【2022】通信原理-第9章-23-0411

移動通信國家重點實驗室東南大學(xué)通信原理教學(xué)團隊

國家級一流本科課程

通信原理

無線信道與無線傳輸新技術(shù)第9章高等院校電子信息類重點課程名師精品系列教材

知識要點大尺度衰落和小尺度衰落信道的相干時間和相干帶寬頻率選擇性衰落和時間選擇性衰落多徑信道的分類無線鏈路預(yù)算分集實現(xiàn)方法以及常用的分集合并方法ＭＩＭＯ和大規(guī)模ＭＩＭＯ基本概念正交頻分復(fù)用基本原理頻分多址、時分多址、碼分多址、空分多址、正交頻分多址和非正交多址9.1引言9.1引言無線通信技術(shù)發(fā)展最快，應(yīng)用最廣蜂窩移動通信1G~5G，6GWi-Fi7：30Gbit/s衛(wèi)星通信進入寬帶互聯(lián)網(wǎng)接入時代9.1引言無線通信系統(tǒng)性能好壞受無線信道的影響接收信號的功率損耗是不確定的多徑傳播現(xiàn)象發(fā)射信號經(jīng)過直射、反射、折射、繞射和衍射等方式經(jīng)多條路徑到達接收機，不同路徑的信號之間會相互干擾信號的傳輸路徑以及每條路徑的傳播時延和衰減也是隨機變化的由發(fā)射機、接收機和周圍物體的相對運動以及傳播環(huán)境的復(fù)雜變化引起，這種隨機性可能會引發(fā)嚴(yán)重的信號失真和符號間干擾噪聲、干擾以及其他信道的影響也是不確定的9.1引言無線信道傳播特性路徑損耗陰影衰落小尺度衰落鏈路預(yù)算無線信道傳輸技術(shù)分集技術(shù)、多輸入多輸出技術(shù)、正交頻分復(fù)用技術(shù)以及多址技術(shù)9.2無線傳播特性9.2無線傳播特性

大尺度衰落路徑損耗信號的功率隨傳播距離增大而衰減由發(fā)射功率的輻射擴散及信道的傳播特性造成的陰影衰落信號在傳播過程中，會受到障礙物的阻擋障礙物通過吸收、反射、散射和繞射等方式衰減信號功率，嚴(yán)重時甚至?xí)钄嘈盘栍捎谡趽跷镫S機分布，相同距離下的信號傳播功率損耗往往也具有隨機性路徑損耗和陰影衰落是在相對較長的距離中傳播信號發(fā)生的功率變化，統(tǒng)稱為大尺度衰落9.2無線傳播特性

小尺度衰落多徑傳播信號可經(jīng)過多條路徑到達接收端每條路徑的傳播損耗、相位、時延和頻率（多普勒頻移）各不相同，當(dāng)它們在接收端疊加后，會導(dǎo)致接收信號強度和相位的急劇變化，從而產(chǎn)生衰落和失真這種變化發(fā)生在波長數(shù)量級上，距離較短，因此稱為小尺度衰落9.2.1路徑損耗無線傳輸發(fā)射天線電信號→電磁波形成發(fā)送天線方向增益接收天線電磁波→電信號形成接收天線方向增益抑制某些方向上不需要的輻射功率信號接收功率：信號的發(fā)送和接收過程中的所有增益和損耗發(fā)射功率發(fā)射天線功率增益接收天線功率增益接收功率路徑損耗：發(fā)射信號功率和接收信號功率的差值9.2.1路徑損耗路徑損耗對路徑損耗的研究，需要根據(jù)不同傳播現(xiàn)象建立相應(yīng)的物理模型自由空間傳播模型接收機和發(fā)射機之間是完全無阻擋的視距（LineofSight,LOS）路徑衛(wèi)星信道其他經(jīng)驗損耗模型奧村模型：城市宏蜂窩哈塔模型等：市區(qū)傳播自由空間傳播模型天線點源接收機距離發(fā)射端較遠，可認為發(fā)射天線為點源各向同性所有方向均勻輻射定向天線實際系統(tǒng)采用定向天線天線增益自由空間傳播模型距離越近，接收功率越多距離越遠，接收功率越少給定面積的天線在不同距離所接收的輻射能量自由空間傳播模型各向同性點源總發(fā)射功率為Pt輻射功率均勻地通過一個半徑為d的球體球體表面單位面積的功率密度天線輻射強度：單位立體角輻射的功率各向同性點源自由空間傳播模型定向天線方向增益指定方向的輻射強度和平均輻射強度的比值方向性—D天線上的最大輻射強度與各向同性源的輻射強度的比值方向性是方向增益的最大值功率增益—G相同的輸入功率下，天線的最大輻射強度和無損耗各向同性源的輻射強度的比值功率增益與方向性的關(guān)系為有效輻射功率EIRP有效輻射功率Pt：發(fā)射功率Gt：發(fā)射天線功率增益自由空間傳播模型天線波束寬度天線立體角的“平面”度量場功率主瓣上對應(yīng)于最高場功率衰落3dB的兩點夾角，單位為0或rad天線的功率增益越高，波束寬度就越窄，方向性越好，作用距離越遠，抗干擾能力越強自由空間傳播模型孔徑效率天線有效孔徑天線接收或輻射信號的表面積孔徑效率—Ka天線有效孔徑Ae與物理孔徑A的商天線在任意方向上的最大發(fā)射或接收增益λ

：載波波長自由空間傳播模型若發(fā)射天線有效輻射功率為EIRP，接收天線與發(fā)射天線之間的距離為d發(fā)射天線的功率密度：天線接收的功率Pr：為發(fā)射天線功率密度與天線有效孔徑Ae的乘積Friis自由空間公式9.2.1路徑損耗自由空間路徑損耗發(fā)射信號功率和接收信號功率的差值第一項中的負號“-”代表增益第二項由引起，稱為自由空間損耗接收天線和發(fā)射天線之間的距離越大，路徑損耗越大，無線電工作頻率越高，路徑損耗越大例9.1某衛(wèi)星發(fā)射機的10GHz輸出被20000km以外的地面站監(jiān)控。發(fā)射天線為2m長的碟型天線，其孔徑效率為65%，地面接收天線為6m長的碟型天線，孔徑效率為55%。假設(shè)發(fā)射機輸出功率為100mW，計算接收功率。【解】發(fā)射天線的功率增益例9.1接收天線的功率增益自由空間損耗接收功率9.2.1路徑損耗幾種經(jīng)驗路徑損耗模型奧村模型哈塔模型分段線性模型簡化的路徑損耗模型奧村模型城市宏蜂窩信號預(yù)測的常用模型之一傳輸距離：1~100km頻率范圍：150MHz~1500MHz經(jīng)驗公式：L(fc,d)

:載頻為fc,距離為d處的自由空間損耗Amu(fc,d):除自由空間損耗外其他環(huán)境中的中值衰減G(ht):基站天線高度ht增益因子G(hr):移動終端天線高度hr增益因子Garea:環(huán)境類型的增益奧村模型Amu(fc,d)和Garea可由奧村的經(jīng)驗曲線圖得到G(ht)

和G(hr)的經(jīng)驗公式奧村模型完全基于測試數(shù)據(jù)，其預(yù)測和測試的路徑損耗偏差約為10~14dB。

哈塔模型根據(jù)奧村曲線圖做出的經(jīng)驗公式頻率范圍：150MHz~1500MHz路徑損耗公式參數(shù)fc，ht，hr，d與奧村模型相應(yīng)參數(shù)含義相同a(hr):移動終端天線高度hr的修正因子中小城市哈塔模型載頻fc

>300MHz的大型城市對城市區(qū)域模型的修正，可以分別得到適用于郊區(qū)和農(nóng)村區(qū)域的哈塔模型K在35.94（鄉(xiāng)村）到40.94（沙漠）之間取值。當(dāng)距離d>1

km時，哈塔模型非常接近奧村模型。哈塔模型在1G蜂窩系統(tǒng)有著很好的表現(xiàn)，但是該模型不適用于蜂窩區(qū)域小且工作頻率高的通信系統(tǒng)以及室內(nèi)通信環(huán)境。分段線性模型室外微蜂窩區(qū)域和室內(nèi)信道的路徑損耗的經(jīng)驗?zāi)Ｐ蚄:路徑損耗因子d0:參考距離dc:臨界距離γ1:參考距離d0和臨界距離dc之間的路徑損耗指數(shù)γ2:距離大于dc的路徑損耗指數(shù)γ1，γ2，K，dc：一般通過回歸的方法從經(jīng)驗數(shù)據(jù)中擬合得到分段線性模型5G各種場景下的路徑損耗經(jīng)驗?zāi)Ｐ土Ⅲw傳播效應(yīng)基站和終端的水平距離d2D和3D距離d3D

基站高度hBS和終端高度hUT，hBS=25m，1.5m

hUT22.5m城市宏蜂窩（UMa-LOS）場景的路損公式簡化的路徑損耗模型簡化模型實際系統(tǒng)中，無線信號傳播非常復(fù)雜，很難用一個單一的模型來精確地描述不同環(huán)境下的路徑損耗，如果對于系統(tǒng)設(shè)計進行一般性的優(yōu)劣分析，可以使用一個簡化模型來近似路徑損耗K:常系數(shù)，其值取決于天線特性和平均信道損耗d0:天線遠場的參考距離γ:路徑損耗指數(shù)選擇合適的K，d0，γ近似解析模型或經(jīng)驗?zāi)Ｐ瓦m用d>d0的場景。d0：室內(nèi)1~10m，室外10~100m9.2.2陰影衰落陰影衰落無線信號因傳播路徑中的物體阻擋，導(dǎo)致給定距離上的接收功率發(fā)生隨機變化反射表面和散射物體的改變同樣會引起接收功率的隨機變化阻擋物體的位置、大小和介電特性以及反射表面和散射物體的變化所導(dǎo)致的隨機衰減一般是未知的，因此只能用統(tǒng)計模型來描述這些隨機衰減的特征對數(shù)正態(tài)陰影衰落模型對數(shù)正態(tài)陰影衰落模型對數(shù)正態(tài)陰影衰落模型發(fā)射功率Pt和接收功率Pr的比值ψ=

Pt

/Pr是服從對數(shù)正態(tài)分布的隨機變量對數(shù)正態(tài)陰影衰落模型路徑損耗ψ

的均值對數(shù)平均室外信道實驗研究表明方差的范圍：4~13dB均值距離變化而變化，并與周圍建筑物的特點有關(guān)，障礙物數(shù)量增加，造成的平均衰減也增加5GUMa－LOS場景，5GRMa－LOS場景，路徑損耗模型+陰影衰落路徑損耗模型和陰影衰落模型疊加同時反映出功率隨距離的減小和陰影造成的路徑損耗隨機衰減如果路徑損耗采用描述的簡化經(jīng)驗?zāi)Ｐ完幱八ヂ錇榫禐?，方差為的高斯隨機變量ψdB大尺度衰落大尺度衰落路徑損耗陰影衰落路徑損耗+陰影衰落：功率隨距離的減小和陰影在大距離上的隨機衰減慢衰落:大尺度衰落是由于傳播路徑損耗和傳播路徑中存在的障礙物所導(dǎo)致，通常變化比較慢小尺度衰落快衰落:多徑效應(yīng)帶來，變化比較快路徑損耗路徑損耗，陰影衰落和多徑效應(yīng)隨距離的變化關(guān)系9.2.3小尺度衰落小尺度衰落簡稱衰落，由多徑信號相互干涉導(dǎo)致接收信號的快速衰落變化多徑衰落時延擴展多普勒效應(yīng)多徑衰落多徑效應(yīng)信號經(jīng)多條路徑到達接收機時，其幅度、相位、頻率、方向都有所不同，接收機得到的信號是各路信號的矢量和，這種信號自干擾現(xiàn)象稱為多徑效應(yīng)或多徑干擾多徑衰落由于多徑效應(yīng)導(dǎo)致的信號衰落稱為多徑衰落9.2.3小尺度衰落多徑衰落多徑衰落兩徑傳播假設(shè)接收機為靜止“穩(wěn)態(tài)”多徑環(huán)境發(fā)射信號為窄帶正弦信號，接收機收到2路衰落分量：直達信號和反射信號兩路信號相對相位漂移等于０°：兩徑信號同向相加，合成后的信號功率增強兩路信號相對相位漂移等于18０°：兩徑信號反向相加，合成后的信號功率減弱多徑衰落兩徑傳播假設(shè)接收機為“動態(tài)”多徑環(huán)境2路接收信號的相對相位漂移是接收機空間位置的函數(shù)接收信號的幅度(包絡(luò))隨距離變化某些位置上存在同向相加,另一些位置上兩個分量幾乎完全抵消,造成衰落多徑傳播多條傳播路徑以不同方式對信號的接收產(chǎn)生影響接收信號的包絡(luò)以復(fù)雜的方式隨接收機位置而變化信號衰落是多徑傳播的必然現(xiàn)象9.2.3小尺度衰落時延擴張最早到達和最遲到達信號之間的延時導(dǎo)致符號間干擾9.2.3小尺度衰落多普勒效應(yīng)由發(fā)射機和接收機之間的相對運動，或者它們與無線傳播環(huán)境中的散射體和反射體存在相對運動引起各條路徑上信號頻率都存在不同程度的變化，這種變化稱為多普勒頻移多徑分量上的多普勒頻移既可能為正值也可能為負值，使得接收信號相對于發(fā)送信號出現(xiàn)了頻率擴展現(xiàn)象，這種現(xiàn)象稱為多普勒效應(yīng)9.2.3小尺度衰落多普勒效應(yīng)相角變化頻率變化多普勒頻移9.2.3小尺度衰落多普勒頻移多普勒頻移與接收機的運動速度v、運動方向、無線電波入射方向之間的夾角θ有關(guān)θ<900,接收機和發(fā)射機之間存在相向運動,則多普勒頻移υ為正值,導(dǎo)致接收頻率增大θ<900,接收機和發(fā)射機之間存在相對運動,則多普勒頻移υ為負值,導(dǎo)致接收頻率減小如果無線信道中的物體處于運動狀態(tài)，多徑分量會產(chǎn)生時變的多普勒頻移多徑分量上的多普勒頻移既可能為正值也可能為負值，到達接收機疊加后，使接收信號相對于發(fā)送信號出現(xiàn)了頻率擴展現(xiàn)象9.3多徑信道統(tǒng)計特性無線信道可建模為隨時間和距離變化線性時變?yōu)V波器時變性來源于發(fā)射機和接收機的運動建立多徑信道的沖激響應(yīng)模型分析統(tǒng)計特性9.3.1多徑信道的沖激響應(yīng)模型h(t,τ

)：多徑無線信道的沖激響應(yīng)t：由于移動產(chǎn)生的時間變化τ：在時間t一定時，信道的多徑時延9.3.1多徑信道的沖激響應(yīng)模型

若信道的低通等效響應(yīng)為c(t,τ

)9.3.1多徑信道的沖激響應(yīng)模型

ai(t,τ

),

τi(t,τ

)：第i個多徑分量在時刻t的幅度和附加時延第i個多徑分量與第一個到達的分量之間的相對時延稱為附加時延2πfcτi(t)+?i(t)

：第i個多徑分量的相移包括在自由空間中的傳播相移和在信道中的附加相移δ(τ-τi(t))：單位沖激響應(yīng)函數(shù)信道時域自相關(guān)函數(shù)若多徑信道等效低通沖激響應(yīng)c(t,τ)

是平穩(wěn)的9.3.2信道自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度信道自相關(guān)函數(shù)非相關(guān)散射信道平均輸出功率多徑強度分布或時延功率譜9.3.2信道自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度頻域自相關(guān)函數(shù)多徑強度分布的傅里葉變換9.3.2信道自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度頻差多普勒函數(shù)

λ為多普勒頻移，表示由接收機的移動而引起的接收頻率的變化時延多普勒函數(shù)也稱信道散射函數(shù)9.3.2信道自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度時間差相關(guān)函數(shù)頻率差相關(guān)函數(shù)功率時延多普勒功率頻率差相關(guān)函數(shù)和多徑強度分布相干帶寬|Rc(

f)|為非零值的頻率差范圍相干帶寬范圍內(nèi)的兩個頻率分量有較強的相關(guān)性頻率間隔大于相干帶寬的兩個信號，受到的信道影響是不同的多徑擴展Rc(τ)為非零值的τ

值范圍9.3.2信道自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度頻率選擇性信道多徑時延擴展引起的衰落與頻率有關(guān)信道的相干帶寬遠比信號的帶寬小，信道對信號中的不同頻率分量有不同的響應(yīng)，接收信號將出現(xiàn)嚴(yán)重失真，產(chǎn)生頻率選擇性衰落頻率非選擇性信道信道的相干帶寬比信號的帶寬大，也稱頻率平坦的接收信號將經(jīng)歷平坦衰落，其頻譜形狀保持不變時間差相關(guān)函數(shù)和多普勒功率譜相干時間|RC(

t)|為非零值的

t范圍相干時間是信道沖激響應(yīng)保持不變的統(tǒng)計平均時間間隔多普勒頻移在時域的表征在相干時間內(nèi)，多徑信號具有很強的幅值和相位相關(guān)性。多普勒擴展SC(λ)為非零值的多普勒頻移范圍時間差相關(guān)函數(shù)和多普勒功率譜多普勒擴展SC(λ)為非零值的多普勒頻移范圍頻譜展寬的度量如果發(fā)射信號為單一頻率fc，接收到的多普勒譜在[fc-fd,fc+fd]之間可見。fd為多普勒頻移如果基帶信號的帶寬遠遠大于信道多普勒擴展，接收端就可以忽略多普勒擴展的影響，否則就不能忽略9.3.2信道自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度時間選擇性信道多普勒擴展引起的衰落與接收符號持續(xù)時間有關(guān)信道的相干時間比接收符號持續(xù)時間小相干時間段內(nèi)會有≥2個符號同時通過信道。因為信道是和其中的信息進行卷積運算，所以后來的符號會對前面的符號產(chǎn)生影響，導(dǎo)致失真此時的衰落在符號周期內(nèi)變化很快，稱為快衰落時間非選擇性信道信道的相干時間遠比接收符號持續(xù)時間大，接收信號在一個符號周期內(nèi)變換不大，可認為不受多普勒頻移影響，是時間平坦的。信道沖激響應(yīng)的變化比要傳送信號的碼元周期低得多，稱為慢衰落多徑信道的分類平坦信道頻率和時間均是平坦的頻率平坦信道只有頻率是平坦的時間平坦信道只有時間是平坦的非平坦信道頻率和時間均不是平坦的例9.2多徑衰落信道散射函數(shù)S(τ,t)在-0.2Hz

τ

0.2Hz的取值范圍內(nèi)是非零的。假設(shè)散射函數(shù)按這個變量近似是均勻的。請計算信道的多徑擴展與相干帶寬，并判斷信道是否具有頻率選擇性?！窘狻坑缮⑸浜瘮?shù)的定義可知，信道的多徑擴展相干帶寬當(dāng)發(fā)射信號的帶寬大于500Hz時，該多徑信道具有頻率選擇性。例9.3多徑衰落信道散射函數(shù)S(τ,t)在-0.2Hz

λ

0.2Hz的取值范圍內(nèi)是非零的。假設(shè)散射函數(shù)按這個變量近似是均勻的。請計算信道的多普勒擴展與相干時間?！窘狻坑缮⑸浜瘮?shù)的定義可知，信道的多普勒擴展相干時間9.3.3多徑信道的數(shù)字表征9.3.3多徑信道的數(shù)字表征路徑信號從發(fā)射機到接收機的傳播路徑。無線信道通常由多條路徑構(gòu)成，包括一條可能的LOS徑以及多條經(jīng)過一次或者多次散射形成的NLOS路徑。路徑并不反映物理上的單個反射路徑，而是由許多在時延或者角度上無法分辨的子路徑構(gòu)成。散射體集簇散射體集簇描述了同時發(fā)生許多散射現(xiàn)象的區(qū)域，例如樹木的葉子或者粗糙的建筑物墻壁。信號在該集簇中的散射體的反射會造成多個在時延以及角度上無法分辨的子路徑。子路徑子路徑是信號從發(fā)射機到接收機的精確的物理路徑，它經(jīng)由一次或者多次的反射形成。9.3.3多徑信道的數(shù)字表征多徑信道的數(shù)字表征N(t)：多徑分量的個數(shù)S(t)：構(gòu)成第n條路徑的子路徑的個數(shù)an,s(t)，τn,s(t)，θn,s(t)：分別為第s條子路徑的增益、時延、與接收機移動方向的夾角：多普勒相移

：多普勒頻移9.3.3多徑信道的數(shù)字表征多徑信道的數(shù)字表征每條多徑的子路徑在空間上的角度是不可分辨的每條子路徑的多普勒頻移也是不可分辨的子路徑在時延上也是不可分辨第n條路徑增益9.3.3多徑信道的數(shù)字表征多徑信道的數(shù)字表征單條多徑的增益是多條子路徑的增益疊加得到的每條子路徑的幅度假設(shè)近似相同，而路徑的相位是隨機均勻分布的。對于NLOS多徑分量，路徑增益的實部和虛部可以建模為零均值的正態(tài)分布，因此，NLOS徑的幅值服從瑞利分布對于存在LOS分量傳播路徑，路徑增益的實部和虛部可以建模為非零均值的正態(tài)分布，此時LOS徑的幅值服從萊斯分布。9.4鏈路預(yù)算9.4鏈路預(yù)算鏈路預(yù)算依據(jù)傳播模型對無線鏈路中信號的全部損耗和增益進行核算獲得一定通信質(zhì)量下鏈路所允許的最大傳播損耗根據(jù)信噪比要求估算出系統(tǒng)需要的發(fā)射功率和接收功率評估系統(tǒng)的覆蓋能力，估算信號從發(fā)射端傳送到接收端的最遠距離Friis自由空間公式不考慮噪聲影響時，自由空間傳播下的接收功率和發(fā)射功率之間的關(guān)系主要應(yīng)用于基于視距傳輸?shù)臒o線電通信系統(tǒng)，如衛(wèi)星通信系統(tǒng)噪聲分析噪聲系數(shù)或等效噪聲溫度9.4.1噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度噪聲系數(shù)F單位帶寬內(nèi)的輸出噪聲功率(設(shè)備和信號源產(chǎn)生)與僅由信源引起的輸入噪聲功率的比值表示以輸入端為參考點時，設(shè)備輸出端所增加的噪聲當(dāng)設(shè)備噪聲功率較低時，F(xiàn)總是接近于1，很難進行比較等效噪聲溫度Te噪聲功率等效為溫度為Te的設(shè)備輸入噪聲9.4.1噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度等效噪聲溫度Te輸入設(shè)備的噪聲功率雙端設(shè)備的噪聲功率總輸出噪聲功率G：設(shè)備的功率增益k：玻爾茲曼常數(shù)

f：設(shè)備工作帶寬T：通常取室溫T=290K9.4.1噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度噪聲系數(shù)等效噪聲溫度設(shè)備的等效噪聲溫度不一定是它的物理溫度，而是這個設(shè)備產(chǎn)生噪聲功率的一種度量9.4.1噪聲系數(shù)和等效噪聲溫度噪聲設(shè)備的級聯(lián)噪聲系數(shù)等效噪聲溫度例9.4一個典型的地面終端接收機由一個低噪聲射頻放大器，下變頻器、中頻放大器構(gòu)成。這些組成部分以及接收天線的等價噪聲溫度為兩個放大器的有效功率增益分別為

試計算接收機的等效噪聲溫度例9.4【解】接收機的等效噪聲溫度為9.4.2鏈路預(yù)算鏈路預(yù)算計算接收載波功率與噪聲功率譜密度之比Friis自由空間公式9.4.2鏈路預(yù)算接收載波功率和噪聲功率譜密度之比（dB

Hz）發(fā)射記得等效全向輻射功率（dBW）自由空間路徑損耗（dB）接收天線增益于等效噪聲溫度之比（dB/K）玻爾茲曼常數(shù)的dB表示（-228.6dBW/(Hz

K))衛(wèi)星通信系統(tǒng)微波視距無線傳輸9.4.2鏈路預(yù)算鏈路預(yù)算余量M考慮傳輸損耗和噪聲M以dB表示M：鏈路預(yù)算余量鏈路預(yù)算余量越大，通信鏈路的可靠性越高例9.5考慮SpaceX—“Starlink”衛(wèi)星系統(tǒng)的一個簡單下行鏈路預(yù)算。Starlink衛(wèi)星系統(tǒng)的衛(wèi)星在不同的軌道高度上運行。地球半徑為6400km，衛(wèi)星運行的軌道高度為h=328km，地面用戶位于衛(wèi)星服務(wù)邊緣，用戶處仰角θ

=

25o，如圖9.13所示。Starlink衛(wèi)星通信系統(tǒng)下行鏈路的增益和損耗值如表9.1所示，系統(tǒng)參數(shù)為：衛(wèi)星側(cè)的有效全向輻射功率EIRP=21.8dBW；地面接收終端使用功率增益G=32.6dB的天線，接收機的等效噪聲溫度Te=362.5K。試確定若下行鏈路工作在18.5G的Ku頻帶，計算其自由空間損耗預(yù)測地面接收到的載波功率和噪聲功率譜密度之比C/N0如選用的下行鏈路容限為6dB，信號調(diào)制為16APSK，試計算Pe＝10-7的符號差錯概率下所允許的傳輸數(shù)據(jù)例9.5【解】1)下行鏈路的自由空間損耗為由圖9.13，可以估算出例9.52)地面接收到的載波功率和噪聲功率譜密度之比3)地面接收到C/N0應(yīng)為R為比特率例9.5衛(wèi)星傳輸數(shù)據(jù)采用16APSK調(diào)制方式，則對應(yīng)符號差錯概率10-7時系統(tǒng)所需9.5分集技術(shù)分集利用多個獨立衰落信道傳輸相同的信號如果某個衰落信道信噪比低于門限的概率為P，L個獨立衰落信道信噪比同時低于門限的概率為PL<<P

L個接收信號同時衰落的概率大幅度減小，提高了傳輸?shù)目煽啃?/p>

9.5.1分集的實現(xiàn)和方法分集的實現(xiàn)分集傳輸使接收機能夠獲得多個攜帶同一信息的，統(tǒng)計獨立的衰落信號分集合并接收信號的集中處理，主要是將接收到的多個統(tǒng)計獨立衰落信號以適當(dāng)?shù)姆绞竭M行合并，以降低衰落的影響分集方法空間分集頻率分集時間分集分集方法空間分集(SD)也稱天線分集，主要利用空間進行分集由多個發(fā)射或接收天線實現(xiàn)，天線之間應(yīng)間隔足夠大，確保各接收天線的衰落特性是相互獨立的對于二維各向同性散射和各向同性天線單元，天線相距“半個波長”即可。如蜂窩系統(tǒng)中的移動單元若采用方向性的發(fā)射或接收天線，一般要求“10個波長”以上，如蜂窩系統(tǒng)中的基站分集方法頻率分集（FD）使用多個不同頻率的載波承載相同的信息相鄰載波間隔需要大于或等于相干帶寬以保證相互獨立優(yōu)點：接收端可減少接收天線的數(shù)量、缺點：占用了更多的頻譜資源跳頻擴頻技術(shù)本質(zhì)上就是一種頻率分集利用多跳頻率來獲得相互獨立的衰落樣本分集方法時間分集（TD）信號按一定時間間隔重復(fù)傳輸Ｌ次只要時間間隔大于相干時間，就得到Ｌ條獨立的衰落分量由于相干時間與接收機的移動速度成反比，當(dāng)接收機靜止時，時間分集基本上不起作用優(yōu)點：時間分集減少了接收天線以及相應(yīng)設(shè)備的數(shù)目，缺點：占用了時隙資源，增大了開銷，降低了傳輸效率糾錯編碼和重發(fā)本質(zhì)上都是時間分集方式接收分集分集合并最大比值合并（MRC）每個分集支路有一個自適應(yīng)的可變增益放大器，用以調(diào)整各個分集支路的增益，要求全部的分集支路在合并時同相，加權(quán)依據(jù)最大似然準(zhǔn)則確定，按各支路的信噪比來分配，信噪比大的支路權(quán)重大等增益合并（EGC）合并所有分集支路，但對各支路不做加權(quán)，降低了實現(xiàn)難度等增益合并可靈活運用于相干、差分相干和非相干檢測方式性能比最大比值合并性能差，但比選擇合并性能好選擇合并（SC）合并原則是選擇具有最大輸出信噪比的分支合并輸出選擇合并也適用于相干、差分相干和非相干檢測方式?9.5.2瑞利衰落信道上的二進制信號瑞利衰落信道上的二進制數(shù)據(jù)傳輸（BPSK）接收信號復(fù)包絡(luò)發(fā)送信號復(fù)包絡(luò)瑞利分布AWGNEb/N0的衰減因子AWGN引起的BPSK平均符號差錯概率9.5.2瑞利衰落信道上的二進制信號AWGN+衰落的誤比特率服從瑞利分布，

具有

2分布瑞利衰落信道，相干BPSK誤比特率9.5.2瑞利衰落信道上的二進制信號9.5.2瑞利衰落信道上的二進制信號瑞利分布造成數(shù)字帶通傳輸系統(tǒng)噪聲性能的嚴(yán)重下降提高誤碼率性能增加發(fā)送功率增加天線尺寸調(diào)制和解調(diào)技術(shù)分集技術(shù)9.5.2空間分集空間分集接收分集將多個接收天線上的獨立衰落信號合并為一路，獲得分集增益加權(quán)系數(shù)保證各支路同相合并第i路衰減因子加權(quán)系數(shù)合并輸出包絡(luò)合并輸出總噪聲功率譜密度9.5.2空間分集接收分集最大比合并選擇合適的ai，使

最大最大比值合并輸出的信噪比即各支路信噪比的和合并輸出的平均信噪比以及相移的陣列增益隨分集支路數(shù)L的增加而線性增加在高信噪比時，最大比值合并達到了滿分集階數(shù)合并輸出信噪比9.5.2空間分集采用分集技術(shù)后的誤比特率9.5.2空間分集采用分集技術(shù)后的誤比特率從（2L-1）個不同元素中取出L個元素的所有組合的個數(shù)各信道平均信噪比9.5.2空間分集空間分集發(fā)射分集Alamouti編碼方案：兩根發(fā)射天線，一根接收天線，發(fā)射機不知道信道信息設(shè)發(fā)送符號為

s1，s2，每個符號能量為Es/2天線i的復(fù)信道增益

天線1天線2第一個符號周期發(fā)送s1s2第二個符號周期發(fā)送-s2*s1*發(fā)射分集Alamouti編碼方案第一個符號周期接收信號第二個符號周期接收信號發(fā)射分集Alamouti編碼方案對應(yīng)于一個符號的發(fā)送對應(yīng)zi的接收信噪比盡管發(fā)射端不知道信道信息，Alamouti方案的分集階數(shù)仍可達到29.6MIMO技術(shù)9.6MIMO技術(shù)MIMO傳輸技術(shù)空分復(fù)用傳輸技術(shù)將高速數(shù)據(jù)流分割成若干低速數(shù)據(jù)流后送至多天線進行傳輸獲得空間復(fù)用增益，顯著提高頻譜效率、傳輸速率要求收發(fā)端均配置為多天線，并行傳輸數(shù)據(jù)流個數(shù)通常不大于收發(fā)天線數(shù)的最小值空間分集傳輸技術(shù)對單個數(shù)據(jù)流實施空時編碼(STC)或其他分集處理后送至多天線進行傳輸獲得空間分集增益，顯著提高傳輸?shù)目煽啃灶A(yù)編碼傳輸技術(shù)對單個或多個數(shù)據(jù)流進行預(yù)編碼后送至多天線進行傳輸獲取功率增益，提高功率效率，降低共信道干擾9.6MIMO技術(shù)MIMO信道模型接收信號噪聲矢量信道矩陣9.6MIMO技術(shù)

Tr(

)：矩陣的跡det(

)：矩陣的行列式INR：NR

NR單位矩陣9.6MIMO技術(shù)MIMO信號檢測接收端已知信道矩陣H

復(fù)雜度高復(fù)雜度較低

9.6MIMO技術(shù)多用戶MIMO預(yù)編碼傳輸模型工作原理用信道狀態(tài)信息對發(fā)送信號進行預(yù)處理，從而消除用戶間干擾。接收信號矢量噪聲矢量預(yù)編碼矩陣信道矩陣9.6MIMO技術(shù)預(yù)編碼技術(shù)非線性預(yù)編碼臟紙編碼（DirtyPaperCoding,DPC）矢量擾動（VectorPerturbation,VP）預(yù)編碼Tomlinson-Harashima預(yù)編碼等和線性預(yù)編碼匹配濾波（MatchFilter,MF）預(yù)編碼迫零（ZeroForcing,ZF）預(yù)編碼正則化迫零（RegularizedZeroForcing,RZF）預(yù)編碼等系統(tǒng)中用戶數(shù)量或者天線數(shù)量較少時，非線性預(yù)編碼性能更好，但是計算復(fù)雜度很高線性預(yù)編碼的算法計算復(fù)雜度就很低9.6MIMO技術(shù)大規(guī)模MIMO大規(guī)模陣列天線替代多天線，大幅提高空間分辨率大幅提升系統(tǒng)的頻譜效率基站將各用戶信號集中到各自的方向上進行發(fā)送，使得不同用戶可以通過空間復(fù)用方式重復(fù)使用相同的時頻資源，從而大大提高系統(tǒng)的頻譜效率。收發(fā)信號處理簡單隨著基站側(cè)天線數(shù)增加，不同用戶終端的信道響應(yīng)矢量漸近正交，使得只需要進行單用戶波束成形預(yù)編碼以及匹配濾波接收就可消除用戶間干擾，其實現(xiàn)復(fù)雜度很低。數(shù)據(jù)傳輸高可靠性大規(guī)模MIMO系統(tǒng)利用大數(shù)定律以及波束成形可以避免用戶信道深衰落，從而建立高可靠性的傳輸鏈路。例如：4G基站通常4或8根天線，5Ｇ基站可配置64根天線9.7正交頻分復(fù)用9.7正交頻分復(fù)用正交頻分復(fù)用（OFDM）提高頻譜利用率有效消除符號間干擾9.7.1OFDM基本原理

9.7.1OFDM基本原理子載波之間的彼此正交解調(diào)第k路子載波9.7.1OFDM基本原理9.7.2OFDM的FFT實現(xiàn)OFDM實現(xiàn)離散傅里葉變換(DFT)離散傅里葉反變換(IDFT)9.7.2OFDM的FFT實現(xiàn)OFDM實際實現(xiàn)快速傅里葉反變換(IFFT)快速傅里葉變換(FFT)降低運算的復(fù)雜度N點離散傅里葉反變換，復(fù)數(shù)乘法為N2次基2快速傅里葉反變換算法，復(fù)數(shù)乘法次數(shù)僅為(N/2)log2N如果子載波數(shù)量非常大，可以進一步采用基4快速傅里葉反變換算法9.7.2OFDM的FFT實現(xiàn)OFDM實際實現(xiàn)添加循環(huán)前綴，提高抗多徑傳輸?shù)哪芰υ谙噜彽腛FDM符號之間插入保護間隔，保護間隔長度Tg要大于無線信道中的最大時延擴展τmax，使前一個OFDM符號的時延分量不會對下一個符號造成干擾可以將OFDM符號的最后Tg時間段內(nèi)的數(shù)據(jù)，復(fù)制到正交頻分復(fù)用符號前端的保護間隔內(nèi)，形成前綴。這部分數(shù)據(jù)稱為循環(huán)前綴（CyclicPrefix,CP）一個OFDM符號的總長度變?yōu)門=

Tg

+TFFT，若Tg

大于最大多徑時延擴展，前一個符號的干擾只會存在于[0,τmax]，相鄰正交頻分復(fù)用符號之間則可以完全克服符號間干擾的影響9.8.2OFDM的FFT實現(xiàn)OFDM調(diào)制OFDM解調(diào)5.7.35G中的OFDM技術(shù)5GNROFDM標(biāo)準(zhǔn)

f和CP參數(shù)5.7.35G中的OFDM技術(shù)5GNROFDM標(biāo)準(zhǔn)幀結(jié)構(gòu)上下行幀長每幀分10個子幀，編號為0~9，每子幀長5.7.35G中的OFDM技術(shù)5GNR幀結(jié)構(gòu)每一幀被劃分成兩個大小相等的半幀，0號半幀由0-4號子幀組成，1號半幀由5-9號子幀組成每個子幀包含連續(xù)OFDM符號數(shù)一個子幀中的時隙數(shù)每時隙中符號數(shù)一個子幀中的符號數(shù)5.7.35G中的OFDM技術(shù)5GNR幀結(jié)構(gòu)每幀的時隙數(shù)5.7.35G中的OFDM技術(shù)5GNR時頻資源的柵格圖資源塊（RB）資源粒子（EI）每個資源粒子在時域中占用一個正交頻分復(fù)用符號長度，在頻域中占用一個子載波一個資源塊中的子載波數(shù)資源塊的個數(shù)系統(tǒng)支持的最小帶寬4.302MHz最大帶寬49.5MHz9.8多址技術(shù)9.8多址技術(shù)多址接入技術(shù)解決多用戶接入并共享系統(tǒng)資源傳統(tǒng)多址技術(shù)頻分多址（FDMA）時分多址（TDMA）碼分多址（CDMA）空分多址（SDMA）新型多址技術(shù)正交頻分多址（OFDMA）非正交多址（NOMA）9.8多址技術(shù)頻分多址利用傳輸信號載波頻率的不同來建立多址方式FDMA把無線頻譜按頻率分隔成多個互不重疊的正交信道，每個用戶占用一個信道為了減少相鄰信道之間的干擾，常需要在信道之間設(shè)置保護頻帶頻分雙工（FDD）：將整個系統(tǒng)的工作頻帶劃分為發(fā)射和接收兩個頻帶區(qū)實現(xiàn)雙向通信FDD收發(fā)頻帶區(qū)之間也需設(shè)置保護頻帶9.8多址技術(shù)時分多址TDMA傳輸信號的時間不同來建立多址方式把無線頻譜按時間分割成若干相同間隔的周期性時隙，系統(tǒng)按優(yōu)先權(quán)分配給每個用戶一個或多個時隙,以適應(yīng)不同帶寬的需求時分雙工(TDD)：每個用戶的發(fā)射和接收需要使用不同的時隙實現(xiàn)雙向通信TDMA系統(tǒng)需要較高的同步開銷9.8多址技術(shù)碼分多址CDMA將擴頻碼作為地址碼來建立多址方式。擴頻碼為偽隨機碼序列，分正交碼和非正交碼兩種用戶所發(fā)射的載波既受基帶數(shù)字信號調(diào)制，又受地址碼調(diào)制碼分雙工（CDD）：用戶的發(fā)射和接收需要使用不同的碼實現(xiàn)雙向通信9.8多址技術(shù)碼分多址CDMA多址干擾所有用戶可以使用同一載波、占用相同的帶寬、同時發(fā)送或接收信號，由于多個用戶的信號在時域和頻域上是混疊的，因此在頻域上會產(chǎn)生一定的同頻和鄰頻干擾干擾受限CDMA是干擾受限的，其容量限制是軟的增加CDMA的用戶數(shù)，只是增加干擾背景，不會導(dǎo)致用戶無法接入，但隨著用戶數(shù)的增加，所有用戶的通信質(zhì)量都會下降遠近效