的孔徑?jīng)Q定了感知的性能。最大孔徑雷達(dá)切片(max-apertureradarslicing,MaRS)技術(shù)可以通過使用少量的時(shí)頻域資源來獲取最大的時(shí)頻域感知孔徑，通過特殊的信號(hào)處理也可以獲得時(shí)頻大孔徑的感知效果[15]。此外，利用多層結(jié)構(gòu)陣列技術(shù)，可以以較低的復(fù)雜度和內(nèi)存需求設(shè)計(jì)感知參考信號(hào)時(shí)頻配置所需的大規(guī)模非均勻圖樣[16]。一個(gè)大規(guī)模圖樣可以由兩個(gè)規(guī)模較小的陣列構(gòu)造而成，這兩個(gè)小陣列分別被稱為內(nèi)核和外核。具有兩層結(jié)構(gòu)的圖樣所對(duì)應(yīng)的點(diǎn)擴(kuò)散函數(shù)是內(nèi)核和外核所對(duì)應(yīng)的點(diǎn)擴(kuò)散函數(shù)因子的乘積。因此利用這種兩層結(jié)構(gòu)，構(gòu)造大規(guī)模非均勻圖樣的問題可以簡(jiǎn)化為兩個(gè)小規(guī)模矩陣設(shè)計(jì)問題。兩層結(jié)構(gòu)化感知參考信號(hào)時(shí)頻配置的基本思想是利用具有較大最大無模糊區(qū)域的內(nèi)核因子來抑制由于大采樣間隔導(dǎo)致的外核因子的柵瓣，同時(shí)利用具有較窄主瓣的外核因子來銳化內(nèi)核因子的主瓣，以獲得具有較大最大無模糊范圍和較窄主瓣(較高分辨率)的點(diǎn)擴(kuò)散函數(shù)。內(nèi)核因子和外核因子可以通過現(xiàn)有的稀疏陣列設(shè)計(jì)方法進(jìn)行設(shè)計(jì)。感知信號(hào)復(fù)用方式配備大規(guī)模/超大規(guī)模天線陣的6G系統(tǒng)具有較高的空間自由度，通感空分復(fù)用在該場(chǎng)景下具有較大的潛在應(yīng)用價(jià)值。通感空分復(fù)用時(shí)，可通過全連接架構(gòu)或部分連接架構(gòu)同時(shí)生成不同方向的通信波束和感知波束。與傳統(tǒng)多用戶通信系統(tǒng)類似，此時(shí)可能會(huì)存在通信和感知之間的相互干擾。因此需要設(shè)計(jì)合適的通感一體化空分復(fù)用干擾檢測(cè)和抑制方案來降低該相互干擾，保證兩者的性能。預(yù)編碼技術(shù)可用于解決傳統(tǒng)MIMO通信系統(tǒng)多用戶之間的干擾，能有效提升系統(tǒng)傳輸速率和鏈路可靠性。對(duì)于通感空分復(fù)用場(chǎng)景，可將通信接收端和感知接收端視為一體化系統(tǒng)的多用戶，從而在該場(chǎng)景中應(yīng)用MU-MIMO預(yù)編碼技術(shù)，或基于通感的新需求進(jìn)行方案優(yōu)化或改進(jìn)。例如，以基站作為通感一體化發(fā)射端，感知采用基站主動(dòng)感知，通信為與基站-UE間的下行通信，兩者共用基站的發(fā)射天線，以同時(shí)生成指向不同方向的感知和通信波束，感知接收天線面板與一體化發(fā)射天線面板采用物理隔離的方式以避免收發(fā)干擾。此時(shí)在發(fā)射端采用全數(shù)字ZF預(yù)編碼方案進(jìn)行通信和感知間的干擾抑制。波形圖如圖24所示，采用導(dǎo)向向量生成波束。以某個(gè)時(shí)刻為例，此時(shí)通信波2033（withISI24(a)，28通信和感知旁瓣在感知方向和通信方向都存在較大旁瓣，即存在相互干擾。當(dāng)不考慮干擾（記為noISI）時(shí)，通信和感知為兩個(gè)獨(dú)立的系統(tǒng)，波形圖與withISI的情況類似，但每個(gè)功能僅保留自身的波形圖即可。當(dāng)有干擾并在發(fā)端利用全數(shù)字ZF進(jìn)行干擾抑制（記為delISI）后，能看到通信和感知旁瓣在感知方向和通信方向的旁瓣相比未做干擾抑制前都被大幅削減至0，即通信波束和感知波束方向的旁瓣干擾基本都被抑制掉。圖23通感空分復(fù)用波束方向圖：(a)withISI；(b)delISI圖23的(a)和(b)分別展示了通信和感知在noISI、withISI和delISI三種情況下關(guān)于SINR的性能對(duì)比圖，可看出通信和感知的情況基本一致。以圖25(a)的通信為例，withISI的SINR性能相比noISI的SINR性能在SNR=0dB后逐漸大幅下降，這是因?yàn)镾INR性能在SNR=0dB前主要被噪聲影響，在SNR=0dB之后干擾的影響逐漸增大。做完干擾抑制后，delISI的SINR性能又會(huì)提升至noISI的SINR性能，說明全數(shù)字ZF預(yù)編碼能有效抑制通信和感知間的相互干擾。通信 （b）感知圖24感知和通信的SNR通感信號(hào)融合設(shè)計(jì)在5G中，移動(dòng)通信系統(tǒng)引入了各種參考信號(hào)（ReferenceSignal，RS）用于29CSI-RS（ChannelStateInformation-ReferenceSignal）CSI測(cè)量和波束管理，跟蹤C(jī)SI-RS用于獲取時(shí)間和頻率跟蹤，PTRS（Phase-trackingRS）用于相位噪聲和多普勒估計(jì)，PRS（PositioningReferenceSignal）用于定位測(cè)量。對(duì)于感知來說，研究和定義用于感知目的的參考信號(hào)是很自然的。然而，由于感知往往需要提取目標(biāo)物體的多普勒信息，在進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)需要多很多個(gè)時(shí)隙進(jìn)行聯(lián)合處理，此外為了高精度的距離測(cè)量，感知參考信號(hào)的帶寬也需要非常大。如果單一的感知參考信號(hào)具有大帶寬，多時(shí)隙傳輸，可能會(huì)導(dǎo)致較大的系統(tǒng)開銷。所以可以考慮以下多種參考信號(hào)融合設(shè)計(jì)，共同服務(wù)于感知以及通信。RS集合1：用于時(shí)間/頻率跟蹤的基本參考信號(hào)這一組參考信號(hào)可以作為6GRS（BM時(shí)間-頻率跟蹤、時(shí)間或延遲估計(jì)、到達(dá)角度估計(jì)。NRCSI-RS用于波束管理（BM）、無線資源管理（RRM）、跟蹤、PRS的模式可以作為這一組RS的起點(diǎn)?；旧?，對(duì)于集合1中的RS，單端口可能就足夠了，以節(jié)省RS開銷。然而，頻域密度應(yīng)足夠高，以確保估計(jì)的準(zhǔn)確性。為了提高系統(tǒng)傳輸效率，最好為具有上述用途的參考信號(hào)采用統(tǒng)一或嵌套結(jié)構(gòu)。如圖25所示，使用四個(gè)OFDM符號(hào)的RS模式既用于定位又用于感知，同時(shí)，在第二個(gè)OFDM符號(hào)中標(biāo)記為藍(lán)色的RE也配置用于波束管理。這是不同用途的RS嵌套結(jié)構(gòu)的一個(gè)示例。在這種情況下，服務(wù)基站（Basestation，BS）只需傳輸一次RS資源，但UE可以同時(shí)用于感知、定位和波束管理（BM）測(cè)量。圖25參考信號(hào)集合1RS集合2：用于更好地獲取相位噪聲/多普勒信息/頻偏/速度估計(jì)的補(bǔ)充為了避免非常高的速度估計(jì)的模糊性，并支持更精細(xì)的速度估計(jì)分辨率，類30似PTRS的模式在時(shí)間域中具有更高的密度，在頻率域中具有較低的密度，以平衡估計(jì)準(zhǔn)確性和RS開銷，類似于NR。如圖26所示，對(duì)于感知目標(biāo)估計(jì)，例如無人機(jī)入侵檢測(cè)，在左側(cè)標(biāo)記為黃色的基本RS集合1的基礎(chǔ)上，PTRS可以作為提高速度估計(jì)精度的補(bǔ)充。在這種情況下，黃色部分更適合用于路徑/時(shí)間估計(jì)，而綠色部分可以用于更高精度的目標(biāo)速度估計(jì)。圖26參考信號(hào)集合2RS集合3：用于更大覆蓋范圍的補(bǔ)充在另一種情況下，即使RS由BS傳輸，也需要極大的覆蓋范圍來進(jìn)行感知。例如，如圖27所示，由于無人機(jī)的高度非常高以及BS天線仰角的限制，BS0可能無法成功檢測(cè)到入侵的無人機(jī)。那么，更好的方法是讓BS1對(duì)該區(qū)域進(jìn)行感知。然而，由于無人機(jī)與BS1之間的距離較大，BS1傳輸?shù)腞S應(yīng)具有較大的覆蓋范圍。為了實(shí)現(xiàn)大的覆蓋范圍，設(shè)計(jì)低峰均比（PAPR）的RS是必要的。圖27UAV感知場(chǎng)景需求更大感知范圍RS集合3需要更大的覆蓋范圍與NR下行鏈路中使用的Gold序列相比，ZC序列具有更低的PAPR和更好的自相關(guān)和互相關(guān)特性。它可以被認(rèn)為是BS傳輸參考信號(hào)的補(bǔ)充集，以在BS傳輸端實(shí)現(xiàn)更好的覆蓋性能。此外，雷達(dá)中常用的線性調(diào)頻（LFM）序列由于其極低的PAPR和對(duì)自發(fā)自收感知模式檢測(cè)的友好性，也可以選擇。特別是自發(fā)自收感知模式可能存在覆蓋問題，如圖28所示，方案A1可能不足以感知遠(yuǎn)離感知收發(fā)器的目標(biāo)。這是因?yàn)楦兄瞻l(fā)器需要同時(shí)傳輸和接收感31知RS，更大的傳輸功率將導(dǎo)致嚴(yán)重的自干擾，并進(jìn)一步導(dǎo)致接收功率飽和。例如，對(duì)于FR1中的無人機(jī)入侵檢測(cè)，使用BS自發(fā)自收感知模式，最大傳輸功率可能不超過20dBm左右以避免接收功率飽和。因此，可以考慮圖28所示的方案A2，其中發(fā)射和接收可以以時(shí)分復(fù)用的方式進(jìn)行。例如，當(dāng)接收天線正在接收感知信號(hào)時(shí)，發(fā)射天線可以關(guān)閉。為了覆蓋整個(gè)感知區(qū)域，可以考慮同時(shí)配置方案A1和方案A2，分布服務(wù)于近感知區(qū)域和遠(yuǎn)感知區(qū)域。圖28自發(fā)自收感知下的兩種波形結(jié)合總之，為了提高RS傳輸效率，可以將多種類型的RS融合與一個(gè)目的相關(guān)聯(lián)。例如，可以為感知目的同時(shí)配置一個(gè)PRS資源、一個(gè)PTRS配置和一個(gè)TRS突發(fā)，如圖29所示。在這種情況下，由于頻域密度較高，PRS或TRS突發(fā)主要用于較好的路徑/時(shí)間/RSRPP估計(jì)，而具有較高時(shí)間域密度的PTRS可用于更好地估計(jì)目標(biāo)速度。圖29多個(gè)參考信號(hào)融合共同用于感知感知信號(hào)處理干擾消除對(duì)于通感一體化系統(tǒng)，獲取精確的感知測(cè)量結(jié)果很重要，但是環(huán)境及通感系32統(tǒng)中的各種外部和內(nèi)部干擾因素會(huì)顯著影響感知測(cè)量結(jié)果的精度。如果不消除這些干擾，將給后續(xù)的感知數(shù)據(jù)處理帶來很大的問題。感知環(huán)境中來自非待感知目標(biāo)的回波是一種外部干擾。通感一體化系統(tǒng)要探測(cè)的目標(biāo)（例如自動(dòng)駕駛場(chǎng)景中的車輛和行人）周圍經(jīng)常存在著各種背景，例如各種地物、道路兩旁的護(hù)欄等。這些背景所產(chǎn)生的回波稱為雜波。當(dāng)雜波和待感知目標(biāo)回波同時(shí)在雷達(dá)圖上顯示時(shí)，會(huì)使待感知目標(biāo)的觀察變得很困難。一種解決方案是利用密度聚類算法識(shí)別在回波信號(hào)中識(shí)別出雜波物體[17]。通過密度聚類算法，可以將探測(cè)點(diǎn)聚類為多個(gè)簇。根據(jù)感知應(yīng)用場(chǎng)景中常見待感知目標(biāo)與雜波目標(biāo)的幾何特征，合理的選擇密度聚類算法參數(shù)，即可識(shí)別環(huán)境中的待感知目標(biāo)和雜波目標(biāo)。通感系統(tǒng)中的一種內(nèi)部干擾來自于高電平的旁瓣干擾。在雷達(dá)信號(hào)處理中，匹配濾波是常用的低旁瓣脈沖壓縮方法，其關(guān)鍵思想是在接收端盡可能復(fù)現(xiàn)和恢復(fù)發(fā)送端的期望波形，從而實(shí)現(xiàn)脈沖壓縮。然而對(duì)于通信波形來說，感知的功率放大器一般工作于非線性區(qū)，會(huì)導(dǎo)致發(fā)射信號(hào)的嚴(yán)重失真，造成脈沖壓縮后的旁瓣水平抬高。同時(shí)，受通信信息的高隨機(jī)性的影響，通信信號(hào)的雷達(dá)點(diǎn)擴(kuò)展函數(shù)旁瓣較高，且存在大量偽峰?？梢酝ㄟ^失配濾波、稀疏感知以及多脈沖累積等方法對(duì)通信波形進(jìn)行脈沖壓縮以抑制旁瓣?；谑錇V波的通信波形脈沖壓縮方法的主要思想是通過設(shè)計(jì)參考信號(hào)，將脈沖壓縮處理后的通信信號(hào)的旁瓣和偽峰能量移至模糊平面遠(yuǎn)端，而對(duì)于模糊平面近端的主瓣臨近區(qū)域，旁瓣和偽峰近似為零[18][19]。基于稀疏恢復(fù)的通信波形脈沖壓縮方法的主要思想是，在雷達(dá)目標(biāo)成像中，當(dāng)雷達(dá)回波中存在強(qiáng)散射點(diǎn)時(shí)，雷達(dá)目標(biāo)的回波信號(hào)在高頻段可以看做是少數(shù)幾個(gè)散射中心回波信號(hào)疊加的結(jié)果，目標(biāo)相對(duì)于成像背景表現(xiàn)出高度的稀疏性。針對(duì)雷達(dá)目標(biāo)回波的稀疏特性，將雷達(dá)成像模型轉(zhuǎn)化為稀疏表示模型，并采用稀疏重構(gòu)方法來對(duì)雷達(dá)目標(biāo)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化求解[20]?；诙嗝}沖積累的通信波形脈沖壓縮方法是在匹配濾波后采用脈沖積累的方法可以抑制旁瓣。圖30是基于OFDM通信信號(hào)的脈壓效果對(duì)比：33 匹配濾波 b)失配濾波c)稀疏感知 d)多脈沖積累圖30通信波形下的低旁瓣脈沖壓縮方法處理結(jié)果通感系統(tǒng)中的另一種內(nèi)部干擾來自于器件和硬件電路的非理想因素，包括定時(shí)偏移、載波頻率偏移、時(shí)域隨機(jī)相位、通道不一致性、和相位噪聲等[21]，這些非理想因素導(dǎo)致的測(cè)量誤差，會(huì)顯著影響感知的精度，其中通道不一致性可通過硬件的校準(zhǔn)得到很好的抑制，時(shí)域隨機(jī)相位問題目前尚未得到充分的研究。收發(fā)端之間的定時(shí)差異會(huì)造成定時(shí)偏移，給感知信號(hào)在頻域上帶來除了信號(hào)傳播時(shí)延產(chǎn)生的、額外的相位偏差，從而造成距離測(cè)量誤差。收發(fā)端設(shè)備使用各自的本振頻率源進(jìn)行信號(hào)生成，收發(fā)端設(shè)備之間的本振頻率差異會(huì)引起載波頻率偏移，進(jìn)而造成速度測(cè)量誤差。時(shí)域隨機(jī)相位來自于發(fā)射機(jī)天線、射頻模塊、時(shí)鐘模塊、數(shù)字處理模塊的其中至少一者在信號(hào)發(fā)送和接收過程中狀態(tài)發(fā)生了變化。時(shí)域隨機(jī)相位會(huì)嚴(yán)重降低多普勒、角度的測(cè)量精度，甚至導(dǎo)致多普勒和角度無法測(cè)量。上述內(nèi)部干擾可以通過共同時(shí)鐘校準(zhǔn)方法、CSI商/共軛乘方法、參考徑方法、往34返測(cè)量方法等方式來減弱或消除。感知信號(hào)的收發(fā)端共用時(shí)鐘（光纖直聯(lián)或GPS）是解決時(shí)鐘偏差和本振頻率偏移問題的最直接的方法。對(duì)多個(gè)共用頻率源的接收天線的接收信號(hào)進(jìn)行除法運(yùn)算或者共軛乘運(yùn)算，能夠抑制本振頻率偏移和時(shí)域隨機(jī)相位的影響。利用參考徑可以對(duì)時(shí)鐘偏差和本振頻率偏移進(jìn)行校準(zhǔn)，避免收發(fā)端設(shè)備間同步誤差的影響，其核心思想是通過已知信號(hào)傳播時(shí)延和多普勒頻率的參考徑來估計(jì)出疊加在這條徑上的額外的時(shí)延和多普勒頻率，即分別為時(shí)鐘偏差和本振頻率偏移。通過往返測(cè)量來估計(jì)出感知信號(hào)的收發(fā)端之間的時(shí)鐘偏差和本振頻率偏移，其基本思想是，對(duì)于同一感知目標(biāo)，感知信號(hào)的收發(fā)端之間雙向收發(fā)感知信號(hào)，進(jìn)行往返測(cè)量得到的信號(hào)傳播時(shí)延和多普勒頻率是相同的，而時(shí)鐘偏差和本振頻率偏移的絕對(duì)值相同、正負(fù)號(hào)相反，因此可以提取出時(shí)鐘偏差和本振頻率偏移。虛擬孔徑高頻段的超寬帶寬和超大規(guī)模天線陣列技術(shù)的融合，可以實(shí)現(xiàn)高精度的感知。但是，同時(shí)也帶來了天線硬件成本高、系統(tǒng)功耗高、波束偏移等問題。稀疏陣列天線具有低成本、低功耗等優(yōu)點(diǎn)，采用稀疏陣列天線的通感一體化系統(tǒng)可以獲得與同尺寸天線陣列類似的單目標(biāo)感知性能[22]。另外，可重構(gòu)全息表面（Reconfigurableholographicsurface,RHS）天線也可以替代常規(guī)的偶極子天線陣列，以實(shí)現(xiàn)低成本、低復(fù)雜度的大規(guī)模天線陣[23]。使用OFDM波形調(diào)制的寬帶大規(guī)模陣列系統(tǒng)中會(huì)出現(xiàn)波束偏移現(xiàn)象，即來自不同頻率的子載波的波束賦形會(huì)指向不同的角度方向，使部分子載波的能量偏離所期望的用戶或目標(biāo)位置，造成嚴(yán)重的能量泄露。波束偏移現(xiàn)象對(duì)通信而言是一種負(fù)面效應(yīng)，通常采用真時(shí)延線補(bǔ)償或子陣列補(bǔ)償?shù)姆绞骄徑獠ㄊ茖?duì)通信的負(fù)面影響。然而，通過調(diào)整真時(shí)延線和移相器的取值，能夠反向控制波束偏移效應(yīng)，使其有利于ISAC系統(tǒng)快速實(shí)現(xiàn)用戶和目標(biāo)的參數(shù)估計(jì)，降低感知波束管理的復(fù)雜度，增強(qiáng)系統(tǒng)整體感知性能[24]。為了降低ISAC系統(tǒng)的硬件成本，并提升天線硬件的利用率，[25]提出一種基于統(tǒng)一天線結(jié)構(gòu)的虛擬孔徑技術(shù)，通過設(shè)計(jì)感知發(fā)射方案及增強(qiáng)的接收方案，將一套收發(fā)天線用于通信和感知，實(shí)現(xiàn)硬件的一體化、并提高感知的角度分辨率。首先，提出ISAC統(tǒng)一天線架構(gòu)，考慮N個(gè)半波長間距的ULA天線（方案35可拓展至UPA天線），如圖圖31所示。對(duì)通信業(yè)務(wù)，該半波長間距的天線陣列可以用于通信信號(hào)的收發(fā)，無需額外設(shè)計(jì)；對(duì)感知業(yè)務(wù)，將N個(gè)天線分為兩組發(fā)射天線（每組包含M根天線）、一組接收天線（NR<=N-2M，部分天線可留作保護(hù)間隔），為了增加發(fā)射天線距離，兩組發(fā)射天線分別位于ULA的兩側(cè)。圖31ISAC統(tǒng)一天線架構(gòu)為了在圖31的統(tǒng)一天線架構(gòu)中實(shí)現(xiàn)虛擬孔徑，提出增強(qiáng)的發(fā)射方案。一方面，對(duì)每組發(fā)射天線內(nèi)使用Beamforming發(fā)送感知信號(hào)，在獲得Beamforminggain、提升感知SNR的同時(shí)，將組內(nèi)半波長間距的多天線等效為單天線，用于后續(xù)的虛擬孔徑合成；同時(shí)，通過Beamsweeping實(shí)現(xiàn)全區(qū)域覆蓋。另一方面，為實(shí)現(xiàn)虛擬孔徑，在兩組發(fā)射天線中發(fā)送正交感知信號(hào)（比如，TDM/FDM/CDM等）。在接收端，對(duì)來自兩組發(fā)射天線的正交信號(hào)進(jìn)行拼接，實(shí)現(xiàn)更大的虛擬孔徑。但是如圖32所示，由于發(fā)射端未知目標(biāo)角度θ0，在每組發(fā)射天線內(nèi)使用角度θ的Beamforming后，實(shí)現(xiàn)的等效虛擬發(fā)射天線間距為NRdVA=NRdsinθ/sinθ0,只有當(dāng)θ=θ0時(shí)，等效發(fā)射天線距離為NRd，才能滿足虛擬孔徑所需發(fā)射天線間距需求。為補(bǔ)償實(shí)際系統(tǒng)中θ≠θ0的問題，提出兩步接收算法。第一步，接收端使用傳統(tǒng)接收算法，對(duì)兩組天線的接收信號(hào)進(jìn)行信號(hào)合并、實(shí)現(xiàn)能量累積（或者只使用第一組發(fā)射天線的信號(hào)），并利用FFT或MUSIC等算法估計(jì)角度。第二步，使用第一步中估計(jì)的角度，對(duì)第二組天線的接收信號(hào)進(jìn)行相位修正，并與第一天線的接收信號(hào)進(jìn)行拼接，對(duì)拼接后的高維接收信號(hào)進(jìn)行FFT/MUSIC等角度估計(jì)，實(shí)現(xiàn)等效的虛擬孔徑的高角度分辨率。36圖32等效發(fā)射天線間隔及實(shí)現(xiàn)的非均勻孔徑圖33(a)提供了不進(jìn)行發(fā)射天線優(yōu)化（即M=1）時(shí)多目標(biāo)場(chǎng)景的性能，結(jié)果表明提出方案通過接收端處理（不改變硬件），可獲得與傳統(tǒng)虛擬孔徑技術(shù)（基于硬件設(shè)計(jì)）類似的高角度分辨率性能。圖33(b)提供了進(jìn)行發(fā)射天線優(yōu)化時(shí)單目標(biāo)場(chǎng)景的性能，結(jié)果表明提出方案可以更加靈活地利用天線資源進(jìn)行SNR與角度分辨率折中，獲得比傳統(tǒng)虛擬孔徑技術(shù)更好的角度估計(jì)精度。(a)兩目標(biāo)場(chǎng)景，M=1 (b)單目標(biāo)場(chǎng)景，M為最優(yōu)圖33角度估計(jì)RMSE性能功率分配在通感一體化系統(tǒng)中，通信和感知業(yè)務(wù)共享并復(fù)用相同的時(shí)間、頻率、功率等資源，并且通信感知業(yè)務(wù)功能緊密協(xié)同，通過頻譜和功率資源實(shí)現(xiàn)最大化的復(fù)用共享。但是，通信、感知在設(shè)計(jì)目標(biāo)上的差異，如何權(quán)衡折中通信感知業(yè)務(wù)的性能，成為通感一體化系統(tǒng)亟待研究的關(guān)鍵技術(shù)之一。常用的功率分配方法包括：等功率分配技術(shù)將總功率Ptotal按照系統(tǒng)帶寬內(nèi)RE的數(shù)量，將總功率平均分配在每個(gè)RE上得到EPRE（Energyperresourceelement），如圖34所示。此時(shí)感知區(qū)域內(nèi)的EPRE與通信區(qū)域內(nèi)的EPRE相同，PEPRE=PEPRE?sensing=PEPRE?communicaiton=Ptotal，其中N為系統(tǒng)帶寬內(nèi)的RE數(shù)量。N37圖34等功率分配技術(shù)固定功率分配技術(shù)將總功率Ptotal劃分為Psensing=αPtotal與Pcommunication=（1?α）Ptotal兩項(xiàng)，其中α為感知信號(hào)的功率占比。然后根據(jù)不同區(qū)域內(nèi)的RE數(shù)進(jìn)一步計(jì)算感REPRE

EPRE?sensing

=αPtotal與PNsensing

EPRE?communication

=(1?α)Ptotal，Ncommunication其中Nsensing與Ncommunication分別為感知區(qū)域內(nèi)子載波數(shù)以及通信區(qū)域內(nèi)的子載波數(shù)，如圖35所示。圖35固定功率分配技術(shù)在通感一體化系統(tǒng)中，基站向UE發(fā)送下行數(shù)據(jù)，UE接收并處理反射回波完成感知任務(wù)。不同的下行功率分配機(jī)制將導(dǎo)致通信和感知性能的差異，例如，若以等功率的方式分配下行功率，感知的性能最優(yōu)；而若利用UE獲取的CSI時(shí)，按照注水原理分配下行功率，此時(shí)通信的性能最優(yōu)。在文獻(xiàn)[26]提出了一種以通信速率和有效感知分辨率為權(quán)衡目標(biāo)的效能評(píng)價(jià)方案，該評(píng)價(jià)方案通過對(duì)通信和感知業(yè)務(wù)性能的加權(quán)來實(shí)現(xiàn)二者性能的均衡。在該評(píng)價(jià)方案下，根據(jù)通信和感知的性能要求，可以得到面向通感一體化的聯(lián)合分配方案。圖36給出了所提功率分配方案與傳統(tǒng)方案的對(duì)比，可以看出所提方案相比于傳統(tǒng)方案獲得了更加均衡的通信和感知性能，可以在犧牲少量的感知(或通信)的性能的條件下，換來通信（或感知）性能的大幅度提升。38圖36功率分配方案與傳統(tǒng)方案的對(duì)比目標(biāo)特征識(shí)別通過無線感知技術(shù)可以感知目標(biāo)的特征，比如速度、位置、形狀等，卻無法獲得感知目標(biāo)的身份標(biāo)識(shí)。如圖37所示，基站和終端協(xié)作感知行人，網(wǎng)絡(luò)最終獲得的感知結(jié)果，可以包括行人的位置、速度，甚至身高，身體的局部運(yùn)動(dòng)等，但是卻無法知道人是誰。圖37感知示例但是，在某些場(chǎng)景中，感知目標(biāo)的身份也很重要，比如在低空無人機(jī)場(chǎng)景。未來低空中會(huì)存在合法無人機(jī)和非法無人機(jī)。未來合法無人機(jī)會(huì)存在通信連接或者飛行計(jì)劃報(bào)備。而感知是可以把低空無人機(jī)都感知出來，需要進(jìn)一步的對(duì)這些無人機(jī)進(jìn)行區(qū)別，識(shí)別出非法無人機(jī)，并對(duì)非法無人機(jī)采取必要的措施以保證低空飛行安全。再比如在入侵監(jiān)測(cè)場(chǎng)景中，不僅需要感知監(jiān)測(cè)范圍內(nèi)物體或者人員的數(shù)量，還需要從多個(gè)物體或人員中識(shí)別目標(biāo)身份，以分辨出是否合法。一個(gè)解決思路是利用無線定位技術(shù)和感知技術(shù)結(jié)合。移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)通過感知獲得感知目標(biāo)的運(yùn)動(dòng)軌跡和感知目標(biāo)的定位軌跡。定位軌跡和感知軌跡如果匹配，39則定位對(duì)應(yīng)的標(biāo)識(shí)就是感知對(duì)應(yīng)的標(biāo)識(shí)，這里軌跡匹配有很多成熟的方法，比如最近配對(duì)距離（Closest-PairDistance）。這里定位軌跡的獲得可以基于移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)的定位技術(shù)，也可以基于藍(lán)牙、WIFI、UWB、GNSS等技術(shù)獲得，也可以基于感知目標(biāo)規(guī)劃的運(yùn)動(dòng)軌跡。此外，還可以利用標(biāo)簽技術(shù)近似身份識(shí)別。為了實(shí)現(xiàn)多個(gè)感知目標(biāo)身份的識(shí)別，可在感知對(duì)象貼附無源標(biāo)簽，通過感知信號(hào)與標(biāo)簽通信信號(hào)特征的匹配算法實(shí)現(xiàn)一一映射，空口側(cè)對(duì)應(yīng)工作包括：首先，空口需要支持標(biāo)簽信號(hào)的收發(fā)，即基站硬件層面集成讀寫器模塊，包含信號(hào)處理與控制模塊、射頻模塊以及天線部分，軟件層面支持標(biāo)簽讀寫器的鏈路層協(xié)議，實(shí)現(xiàn)6G感知與無源標(biāo)簽讀寫模塊在基站的合設(shè)（如圖38所示）。圖386G感知與無源標(biāo)簽通信融合示意圖其次，要求基站同時(shí)發(fā)出感知信號(hào)與標(biāo)簽信號(hào)，兩路信號(hào)經(jīng)過相同的LOS路徑，在盡可能接近的時(shí)間區(qū)間內(nèi)到達(dá)基站接收端。由于感知模塊和讀寫器模塊在同一個(gè)BBU下，能夠做到信號(hào)同時(shí)發(fā)出，但信號(hào)到達(dá)目標(biāo)后，感知信號(hào)即刻反射回來，標(biāo)識(shí)信號(hào)搭載標(biāo)簽ID信息后到達(dá)基站，不過在室內(nèi)場(chǎng)景下，目標(biāo)運(yùn)動(dòng)的速度通常不會(huì)高于5m/s，所以標(biāo)簽處理導(dǎo)致的誤差為毫米級(jí)，對(duì)匹配算法精度的影響處于可接受范圍內(nèi)（如圖39所示）。圖39感知信號(hào)和無源信號(hào)收發(fā)示意圖最后，空口基于感知回波和標(biāo)簽反向散射信號(hào)，進(jìn)行信號(hào)特征值時(shí)間戳的對(duì)齊，通過標(biāo)簽信號(hào)與感知信號(hào)的距離誤差（圖40）或特征分類（圖41）的匹配40IIHT-2030(6G)@?g?gIMT-2030(6G)PromotionGroup方法實(shí)現(xiàn)感知目標(biāo)與標(biāo)識(shí)目標(biāo)的一一匹配。%jt?FID}NtZ,RSSI%tTtf40%jt?FID}NtZ,RSSI%tTtf41該方案借助無源標(biāo)簽低成本、免維護(hù)、易部署等優(yōu)勢(shì)，但由于標(biāo)簽鏈路預(yù)算有限，多用于室內(nèi)的感知場(chǎng)景中。41第五章感知波束管理波束管理在MIMO通信系統(tǒng)中扮演著關(guān)鍵角色，通過大規(guī)模天線陣列和波束賦形技術(shù)，它能夠?qū)l(fā)射和接收信號(hào)聚焦在終端設(shè)備方向，從而提高信號(hào)質(zhì)量和覆蓋范圍。在通信感知一體化系統(tǒng)中，波束管理技術(shù)同樣至關(guān)重要，它有助于提升通信速率和感知精度。感知波束獨(dú)立管理與毫米波通信的波束管理相比，感知波束管理具有明顯的差異性，主要有以下兩方面原因。首先是通信和感知在波束管理的基本設(shè)置上有本質(zhì)不同。在毫米波通信中，波束的管理的對(duì)象是基站和用戶之間的波束管理，在初始階段，基站和用戶是相互不知道對(duì)方的位置，所以需要波束管理流程經(jīng)過多個(gè)階段的配合，由粗到細(xì)完成波束的對(duì)齊。然而在毫米波感知中，若是單站感知，發(fā)射和接收在同一個(gè)站上，相互之間的位置是已知的，若是雙站感知，大多場(chǎng)景也是假設(shè)事先已經(jīng)知道感知的兩個(gè)設(shè)備的位置，因此感知的波束管理過程是通過收發(fā)機(jī)的配合快速的完成目標(biāo)的感知。其次是通信和感知在波束方向檢測(cè)方法上也有不同。在毫米波通信的波束管理中，基站和用戶都是通過信號(hào)的強(qiáng)度來判斷波束的方向，以及對(duì)波束信息進(jìn)行解碼，這就要求波束的能量必須要達(dá)到一個(gè)比較高的門限，以用于通信。在毫米波感知的波束管理中，由于目標(biāo)的反射信號(hào)很弱，甚至于低于噪聲強(qiáng)度，接收機(jī)往往難以通過信號(hào)強(qiáng)度來判斷目標(biāo)所在方向，因此需要借助于雷達(dá)感知算法來進(jìn)行相關(guān)參數(shù)的估計(jì)，因此對(duì)高效的波束管理也提出了新的要求。為了支持感知接收機(jī)利用多個(gè)陣列進(jìn)行目標(biāo)來波角度估計(jì)，同時(shí)擴(kuò)大接收機(jī)的角度檢測(cè)范圍，亟需在感知接收機(jī)側(cè)引入基于波束分裂的波束賦形設(shè)計(jì)。即一個(gè)天線陣列將波束分裂后對(duì)準(zhǔn)多個(gè)方向，每個(gè)天線陣列采用相同的波束分裂設(shè)置，兩個(gè)陣列進(jìn)行波束分裂的示意如圖42所示，其中每個(gè)子陣列采用8根天線。采用該模式下，接收機(jī)覆蓋范圍大，且不同陣列接收到的信號(hào)可利用感知算法直接估計(jì)目標(biāo)角度。42圖42用于感知接收機(jī)基于波束分裂的波束賦形模型與通信的波束掃描方式不同的是，在進(jìn)行感知波束掃描時(shí)，感知發(fā)射機(jī)和感知接收機(jī)可事先根據(jù)感知掃描區(qū)域，靈活預(yù)設(shè)掃描的方式以及波束賦形方式，最大程度的覆蓋掃描區(qū)域。如圖43所示的雙站感知中，兩個(gè)站直視徑附近的感知區(qū)域，感知距離相對(duì)較近，因此感知目標(biāo)的回波相對(duì)較大，可以使用寬掃描的方式進(jìn)行快速掃描，而在兩側(cè)較遠(yuǎn)的位置，感知距離較遠(yuǎn)，則適合使用窄波束的掃描模式。且收發(fā)機(jī)進(jìn)行配合完成掃描區(qū)域覆蓋，節(jié)省掃描所需的資源和時(shí)間。例如發(fā)射機(jī)掃描上部分區(qū)域時(shí)，接收機(jī)也僅進(jìn)行上部分區(qū)域的掃描配合。圖43基于感知區(qū)域的靈活感知波束掃描示意圖通感波束融合管理在通信感知一體化的波束賦形設(shè)計(jì)中，感知和通信通常有不同的性能需求，這為波束賦形的設(shè)計(jì)帶來了獨(dú)特挑戰(zhàn)。特別是在毫米波和太赫茲頻段，通信通常需要穩(wěn)定的波束，以確?？煽繑?shù)據(jù)傳輸，而感知需要掃描波束以偵測(cè)周圍環(huán)境中的目標(biāo)。為了實(shí)現(xiàn)全方位的定向波束感知，需要有效的窄波束管理策略，包括時(shí)頻域的發(fā)射設(shè)計(jì)和空間域的波束形成設(shè)計(jì)，以滿足同時(shí)感知和通信的要求。在大43規(guī)模天線陣列系統(tǒng)中，波束賦形的硬件架構(gòu)也直接影響相關(guān)算法的性能。雖然大規(guī)模天線陣列技術(shù)可以提供顯著的陣列增益，但由于高頻器件的硬件成本和復(fù)雜性，如圖44所示大規(guī)模天線陣列通信感知一體化波束賦形將在很大程度上依賴于數(shù)字-模擬混合架構(gòu)。在太赫茲通信中，針對(duì)動(dòng)態(tài)子陣列的混合波束賦形架構(gòu)，可以考慮采用矢量化或感知碼本輔助的通感一體化混合預(yù)編碼方法來實(shí)現(xiàn)感知和數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼稀Ｍㄟ^在不同時(shí)隙產(chǎn)生掃描感應(yīng)波束，并向用戶發(fā)送穩(wěn)定的通信波束，從而實(shí)現(xiàn)感應(yīng)和數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼麄€(gè)角度方向。實(shí)驗(yàn)表明矢量化通感一體化混合預(yù)編碼算法能夠獲得與全數(shù)字預(yù)編碼相近的性能，優(yōu)于現(xiàn)有的其他預(yù)編碼算法，感知碼本輔助通感一體化混合預(yù)編碼算法可通過消除每個(gè)時(shí)隙的交替最小化過程來降低計(jì)算復(fù)雜度[28]。在毫米波通信中，通感一體化混合波束賦形可建模為加權(quán)最小均方誤差問題，以最小化收發(fā)信號(hào)的均方誤差作為通信方面的設(shè)計(jì)目標(biāo)，以最小化發(fā)射波束圖與參考波束圖的均方誤差作為感知方面的設(shè)計(jì)目標(biāo)，通過引入權(quán)重因子來ISAC混合波束賦形對(duì)通信與感知功能的趨向程度。然后，將涉及多個(gè)耦合變量的加權(quán)最小均方誤差（WeightedMinimumMean-SquareError，WMMSE）問題解耦為求解對(duì)應(yīng)變量的子問題，并通過交替向乘子法（AlternatingDirectionMethodofMultipliers，ADMM）迭代優(yōu)化獲得各自載波ISAC數(shù)字波束賦形與全I(xiàn)SAC模擬波束賦形的次優(yōu)解。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所以該方法能夠?qū)崿F(xiàn)良好的MU-MIMO通信與多目標(biāo)感知功能，并且可以在通信性能與多目標(biāo)感知波束效果之間實(shí)現(xiàn)較好的權(quán)衡[29]?？芍貥?gòu)全息表面（RHS）作為一種作為一種超材料天線，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低的特點(diǎn)?？赏ㄟ^使用RHS代替含有復(fù)雜相移器的相控陣，從而降低通感一體化系統(tǒng)的硬件成本。通過聯(lián)合優(yōu)化基站端的數(shù)字波束賦形和RHS端的模擬波束賦形，可以充分利用基站多通道和RHS多單元帶來的波束調(diào)控自由度，以滿足不同方向的感知和通信需求[30]。通過設(shè)計(jì)合理的全息通感一體化架構(gòu)，結(jié)合全息波束賦形優(yōu)化方案，全息通感一體化系統(tǒng)可以適應(yīng)多種通信和感知場(chǎng)景，在保證通信和雷達(dá)性能的條件下大大降低硬件成本，有助于進(jìn)一步推動(dòng)通感一體化技術(shù)的發(fā)展。44圖44大規(guī)模天線陣列通感一體化混合波束賦形設(shè)計(jì)示意圖通信輔助感知波束管理在通感一體化系統(tǒng)中，感知發(fā)射機(jī)發(fā)送感知信號(hào)，以感知周圍環(huán)境的信息，例如目標(biāo)的位置、速度等。感知信號(hào)通常具有特殊的波形和參數(shù)，以確保準(zhǔn)確感知。為減少系統(tǒng)頻譜資源的開銷，可以考慮復(fù)用通信資源來進(jìn)行感知，例如，基站可以在與終端用戶通信時(shí)，利用通信信號(hào)來完成對(duì)目標(biāo)的感知。然而，這需要感知接收機(jī)能夠獲取通信用戶的參考信息的配置，從而可能增加通信信令開銷。在通感一體系統(tǒng)中，可考慮采用通信輔助感知的波束管理方案來解決以上述問題。如圖45所示收發(fā)機(jī)通過在感知區(qū)域和LOS路徑方向分別生成窄波束，感知接收機(jī)可以從這些方向分別提取回波信號(hào)，然后計(jì)算它們的比值以獲得相對(duì)信道狀態(tài)信息用于感知。該方案可以使感知接收機(jī)在無先驗(yàn)信息（如參考信號(hào)配置和數(shù)據(jù)解碼信息）的情況最大程度地復(fù)用通信回波信號(hào)對(duì)目標(biāo)進(jìn)行感知，減少資源開銷，提高感知精度。圖45通信輔助感知波束管理示意圖45第六章感知輔助通信感知輔助通信信道估計(jì)傳統(tǒng)通信信道估計(jì)方法僅利用接收到的導(dǎo)頻信號(hào)，求解基于