第2章-衛(wèi)星通信基本技術11

高等學校電子與通信類專業(yè)“十一五”規(guī)劃教材衛(wèi)星通信夏克文池越張志偉武睿西安電子科技大學出版社

2008第二章衛(wèi)星通信基本技術2.1信號設計技術

2.1.1編碼技術

2.1.2調制技術2.2信號處理技術

2.2.1數(shù)字話音內插

2.2.2回波控制

2.2.3語音編碼2.3多址技術

2.3.1多址方式與信道分配

2.3.2FDMA方式

2.3.3TDMA方式

2.3.4SDMA/SS/TDMA方式

2.3.5CDMA方式

2.3.6ALOHA方式

2.1信號設計技術通常將數(shù)字通信中用于系統(tǒng)設計的編碼、譯碼與調制、解調技術統(tǒng)稱為信號設計。下面主要介紹數(shù)字衛(wèi)星通信中的信號設計技術。2.1.1編碼技術在數(shù)字衛(wèi)星通信中，所用的編碼技術有信源編碼和信道編碼兩類。信源編碼：是指通過壓縮編碼來去掉信號源中的冗余成分，以達到壓縮碼率和帶寬，實現(xiàn)信號有效傳輸?shù)哪康?。因此，信源編碼實際上就是把話音、圖像等模擬信號變換成數(shù)字信號，并利用傳輸信息的性質，采用適當?shù)木幋a方法，降低傳輸速率，即實現(xiàn)話音或圖像的頻帶壓縮傳輸，提高通信系統(tǒng)的效率。而譯碼則是編碼的逆過程。信道編碼：是指通過按一定規(guī)則重新排列信號碼元或加入輔助碼的辦法來防止碼元在傳輸過程中出錯，并進行檢錯和糾錯，以保證信號的可靠傳輸。因此，信道編碼是用來檢測或糾正傳輸過程中的誤碼，它是一種編碼變換。糾、檢錯用在數(shù)字衛(wèi)星通信中有著非常好的效果，它是實現(xiàn)通信系統(tǒng)傳輸質量的重要技術。

1信源編碼技術（1）衛(wèi)星通信系統(tǒng)對信源編碼的要求在數(shù)字衛(wèi)星系統(tǒng)中，人們?yōu)榱顺浞掷糜行У念l率資源，進一步降低傳輸速率，施行了信號頻帶壓縮，因此提出了多種編碼方案。由于通信衛(wèi)星所處的環(huán)境特殊，因此在衛(wèi)星系統(tǒng)的信號傳輸中，會受到如多徑衰落、多普勒效應等因素的影響。另外，無線傳輸?shù)念l譜資源非常有限，因而衛(wèi)星系統(tǒng)對語音和圖像等信源編碼有較高的要求，特別是對于語音編碼，主要有如下要求：①在有限的頻帶內，盡量提高頻譜利用率。②一般數(shù)字衛(wèi)星通信中話音的傳輸速率為16～64kb/s的范疇，而在衛(wèi)星移動通信中的傳輸速率為1.2～9.6kb/s。在一定傳輸速率下，應盡可能提高話音質量。應對編碼譯碼過程所用時間進行嚴格控制，因而需采用編譯碼時延較短的方案，并要求限制在幾十毫秒之內。③由于系統(tǒng)中的信號傳輸環(huán)境有時非常惡劣，會遇到雨、霧等不利氣候條件及移動通信信道中多徑衰落的影響，因此要求信源編碼的算法本身具有較好的抗誤碼性能，以保證話音傳輸質量。④不同的壓縮編碼方式所采用的基本算法及不同程序實現(xiàn)的復雜程度也不相同，應選用復雜程度適中的算法和程序，便于電路的集成化。

（2）信源編碼方式數(shù)字系統(tǒng)中用于語音信號的基本編碼方式主要有波形編碼、參數(shù)編碼和混合編碼。

①波形編碼：它是直接將時域信號變成為數(shù)字代碼的一種編碼方式。由于在信號采樣和量化過程中考慮到人的聽覺特征，則使編碼信號與原輸入信號基本保持一致。波形編碼中主要采用脈沖編碼調制(PCM)，即以奈奎斯特抽樣定理為基準，考慮到濾波器等電話特性，抽樣頻率為話音最高頻率的2.5倍左右，將頻帶寬度為300～3400Hz的語音信號變換成64kb/s（8kHz抽樣，8位量化）的數(shù)字信號。進而，還有較高壓縮率的差值PCM(DPCM)、自適應DPCM(ADPCM)和自適應預測編碼(APC)等編碼方式。其特點是在高速碼條件(16～64kb/s)下，可獲得高質量語音信號，音質較好。然而當編碼速率低于16kb/s時，語音質量迅速下降。

②參數(shù)編碼：它是以發(fā)音機制模型作為基礎的。該模型是用一套模擬聲帶頻譜特性的濾波器參數(shù)和若干聲源參數(shù)來描述的，并將其變換成為數(shù)字代碼的一種編碼方式。由于參數(shù)編碼的壓縮比很高，計算量又大，因而通常語音質量只能達到中等水平。如數(shù)字移動通信系統(tǒng)中和衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)中使用的線性預測編碼(LPC)及其改進型，編碼率可壓縮到2～4.8kb/s，甚至更低。

③混合編碼：它是一種綜合編碼方式，它吸取波形編碼和參數(shù)編碼的優(yōu)點，使編碼數(shù)字語音中既包括語音特征參量，又包括部分波形編碼信息。如多脈沖激勵線性預測編碼(MPLP)，正規(guī)脈沖激勵編碼(RPE)，碼激勵線性預測編碼系統(tǒng)(CELP)等?；旌暇幋a可將速率壓縮至4～16kb/s，而在此范圍內能夠獲得良好的語音效果。

對于圖像信號來說，可分為兩種情況考慮：一種是廣播電視信號；另一種是會議電視信號（幅度變化比較?。?。

①對于廣播電視信號，不進行頻帶壓縮的傳輸速率高達160Mb/s，一般采用幀內差值脈沖編碼方式（DPCM），把傳輸速率壓縮到34Mb/s以下。對差值的量化仍采用非線性壓擴特征，如A律壓擴和μ律壓擴。對于彩色電視信號則有兩種基本編碼方式：一種是對每個彩色成份進行編碼，即所謂分離編碼方式；另一種是像NTSC制式那樣，對由幾種彩色重疊而形成的復合彩色信號直接進行編碼，即所謂直接編碼方式。若考慮到模擬信道混合使用的現(xiàn)狀，采用直接編碼方式更適宜，而且設備組成也比較簡單。目前國際上已有了很多高效的圖像編碼技術和標準，如MPEG-2，MPEG-4，H.264等。對于PAL制式的彩電信號，利用MPEG-2標準，壓縮編碼后的速率約為4.42Mb/s；高清電視（HDTV）利用MPEG-4AVC可壓縮至7Mb/s。

②對于變化較小的會議電視信號來說，一般編碼速率傾向于采用1.5～2.0Mb/s。對這種信號的編碼方式，多采用幀間和幀內預測相結合的方法。

2信道編碼技術

衛(wèi)星通信系統(tǒng)常用于遠距離傳送數(shù)據(jù)，由于衰減、噪聲和干擾等的影響，信號在傳輸過程中將產(chǎn)生畸變。如果要保證通信質量，就需要增大信噪比（Eb/n0，每比特能量與噪聲密度之比）。但是，一般的衛(wèi)星通信都是功率受限的且有延時的。對于要求越來越高的衛(wèi)星通信系統(tǒng)，高的傳信率和低的誤碼率就成為了衡量系統(tǒng)好壞的一個標準。因此必須使用相應的信道編碼進行檢錯和糾錯。

信道編碼的目的是提高信號傳輸?shù)目煽啃裕浞椒ㄊ窃黾佣嘤啾忍?，以發(fā)現(xiàn)或糾正錯誤。與未編碼相比，編碼的結果是改善了誤碼性能，這種改善可用編碼增益來描述。若單位時間內傳輸?shù)男畔⒘亢愣?，增加的冗余碼元反映為帶寬的增加；在同樣的誤比特率要求下，帶寬增加可以換取信噪比Eb/n0值的減小。因此，把在給定誤比特率下，未編碼與編碼傳輸?shù)男旁氡菶b/n0之差稱為編碼增益（單位為dB）。在數(shù)字衛(wèi)星通信中主要采用分組碼和卷積碼進行編碼，在給定誤比特率Pe＝10-5時，采用分組碼的編碼增益為3～5dB，采用卷積碼、Viterbi譯碼的編碼增益為4～5.5dB，而采用RS分組碼和卷積碼、Viterbi譯碼的級聯(lián)碼的編碼增益為6.5～7.5dB，等。

（1）線性分組碼

分組碼是將信源送出的二進制數(shù)字序列分成若干段，每一段由k個信息碼元組成，然后在k個信息碼元后面加上r＝N－k個監(jiān)督碼元構成一個碼組，r個監(jiān)督碼完全由該碼組k個信息碼元決定，即監(jiān)督碼元僅與本組信息碼元有關，而與其它碼元無關。各個碼組各自獨立進行監(jiān)督，因此，這類碼稱為分組碼，或稱這種碼為一個（N，k）分組碼。而線性分組碼是指其分碼組的監(jiān)督位與信息位之間呈線性關系，即用一組線性方程來描述。這樣得到的r個線性關系式，稱為一致監(jiān)督關系，或一致監(jiān)督方程組。例如，構成一個（7，4）分組碼，其中4個信息碼元為a6、a5、a4、a3，3個監(jiān)督碼元為c2、c1、c0，它們的一致監(jiān)督關系為：移項后為：寫成矩陣形式為：H被稱之為一致監(jiān)督矩陣。其中，

接收端進行糾（檢）錯譯碼方法是這樣的：根據(jù)上式規(guī)定的關系作以下運算：

若接收的碼組沒有錯誤，則上式si＝0(i＝1,2,3)；若碼組中發(fā)生單個錯誤，則si中相應的某幾個就不為零，接收端根據(jù)si的不同值便可唯一地確定這個錯誤的位置，計算結果見表2-1所示。在實際通信中常常會遇到突發(fā)性干擾，會出現(xiàn)成串或成片的多個錯誤，這就需要一種具有糾正突發(fā)性錯誤的糾錯技術，交織技術就是這樣一種技術，其基本原理是改變比特的順序，將突發(fā)差錯碼分散到幾個碼字中，而不是集中在一個碼字中。表2-1校正子與錯碼位置s1s2s3錯誤位置000無誤001c0010c1100c2011a3110a4111a5101a6

（2）循環(huán)碼又稱循環(huán)冗余校驗碼(CRC,CyclicRedundancyCheck)，它是線性分組碼的一個重要分支。由于循環(huán)碼具有碼的代數(shù)結構清晰、性能較好、編譯碼簡單和易于實現(xiàn)的特點，因此得到廣泛應用，它不僅可以用于糾正獨立的隨機錯誤，而且也可以用于糾正突發(fā)錯誤。下面主要介紹BCH碼、格雷碼和RS碼。

①BCH碼：是具有糾正多個隨機差錯功能的循環(huán)碼，它是循環(huán)碼的一個重要子類。這種碼是建立在現(xiàn)代代數(shù)理論基礎之上的，數(shù)學結構嚴謹，在譯碼同步等方面有許多獨特的優(yōu)點，故在數(shù)字微波以及數(shù)字衛(wèi)星傳輸設備中常使用這種能糾正多重錯誤的BCH碼來降低傳輸誤碼率。

BCH碼可分為兩類，一類是原本BCH碼，另一類是非原本BCH碼。原本BCH碼的特點是碼長為2m-1(m為正整數(shù))，其生成多項式是由若干最高次數(shù)為m的因式相乘構成的，且具有如下形式：其中，t為糾錯個數(shù)，mi(t)為最小多項式，LCM代表最小公倍式。具有上述特點的循環(huán)碼就是BCH碼，其最小碼距d≥2t+1（在一種編碼中，任意兩個許用碼組之間的對應位上所具有的最小不同二進制碼元數(shù)，稱為最小碼距）。由此可見，一個(2m－1，k)循環(huán)碼的2m－1－k階生成多項式必定是由x2m-1+1的全部或部分因式組成。而非原本BCH碼的生成多項式中卻不包含這種原本多項式，并且碼長n是2m－1的一個因子，即2m－1一定是碼長n的倍數(shù)。

(2-5)

下面以碼長為15的BCH碼為例來進行說明。可見此時m＝4(24－1＝15)，即表示最高次數(shù)為4。由xn+1的因式分解可知：其中，m7(x)是m1(x)的反多項式（若有限域上的m次多項式為，則稱為的反多項式）。對于(15,5)BCH碼的生成多項式為：

可見它能糾正3（由2t－1＝5得到）個隨機差錯。

②格雷碼和RS碼通常使用的二進制自然碼排序為00，01，10，11，當用4PSK方式調制時，若以自然碼排列，“00”與“11”將被調制到相鄰相位，解調時若有誤判就會產(chǎn)生兩個比特誤碼。而格雷碼則為00，01，1l，10，顯然不允許出現(xiàn)11與00、10與01相鄰的局面，因此每次誤判時最多出現(xiàn)1位誤碼(因為被調制到相鄰相位的碼元只有1比特不同)，這就是在QPSK系統(tǒng)中其輸入序列選擇格雷碼的原因。以上是從編碼角度分析的。如果從糾錯編碼的角度來分析，(23，12)也是一個格雷碼，該碼的碼距為7，能夠糾正3個隨機性差錯。實際上它是一個特殊的非原本BCH碼。盡管存在多種糾正3個隨機性差錯的碼，但格雷碼的每個信息位所要求的監(jiān)督碼元數(shù)最少，因此其監(jiān)督位得到最充分的利用。前面所介紹的BCH碼都是二進制的，即BCH碼的每一個碼元（元素）的取值為0或1。如果BCH中的每一個元素用多進制表示的話，例如2m進制，那么BCH中的每個元素就可以用一個m位的二進制碼組表示，我們稱這種多進制的BCH碼為RS碼。例如對于其信息位為10011的(15，5)BCH碼序列是100110111000010。如果進行RS編碼，取m=2，即每—位將用一個2位的二進制碼表示（若用01代表“0”碼，用10代表“1”碼），那么輸出的RS碼就是100101101001101010010101011001?？梢姡斠?比特為一組計算，一旦出現(xiàn)00或11時或不符合循環(huán)碼的循環(huán)關系時，則可以斷定，該序列出現(xiàn)差錯。因此，RS碼是一個具有很強糾錯能力的多進制碼。

一個糾t個符號錯誤的(n，k)RS碼的參數(shù)如下：碼長n=2m-1符號或m(2m-1)比特信息段k符號或km比特監(jiān)督段n-k=2t符號或m(n-k)比特最小碼距d=2t+1符號或m(2t+1)比特RS碼特別適合于糾正突發(fā)性錯誤，它可以糾正的差錯長度（第1位誤碼與最后1位誤碼之間的比特序列）：總長度為b1=(t-1)m+1比特的1個突發(fā)差錯；總長度為b2=(t-3)m+3比特的2個突發(fā)差錯；

……總長度為bi=(t-2i+1)m+2i-1比特的i個突發(fā)差錯。（3）卷積碼卷積碼是一種非分組碼，它與分組碼的主要差別是，在分組碼中，任何一段規(guī)定的時間內編碼器產(chǎn)生的一個N個碼元的碼組，僅取決于這段時間中的k位輸入碼元，碼組中的監(jiān)督位只監(jiān)督本碼組的k個信息位。而卷積碼不同，編碼器在任何一段時間內產(chǎn)生的n個碼元，不僅取決于這段時間中的k個信息位，而且還取決于前(N－1)段規(guī)定時間內的信息位。此時，監(jiān)督碼位監(jiān)督著這N段時間內的信息位。編碼中互相關聯(lián)的碼元個數(shù)為nN個。

卷積碼的糾錯性能隨N的增加而增大，而差錯率隨N的增加而指數(shù)下降。在編碼器復雜性相同的情況下，卷積碼的性能優(yōu)于分組碼。但卷積碼沒有分組碼那樣嚴密的數(shù)學分析手段，目前大多是通過計算機進行好碼的搜索。卷積碼既可以糾正隨機差錯，又可以糾正突發(fā)錯誤或這兩種錯誤的組合，其編碼實現(xiàn)簡單，但譯碼比編碼困難。其譯碼方法主要有代數(shù)譯碼和概率譯碼。代數(shù)譯碼是根據(jù)卷積碼本身編碼結構進行譯碼，譯碼時不考慮信道的統(tǒng)計特性，屬于硬判決譯碼；概率譯碼是基于信道的統(tǒng)計特性和卷積碼的特點進行譯碼的，屬于軟判決譯碼，典型的算法有Viterbi譯碼、序列譯碼等。具體譯碼方法在此不再贅述。盡管卷積碼不如分組碼在理論上研究透徹，分析起來比分組碼更為麻煩，但在許多應用場合它與分組碼的性能是不分上下的。卷積碼的優(yōu)點是：譯碼延時較小、需較少的存儲硬件以及同步丟失不像長分組碼的系統(tǒng)那樣嚴重。

（4）Turbo碼

糾正隨機差錯的碼與糾正突發(fā)差錯的碼相結合，這種處理方式叫做級聯(lián)。1993年C.Berrou等人在吸取傳統(tǒng)級聯(lián)碼的基礎上，基于并行級聯(lián)的思路提出了Turbo碼，從而大大提高了編碼效率，同時使該碼的糾錯能力極其接近Shannon定理所規(guī)定的極限能力，因而很快得到了廣泛關注。

Turbo譯碼器也存在譯碼復雜度大、譯碼延時長等缺點。

（5）LDPC碼

LDPC（LowDensityParityCheck）碼，即低密度奇偶校驗碼，是一種線性分組碼，它通過一個生成矩陣G將信息序列映射成發(fā)送序列（即碼字序列）。對于生成矩陣G，完全等效的存在一個奇偶校驗矩陣H，使所有的碼字序列V構成了H的零空間，即HVT=0。其中，H是一個稀疏矩陣，相對于行與列的長度（N,M），校驗矩陣每行、列中非零元素（即行重、列重）的數(shù)目非常?。吹兔芏龋?。

LDPC碼具有很多優(yōu)點：具有較低的差錯平層特性，可實現(xiàn)完全的并行操作，譯碼復雜度低于Turbo碼，適合硬件實現(xiàn)，吞吐量（即單位時間內進入和送出的數(shù)據(jù)總量）大，具有高速譯碼的潛力。因此，LDPC碼很有可能取代Turbo碼而成為B3G（Beyond3Generation）首選編碼方法。但當編碼長度較短時，LDPC碼的表現(xiàn)并不盡如人意，這時候就應該選擇其他糾錯編碼。因此，IEEE802.16e規(guī)格只將它列為一個選項。

3差錯控制方式衛(wèi)星通信信道上既有加性干擾也有乘性干擾。加性干擾由白噪聲引起；乘性噪聲由衰落引起。白噪聲將導致傳輸信號發(fā)生隨機錯；而衰落則將導致傳輸信號發(fā)生突發(fā)錯。因此在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中，對傳輸信號必須進行差錯控制。所謂差錯控制，就是包括信道編碼在內的一切糾正錯誤手段。常用的差錯控制方式有三種：自動重發(fā)請求（ARQ）、前向糾錯（FEC）和混合糾錯（HEC）。

（1）自動重發(fā)請求（ARQ）：收端能發(fā)現(xiàn)錯碼，但不能確定錯碼的位置；如果有錯，則通過反向信道通知發(fā)送端重發(fā)，直到收端認為傳輸無錯為止。因此ARQ包括檢錯和重發(fā)，由于對地靜止衛(wèi)星的雙向傳輸延遲比較長，大約有0.5s以上，所以ARQ適合于對實時性要求不高的業(yè)務。實現(xiàn)ARQ的編碼方式有奇偶監(jiān)督碼、行列奇偶監(jiān)督碼、恒比碼和BCH碼等。

ARQ的優(yōu)點是：①有很低的未檢出差錯概率（<<10－10）；②在任何信道都有效；③編譯碼器簡單。ARQ的缺點是：①需要反向信道；②可能存在可變的譯碼延時；③數(shù)據(jù)源必須可控，并且需用緩沖寄存器。（2）前向糾錯（FEC）：收端能發(fā)現(xiàn)錯碼，并能糾正錯碼。實現(xiàn)FEC的編碼方式有線性分組碼、卷積碼和Turbo碼等。FEC的優(yōu)點是：①不需要反向信道。這特別適合于只能提供單向信道的場合，例如數(shù)據(jù)廣播，而對于衛(wèi)星通信，設置反向信道可能是耗費較高的措施。②能獲得恒定的信息流通量。信息流通量是指傳輸?shù)男畔⒈忍財?shù)與總的發(fā)射比特數(shù)之比，在FEC中，它恒等于信息源提供的數(shù)據(jù)速率與傳輸速率之比（即編碼效率r）。③當譯碼器運算具有恒定的譯碼延時時，能獲得總的恒定時延。這對于衛(wèi)星接力線路中的終端設備從比特流中導出定時和同步信號是很重要的。

FEC的缺點是：①編譯碼器復雜。在需要高可靠性數(shù)據(jù)時，選擇合適的糾錯編碼和譯碼算法可能是一件比較困難的事情，因為大部分信道都同時呈現(xiàn)獨立（隨機）差錯和突發(fā)差錯。②使用糾錯能力強的編碼時，信息吞吐量會大大減少。為此，必須考慮碼率的設計或自適應可變碼率等問題。③信道傳輸條件的任何惡化，對接收數(shù)據(jù)的準確性都會產(chǎn)生很大影響。還有一個重要問題是FEC差錯控制系統(tǒng)的費用與編碼效率有關。一般來說，編碼的冗余度越高，則編碼效率越低，編碼器和譯碼器的費用高。而且，編碼的約束長度或分組長度越長，譯碼器存儲的數(shù)量和譯碼時延也越大。（3）混合糾錯（HEC）：它是FEC和ARQ的結合。收端經(jīng)糾錯譯碼后檢測無錯碼，則不再要求發(fā)端重發(fā)；若仍有誤碼，則通過反向信道要求發(fā)端重發(fā)。以上三種差錯控制方式各有特點，可以根據(jù)實際情況合理選擇。

2.1.2調制技術

所謂調制就是信號的變換，即在發(fā)送端將傳輸?shù)男盘枺M或數(shù)字）變換成適合信道傳輸?shù)母哳l信號；而解調是調制的逆過程，即在接收端將已調信號還原成原始信號。調制方式分為模擬調制和數(shù)字調制兩種。目前，衛(wèi)星通信系統(tǒng)中普遍應用數(shù)字調制，主要有幅移鍵控（ASK）、相移鍵控（PSK）和頻移鍵控（FSK）三種基本方式。衛(wèi)星通信對于數(shù)字調制有如下要求：①不主張采用ASK技術（抗干擾性差，誤碼率高）；②選擇盡可能少的占用射頻頻帶，而又能高效利用有限頻帶資源，抗衰落和干擾性能強的調制技術；③采用的調制信號的旁瓣應較小，以減少相鄰通道之間的干擾。為適應以上要求，在衛(wèi)星系統(tǒng)中所使用的調制方式是PSK、FSK和以此為基礎的其它調制方式。從功率有效角度來看，常用的有四相相移鍵控（QPSK）、偏置四相相移鍵控(OQPSK)、π/4-差分四相相移鍵控(π/4-

DQPSK)、最小移頻鍵控(MSK)和高斯濾波的最小移頻鍵控(GMSK)；從頻譜有效角度來看，常用的有多進制相移鍵控(MPSK)和多進制正交振幅調制(MQAM)。此外，還有格型編碼調制(TCM)、多載波調制(MCM)等新技術也正在衛(wèi)星系統(tǒng)中得到應用。

1.QPSK調制和OQPSK調制

相移鍵控（PSK）是用數(shù)字基帶信號對載波相位的控制來傳遞數(shù)字信息。在模擬通信中，相位調制和頻率調制相近。而在數(shù)字通信中，相位調制則和振幅調制相近?？梢宰C明：一個碼元等概率的二相相移鍵控信號，實際上相當于一個抑制載波的雙邊帶調幅信號。

2PSK（或BPSK）與QPSK、8PSK等MPSK相比，其相位模糊度低，便于解調，至今在很多場合下仍廣泛使用，但其頻譜利用率低；而MPSK具有比2PSK高的頻譜利用率，由于Modem技術水平的提高，MPSK得以實際應用，從而獲得高的頻譜利用率。這里先介紹一下2PSK的調制解調原理。

設輸入比特流為則2PSK的信號形式為：還可以表示為：即當輸入為“+1”時，對應的信號附加相位為“0”；當輸入為“－1”時，對應的信號附加相位為π。。

(2-7)

(2-6)

2PSK調制可以采用相乘器，也可以選擇相位選擇器來實現(xiàn)，如圖2-8所示。

2PSK解調一般采用相干解調，如圖2-9(a)所示。在解調中由于載波恢復電路會引起的相位模糊，即出現(xiàn)“倒π現(xiàn)象”，因此常采用差分PSK（DPSK）方式。2DPSK調制是先經(jīng)過差分編碼然后再進行2PSK的調制；2DPSK的解調方式有相干解調和差分相干解調，其相干解調是先經(jīng)過2PSK相干解調然后再進行差分譯碼，而其差分相干解調如圖2-9(b)所示。

而QPSK和OQPSK的產(chǎn)生原理如圖2-10所示。QPSK的產(chǎn)生器的輸出為：＝

(2-9)

傳統(tǒng)QPSK有很大的不足，QPSK信號在其碼元交替處的載波相位往往是突變的。當相鄰的兩個碼元同時轉換時，會出現(xiàn)±180°的相位跳變。為此可以采用OQPSK，如圖2-10(b)所示。OQPSK與QPSK類似，不同之處是在正交支路引入了一個比特（半個碼元）的時延，這使得兩個支路的數(shù)據(jù)不會同時發(fā)生變化，因而不可能像QPSK那樣產(chǎn)生±180°的相位跳變，而僅能產(chǎn)生±90°的相位跳變，如圖2-11(b)所示。因此，OQPSK頻譜旁瓣要低于QPSK信號的旁瓣。

QPSK和OQPSK調制與2PSK調制相同，均可采用相干解調。

2.π/4-DQPSK調制

π/4-DQPSK調制是對QPSK信號的特性進行改進的一種調制方式，改進之一是將QPSK的最大相位跳變±π，降為±3π/4

，從而改善了π/4-DQPSK的頻譜特性。改進二是解調方式，QPSK只能用相干解調，而π/4-DQPSK既可以用相干解調也可以采用非相干解調。

π/4-DQPSK調制器的原理圖如圖2-12所示，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)串/并變換之后得到同相支路I和正交支路Q的兩種非歸零脈沖序列SI和SQ。通過差分相位編碼，使得在時間內，I支路的信號Uk和Q支路的信號Vk發(fā)生相應的變化，再分別進行正交調制之后合成為π/4-DQPSK信號。圖2-14是中頻差分解調的原理圖。

3.MSK調制和GMSK調制①MSK調制由于OQPSK調制方式消除了180°的載波相位變化，使它在功率和頻帶利用方面都優(yōu)越于QPSK。但是它并沒有從根本上消除碼元間存在的載波相位跳變。所以對頻帶的利用仍不夠理想。后來發(fā)展了一種相位連續(xù)的頻移鍵控（CPFSK）方式，對于緩和碼間相位跳變，降低頻帶要求是十分有利的。

最小移頻鍵控（MSK）就是CPFSK的一種特殊形式，其頻差是滿足兩個頻率相互正交（即相關函數(shù)等于0）的最小頻差，并要求其信號的相位連續(xù)，頻差Δf＝f2－f1＝1/(2Tb)（這里Tb為碼元寬度），調制指數(shù)或頻移指數(shù)為：＝0.5，即頻移等于碼元速率的1/4。MSK的信號表達式為：

式中，是為了保證時相位連續(xù)而加入的相位常量，取值為±1的NRZ信號?？赏频茫?/p>

(2-18)

(2-21)

MSK的相位軌跡如圖2-15所示。各種可能的輸入序列所對應的所有可能的路徑如圖2-16所示。

MSK信號的正交調制與正交解調如圖2-17所示。

由此可見，MSK的優(yōu)點主要有兩點：第一是徹底消除了相位跳變；第二是實現(xiàn)自同步比較簡單。

②GMSK調制盡管MSK信號已具有較好的頻譜和誤比特率性能，但仍不能滿足一定的應用要求，比如移動衛(wèi)星通信中要求信號的功率譜在相鄰頻道取值（即鄰道輻射）低于主瓣峰值60dB。這就要求在保持MSK基本特性的基礎上，對MSK的帶外頻譜特性進行改進，使其衰減速度加快。為了有效抑制MSK信號外的輻射并保證經(jīng)過預調制濾波后的已調信號能采用簡單的MSK相干解調方法，預調制濾波器必須具備三個特點：第一，帶寬窄并陡峭截止，以抑制高頻分量；第二，沖擊相應的過沖較小，以防止過大的瞬時頻偏；第三，濾波器輸出脈沖的面積是一個常量，該常量對應的一個比特內的載波相移為/2，以保證調制指數(shù)為0.5。由于高斯低通濾波器具備這些特性，因此高斯濾波最小移頻鍵控(GMSK)就是通過在MSK調制器前加入高斯低通濾波器而產(chǎn)生的，如圖2-18所示。其調制原理就是先對非歸零矩形波基帶信號進行預濾波,然后再進行MSK調制。經(jīng)GMSK調制后的信號表達式為：

(2-23)

GMSK的相位軌跡如圖2-19所示。從圖2-19中還可以看出，GMSK是通過引入可控的碼間干擾（即部分響應波形）來達到平滑相位路徑的目的，它消除了MSK相位路徑在碼元轉換時刻的相位轉折點。其信號在一碼元周期內的相位增量，不像MSK那樣固定為，而是隨著輸入序列的不同而不同。GMSK信號解調可以采用與MSK一樣的正交相干解調電路。③功率有效調制信號的頻譜特性和誤碼性能

圖2-20給出了MSK、GMSK和QPSK的等效基帶功率譜密度曲線。

MSK與DQPSK的性能一樣，達到與2PSK一樣的抗干擾性能，這是因為MSK加了相位約束條件，實際是一種相位編碼。通過連續(xù)相位調制和相位編碼的結合達到改善頻譜效率和抗干擾性能。此外，若采用非相干解調時，它們的抗噪聲性能均劣于相干解調。4.QAM調制上面討論的QPSK和MSK等調制方式，其實際系統(tǒng)的頻譜利用率都小于2(b/s)/Hz。由于大部分運行的衛(wèi)星系統(tǒng)是功率受限的系統(tǒng)，也就是說，可能提供的每比特能量與噪聲密度之比（Eb/n0）不足以使那些頻譜效率大于2(b/s)/Hz的調制解調器良好工作。因為這些調制解調器要求有較高的Eb/n0值。由于無線頻譜日趨擁擠，加之數(shù)字衛(wèi)星通信的廣泛應用，從而迫切要求改進頻譜利用技術。正交振幅調制（QAM）是二進制的PSK、四進制的QPSK調制的進一步推廣，它是通過相位和振幅的聯(lián)合控制，可以得到更高頻譜效率的一種調制方式，可以在限定的頻帶內傳輸更高速率的數(shù)據(jù)。

QAM的一般形式為：上式由兩個相互正交的載波構成，每個載波被一組離散的振幅{Am}、{Bm}所調制，故稱這種調制方式為正交振幅調制。式中Ts為碼元寬度，m＝1,2,…,M，這里M為Am和Bm的電平數(shù)。

QAM中的振幅Am和Bm可以表示成：式中，A是固定的振幅，(dm，em)由輸入數(shù)據(jù)確定。(dm，em)決定了已調QAM信號在信號空間中的坐標點。

(2-28)

QAM的調制和相干解調框圖如圖2-21所示。在調制端，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)過串并變換后分為兩路，分別經(jīng)過2電平到L電平的變換，形成Am和Bm。為了抑制已調信號的帶外輻射，Am和Bm還要經(jīng)過預調制低通濾波器，才分別與相互正交的各路載波相乘。最后將兩路信號相加就可以得到已調輸出信號y(t)。

在接收端，輸人信號與本地恢復的兩個正交載波信號相乘以后，經(jīng)過低通濾波器、多電平判決、L電平到2電平變換，再經(jīng)過并串變換就得到輸出數(shù)據(jù)。對QAM調制而言，如何設計QAM信號的結構不僅影響到已調信號的功率譜特性，而且影響已調信號的解調及其性能。常用的設計準則是在信號功率相同的條件下，選擇信號空間中信號點之間距離最大的信號結構,當然還要考慮解調的復雜性。作為例子，圖2-22是在限定信號點數(shù)目M＝8，要求這些信號點僅取兩種振幅值，且信號點之間的最小距離為2A的條件下，得到的幾種信號空間結構。在所有信號點等概出現(xiàn)的情況下，平均發(fā)射信號功率為：

(2-29)

圖2-22中(a)～(d)的平均功率分別為6A2、6A2、6.83A2和4.73A2。因此，在相等信號功率條件下，圖2-22(d)中的最小信號距離最大，其次為圖2-22(a)和(b)，圖2-22(c)中的最小信號距離最小。為了改善方型QAM的接收性能,還可以采用星型的QAM星座,如圖2-25所示。將方型16QAM和星型16QAM進行比較,可以發(fā)現(xiàn),星型QAM的振幅環(huán)由方型的3個減少為2個,相位由12種減少為8種,這將有利于接收端的自動增益控制和載波相位跟蹤。5.格型編碼調制（TCM）

在傳統(tǒng)上，數(shù)字調制與糾錯編碼是獨立設計的。糾錯編碼需要冗余度，而編碼增益依靠降低信息傳輸效率來獲得。在限帶信道中，則可通過加大調制信號來為糾錯編碼提供所需的冗余度，以避免信息傳輸速率因糾錯編碼的加入而降低。但若調制和編碼仍按傳統(tǒng)的相互獨立的方法設計，則不能得到滿意的結果。為此可以將數(shù)字調制與糾錯編碼相結合形成調制編碼技術，這樣可以兼顧有效性和可靠性。格型編碼調制（TCM，TrellisCodedModulation）正是根據(jù)這一思路提出的一種調制編碼技術，它打破了調制與編碼的界限，利用信號空間狀態(tài)的冗余度實現(xiàn)糾錯編碼，以實現(xiàn)信息的高速率、高性能的傳輸。下面以一個簡單的例子來說明TCM技術的基本概念及具體實現(xiàn)，在QAM方式中如傳輸數(shù)據(jù)的速率為14.4kb/s的數(shù)據(jù)信號，則在發(fā)送端需將串行數(shù)據(jù)的每6bit分為一組，即6bit碼元組，這6bit碼元組的碼速率，即調制速率為2400波特。顯然，這6bit碼元組合成星座點數(shù)是26=64個，這時的信號點間隔，即判決區(qū)間將變得很小。在這種情況下，由于傳輸干擾的影響，一個星座點將會很容易變?yōu)橄噜彽牧硪粋€星座點而錯碼。為了減少這種誤碼的可能性，TCM采用了一種編碼器。該編碼器是二進制卷積碼編碼器，這編碼器就設置于調制器中，設置位置如圖2-26所示。

從圖中可以看出，在調制器中的串/并變換輸出的6bit中取2bit輸入卷積碼編碼器，經(jīng)編碼器編碼，加入冗余度后輸出變?yōu)?bit，這3bit與原來的4bit組成7bit碼元。這7bit碼元的組合共有128種狀態(tài)，但通過信號點形成器時，只選擇其中的一部分信號點用作信號傳輸。這里的信號點的選擇有兩點考慮：一是用歐氏距離替代漢明距離（碼組中的最小碼距）選擇最佳信號星座，使所選擇的碼字集合具有最大的自由距離；二是后面所選的信號點與前面所選的信號點有一定的規(guī)則關系，即相繼的信號的選定引人某種依賴性，因而只有某些信號序列才是允許出現(xiàn)的，而這些允許的信號序列可以采用網(wǎng)格圖來描述，因而稱為網(wǎng)格編碼調制。

正是由于這種前后信號點的選擇具有一定的規(guī)則關系，在解調時不只檢測本信號的參數(shù)，還要觀測其前面信號所經(jīng)歷的路由，判決時不只簡單判決該信號點，還必須符合某確定路由時，才能確定該點是所求的信號點。如果傳輸過程受到干擾，并引起信號點位移，接收機將比較所有與觀測點有關的那些點，并選擇最靠近觀測點的路由所確定的最終信號點為所求的信號點，從而恢復出原數(shù)據(jù)信息碼。這種解調方式稱為軟判決Viterbi譯碼解調。

這種采用卷積編碼的網(wǎng)格編碼調制和采用軟判決Viterbi譯碼技術的解調可獲得3dB～6dB的信噪比增益。TCM技術已使話帶調制解調器的傳信速率達14.4kb/s、28.8kb/s和33.6kb/s，已接近Shannon定理所規(guī)定的信道容量極限。值得一提的是，TCM及其改進形式（如多路TCM）都是編碼調制的一種類型，而另一種類型是分組編碼調制（BCM，BlockCodedModulation）及其改進形式（如多路BCM），即用分組編碼代替TCM中的卷積編碼。其譯碼算法比較簡單，且延時短；其編碼增益與分組碼的結構有關。此外，BCM的編碼也可以采用網(wǎng)格圖方式來實現(xiàn)，此時則應采用Viterbi譯碼算法。2.2信號處理技術如何提高衛(wèi)星系統(tǒng)通信容量和傳輸性能，這是人們普遍關注的重要問題。由于大規(guī)模集成電路的迅速發(fā)展，使得信號處理技術在衛(wèi)星通信領域取得巨大的進展。目前，數(shù)字話音內插(DSI)、回波控制和語音編碼已成為衛(wèi)星通信中的三大最基本的信號處理技術，因為采用了數(shù)字話音內插（DSI）技術已可使傳輸效率提高一倍以上，在具有長延時的衛(wèi)星線路中采用回控制技術可以削弱或抵消回波的影響，采用語音編碼技術可以以更低的傳輸速率(≤16kb/s)傳輸語音。本節(jié)將對其基本概念和原理分別作簡單的介紹。2.2.1數(shù)字話音內插由于在兩個人通過線路進行雙工通話時，總是一方講話，而另一方在聽，因而只有一個方向的話路中有話音信號，而相反方向的話路則處于空閑狀態(tài)，且講話人還有講話中斷的時間。所以即使在一個方向的話路中，也只有一部分時間存在話音信號。據(jù)統(tǒng)計一個單向話路實際傳送話音的平均時間百分比，即平均話音激活率通常只有40%左右。這就是說，給通話者所分配的話路，在任一時刻，既可能有話音信號，也可能處于空閑狀態(tài)。如果設法僅僅在有話音的時間內給通話者分配話路，而在空閑時間將話路分配給另外的用戶，這就是所謂的“話音內插”。特別是在話音信號數(shù)字化以后，完成這種操作是很容易的。當然，只有當話路數(shù)相當多的系統(tǒng)，這種及時的線路調配才更有意義。

數(shù)字話音內插（DSI）技術包括時分話音內插（TASI）和話音預測編碼（SPEC）兩種方式。時分話音內插（TASI）是利用呼叫之間的間隙，聽話而未說話以及說話停頓的空閑時間，把空閑的通路暫時分配給其他的用戶，以此來提高通道的利用率，提高系統(tǒng)的通信容量。而話音預測編碼（SPEC）是當某一時刻的樣值與前一個時刻樣值的PCM編碼有不可預測的明顯差異時，才發(fā)送此時刻的碼組，否則不進行發(fā)送，這樣便減少了需要傳送的碼組數(shù)量，以便有更多通道可供其他用戶使用，以此提高系統(tǒng)的通信容量。1.時分話音內插技術（1）TASI系統(tǒng)結構數(shù)字式TASI系統(tǒng)的結構原理如圖2-27所示，其中包括話音檢測器、話音存儲器、分配狀態(tài)寄存器、分配信號產(chǎn)生器和延遲電路。這些部件完成的功能是：輸入的n路話音經(jīng)PCM編碼后構成時分復用信號，在一幀內，n個話路經(jīng)話音存儲器與TDM格式的m個輸出話路連接。發(fā)送端的話音檢測器用來依次檢測各話路是否“工作”，即有無話音信號。當檢測到的電平高于門限電平時判決為有話音，否則判斷為無話音。分配狀態(tài)寄存器存有任一瞬間的輸入話路與輸出話路的連接狀態(tài)及各輸入話路的工作狀態(tài)。分配信號產(chǎn)生器用來每隔一幀時間在分配話路時隙內，發(fā)出一個分配信號以傳遞話路間連接狀態(tài)的信息，以便使收端根據(jù)這一信息恢復數(shù)字話音信號。由于話音檢測及話路分配需要一定時間，并且新的連接信息應在該組信碼存入話音存儲器之前送入分配狀態(tài)寄存器，故在話音存儲器輸入端接了延遲電路，其延遲時間大約為16ms。

（2）數(shù)字TASI的工作過程在發(fā)送端，話音檢測器依次對各輸入話路的工作狀態(tài)加以識別，判斷它們是否有話音信號通過。當話路中有話音信號通過時，立即通知分配處理機，并由其分配狀態(tài)寄存器在“記錄”中進行搜尋。如果需要為其分配一條輸出通道，則立即為其尋找一條空閑的輸出通道。當尋找到這樣一條輸出通道時，分配處理機就發(fā)出指令，把經(jīng)延遲電路時延后的該通道信碼存儲到話音存儲器內相對應的需與之相連接的輸出通道單元中，并在分配給該輸出通道的時間位置“讀出”該信碼，同時將輸入通道和與之相連的輸出通道的一切新連接信息通知分配狀態(tài)寄存器和分配信號產(chǎn)生器。如果此話路一直處于講話狀態(tài)，則直至通話完畢時，才再次改變分配狀態(tài)寄存器的記錄。在接收端，當數(shù)字TASI接收設備收到擴展后的信碼時，分配處理機則根據(jù)收到的分配信號更新收端分配狀態(tài)寄存器的“分配表”，并讓各組話音信碼分別存到收端話音存儲器的有關單元中，再依次在特定的時間位置進行“讀操作”?；謴统龇蟃DM幀格式的原n路信號，供PCM解調器使用。（3）分配信息的發(fā)送分配信息發(fā)送方式有兩種，一種是只發(fā)送最新的連接狀態(tài)信息；另一種是發(fā)送全部連接狀態(tài)信息。目前的衛(wèi)星系統(tǒng)常使用第二種方式。當系統(tǒng)是用發(fā)送全部連接狀態(tài)信息來完成分配信息的傳遞任務時，無論系統(tǒng)的分配信息如何發(fā)生變化，它只負責在一個分配信息周期中實時地傳送所有連接狀態(tài)信息，因此其設備比較簡單。但在分配話路時，如發(fā)生誤碼的話，就很容易出現(xiàn)錯接的現(xiàn)象。相比起來，系統(tǒng)中只發(fā)送最新連接狀態(tài)信息的方式誤碼較小。

2.話音預測編碼圖2-28為SPEC發(fā)端的原理圖。其工作過程如下。（1）在發(fā)送端，話音檢測器依次對輸入的采用TDM復用格式的n個通道編碼碼組進行檢測，當有話音編碼輸入時，則打開傳送門，將此編碼碼組送至中間幀存儲器和零級預測器；否則傳送門仍保持關閉狀態(tài)。延遲電路提供約5ms時延時間，正好與話音檢測所允許的時間相同。（5）在接收端，則根據(jù)所接收到的“分配通道”和“m個輸出通道”的結構，就可恢復出原發(fā)端輸入的n通道的TDM幀結構。

圖2-28SPEC的發(fā)端方框圖

2.2.2回波控制1.回波產(chǎn)生原因回波可以分為電學回波和聲學回波，分別是由于通信網(wǎng)絡中的阻抗不匹配和聲波的耦合及遇物體反射引起的?；夭ǖ拇嬖跁绊懲ㄐ诺馁|量，嚴重時將造成系統(tǒng)無法正常工作。圖2-29所示的是衛(wèi)星通信線路產(chǎn)生回波干擾的原理圖。

2.回波控制措施為了抑制回波干擾的影響，因而在話音線路中接入一定的電路，這樣在不影響話音信號正常傳輸?shù)臈l件下，將回波削弱或者抵消。最早使用的是通過比較收、發(fā)話音電平的話音開關進行回波控制，它是根據(jù)電話用戶在發(fā)話時基本上不收聽，而在對方講話時不發(fā)話的特點設計的。它的基本原理是，在收聽對方的講話時將本地的發(fā)送話音支路斷開，以防止收到的話音信號又經(jīng)混合線圈被發(fā)回對方；在本地發(fā)話時則將接收支路的衰減加大，以便使收到的回波大大削弱。但是，由于采用這種開關形式的抑制器，經(jīng)常在談話開頭或在談話中間產(chǎn)生話音信號被切斷的現(xiàn)象，因而又影響了正常通話的質量。為此，又提出了一種回波抵消器，它的性能要比回波抑制器好很多?；夭ǖ窒鞣譃槟M式和數(shù)字式兩種，它們的基本原理基本上是一樣的，其基本思想是估計回波路徑的特征參數(shù)，產(chǎn)生一個模擬的回波路徑，得出模擬回波信號，再從接收信號中減去該信號，實現(xiàn)回波消除。由于回波路徑通常是未知的和時變的，所以一般采用自適應濾波器來模擬回波路徑。

（1）模擬式回波抵消器圖2-30所示的是一個回波抵消器的原理圖。它用一個橫向濾波器來模擬混合線圈，使其輸出與接收到的話音信號的泄露相抵消，以此防止回波的產(chǎn)生，而且此時對發(fā)送與接收通道并沒有引入任何附加的損耗。（2）數(shù)字式回波抵消器圖2-31所示的是一種數(shù)字式自適應回波抵消器原理方框圖。其工作過程是：首先把從對方用戶送來的話音信號x(t)經(jīng)過A/D變換成數(shù)字信號存儲于信號存儲器中。然后將信號存儲器中的話音信號x(t)與傳輸特性存儲器中存儲的回波支路的脈沖響應h(t)進行卷積積分，從而構成作為抵消用的回波分量，再經(jīng)加法運算從發(fā)話信號中減掉，于是便抵消了發(fā)話中經(jīng)混合線圈來的回波分量z(t)。

2.2.3語音編碼語音編碼本屬于信源編碼，然而在衛(wèi)星通信中，為了降低話音的傳輸速率、提高衛(wèi)星系統(tǒng)通信容量，實際上它又屬于信號處理范疇。語音編碼技術的發(fā)展成果被稱為衛(wèi)星通信中信號處理技術的重要進展之一。語音編碼可分成三大類：一類是波形編碼，其編碼的思想是通過對語音信號的時域或頻域波形進行處理，從而達到壓縮目的，在譯碼端采用相反的過程恢復語音波形，這種編碼的傳輸速率一般在16～64kb/s。另一類是參量編碼，即聲碼器，采用固定的語音產(chǎn)生結構，通過對輸入語音信號進行處理，提取結構參數(shù)，然后將參數(shù)量化傳輸，接收端根據(jù)傳輸?shù)膮?shù)重構語音信號，這種編碼方式能實現(xiàn)的較低傳輸速率語音編碼，典型速率為2.4～16kb/s。第三類是混合編碼，它是近年來出現(xiàn)的一種新的編碼方法，這種方法在保留參數(shù)編碼模型技術精華的基礎上，應用波形編碼準則去優(yōu)化激勵信號，從而在4.8～9.6kb/s的傳輸速率上獲得了較高質量的合成語音。1.語音質量人的語音信號是隨機信號，其能量主要集中在300～3400Hz內，因此現(xiàn)有的語音信道一般只占據(jù)4kHz就足夠了。語音信號的處理包括抽樣、量化、編碼，根據(jù)抽樣定理，8kHz的抽樣序列可以無失真地恢復原始信號。為了評估某種編碼后的數(shù)字語音質量，一般做法是請一組人來試聽，并根據(jù)試聽的主觀效果打分，打分的標準如表2-4所示，然后對所有打分進行統(tǒng)計平均，得到該編碼語音的質量評估

在不同的通信應用環(huán)境下，對語音質量的要求也不同，表2-5說明了語音網(wǎng)絡傳輸?shù)馁|量和通信質量及綜合質量的區(qū)別。

一般而言，數(shù)字語音的傳輸速率越高，話音質量越好。典型的網(wǎng)絡傳輸質量語音所需的語音速率為16kb/s、32kb/s、64kb/s，移動通信系統(tǒng)中由于信道帶寬有限，其語音速率一股限為2.4～13kb/s。

2.波形編碼波形編碼是針對語音波形進行的，這種方法在降低量化每個語音樣本比特數(shù)的同時又保持了相對良好的語音質量。波形編碼包括時域編碼和頻域編碼。（1）時域編碼：主要有PCM、ΔM、ADPCM、ADM、APC等。

線性PCM是進行均勻量化，沒有利用聲音的性質，所以信息沒有得到壓縮。而對數(shù)PCM利用了語音信號幅度的統(tǒng)計特性，對幅度按對數(shù)變換壓縮，將壓縮的結果作線性編碼，在接收端解碼時按指數(shù)擴展，比如傳輸速率為64kb/s的A律和μ律。由于對數(shù)PCM的廣泛應用，而線性PCM可以直接進行二進制運算，所以一般速率低于64kb/s的語音編碼系統(tǒng)多是先進行對數(shù)PCM—線性PCM變換后，再采用信號處理器進行語音信號數(shù)字處理。PCM最大缺點是傳輸速率高，在傳輸時所占頻帶較寬。

DPCM是根據(jù)相鄰采樣值的差值信號進行編碼，其量化器與預測器的參數(shù)能根據(jù)輸入信號的統(tǒng)計特性自適應于最佳或接近于最佳參數(shù)狀態(tài)。ADPCM是語音編碼中復雜程度較低的一種方法。

ΔM是根據(jù)信號的增量進行編碼，即用一位二進制碼序列對模擬信號進行編碼。這種方法簡單，實現(xiàn)容易。但由于量階固定，所以當信號下降時，信噪比(SNR)下降。為此采用自適應技術，讓量階的大小隨輸入信號的統(tǒng)計特性變化而變，這種方法稱為ADM，其編碼器簡易，同步簡單，成本低。連續(xù)可變斜率增量調制(CVSD)就是ADM中的一種，它是讓量階的大小隨音節(jié)時間間隔(5～20ms)中信號平均斜率變化，信號的斜率通過輸出連“0”或連“1”來檢測。這種方法具有較強抗誤碼能力，且擅長處理丟失和被損壞的語音采樣。

此外，自適應預測編碼（APC）是根據(jù)語音的統(tǒng)計特性，由過去的采樣值精確預測出當前樣值的一種編碼方法，它通過自適應預測器來提高預測精度。預測得越精確，編碼后的傳輸速率越低，這種方法可以做到低速率（10kb/s以下），并且音質與電話音質相似。（2）頻域編碼頻域編碼也是一類不基于聲學模型的編碼方法，主要有子帶編碼（SBC）和自適應變換編碼（ATC）。

子帶編碼（SBC）是利用帶通濾波器將語音頻帶分成若干子帶，并且分別進行采樣、編碼，編碼方式可以用ADPCM或ADM，SBC速率可以達到9.6kb/s?？勺僑BC可使子帶的設計不固定，而是隨共振峰變化，使編碼傳輸速率進一步提高，這種方式在速率為4.8kb/s時可具有相當于7.2kb/s的固定SBC的語音質量。

自適應變換編碼（ATC）是先將語音信號在時間上分段，每一段信號一般有64～512個采樣，再將每段時域語音數(shù)據(jù)經(jīng)正交變換轉換到頻域，得到相應的各組頻域系數(shù)，然后分別對每一組系數(shù)的每個分量單獨量化、編碼和傳輸，在接收端解碼得到的每組系數(shù)再進行頻域至時域的反變換，恢復時段信號，最后將各時段連接成語音信號，ATC編碼在速率為12～16kb/s可得到優(yōu)質語音。

3.聲碼器（參量編碼）

人的語音是由發(fā)聲器官的作用產(chǎn)生的，按照語音的生成機構，它分為音源、聲道和輻射三個部分，如圖2-32所示。

大部分語音可分為濁音和清音。濁音是由聲帶振動產(chǎn)生的聲帶音源通過聲道(口腔、鼻腔)，從嘴唇輻射出的聲波。聲帶音源的特點是準周期性脈沖波形，其頻譜是離散的，由基波和諧波組成。諧波每倍頻程衰減12～18dB，且女聲的基音頻率高于男聲。清音是由摩擦音源、爆破音源產(chǎn)生，而聲帶并不振動。清音的音源是一隨機噪聲，其頻譜是連續(xù)的。因此，標志音源的參量是濁音的基音周期和濁音與清音的強度等。因此，可以根據(jù)發(fā)音模型分析并提取語音信號的特征參量，只傳送能夠合成語音信息的參量，不需要再現(xiàn)原語音的波形，這就是聲碼器(參量編碼)方式，其完成的作用就是對語音信號進行分析和合成。采用聲碼器傳輸語音信號可以獲得更低的傳輸速率。典型的聲碼器有譜帶式、共振峰式和按線性預測分析(LPC)所組成的聲碼器等。

（1）譜帶式聲碼器它是早期廣泛應用的聲碼器,在發(fā)端對輸入的語音進行粗略的頻譜分析,到了收端再產(chǎn)生與發(fā)端信號頻譜相匹配的語音信號。如圖2-33所示,在發(fā)端把語音信號加到濾波器組、濁音/清音檢測器和基音檢測器。通過14～20個以上的并聯(lián)帶通濾波器組,把語音信號的頻率范圍(300～3400Hz)分成相鄰的小頻帶或通道,任一個濾波器的輸出都應能反映濾波器的頻帶內功率瞬時變化的包絡。因此整個濾波器組輸出的包絡便近似于語音信號的頻譜包絡。由于這種包絡的變化比語音本身要慢得多,因此它可以用很低的速率(一般為每秒50個樣值)進行采樣。濾波器的輸出經(jīng)全波整流和低通濾波后送至相加器。濁音/清音檢測器用來檢測濁音和清音,基音檢測器則用來檢測基音信號周期。然后對上述各支路輸出進行編碼,最后經(jīng)合路后輸出。（2）線性預測聲碼器（LPC）它是目前應用比較廣泛的一種聲碼器,其原理框圖如圖2-34所示,在發(fā)端包括兩個子系統(tǒng),一個是線性預測器,用來計算線性預測系數(shù),另一個是提取基音和判別濁音/清音的檢測器。將計算得到的預測系數(shù)(通常取10～20ms語音數(shù)據(jù)為一幀,按幀提取)、基音信號和濁音/清音信號均經(jīng)編碼后送至信道進行傳輸,在收端與譜帶式聲碼器一樣,利用基音、濁音/清音參數(shù)控制激勵源,再經(jīng)增益控制和預測系數(shù)控制進行語音合成,最后經(jīng)濾波器輸出語音信號。這種聲碼器的語音質量較高,傳輸速率也較低。比如美國國家安全局于1975年及1986年選定的LPC-10及改進型LP-10e,碼率為2.4kb/s,用10階線性預測的方法提取聲道參數(shù),采用區(qū)分濁音和清音的二元激勵,清音用白噪聲而濁音用周期為基音周期的脈沖序列,這樣還原出來的語音的清晰度、可懂度仍很高。

（3）共振峰式聲碼器它是一種根據(jù)語音模型及其頻譜特點，采用共振峰參數(shù)作為傳送特征參數(shù)的聲碼器。由于聲道的諧振效應，語音的頻譜出現(xiàn)幾個高峰，則稱之為共振峰，其頻率與聲道的形狀及大小有關，當聲道形狀改變時，語音的頻譜也隨之改變，所以聲道的輻射特性可用頻譜包絡特性的參數(shù)（如共振峰頻率）來描述。圖2-35中給出了共振峰式聲碼器的原理框圖，與圖2-34比較，除了用共振峰分析器取代預測參數(shù)分析器以外，其它部分都是類似的，圖2-35中的F1、F2、F3和A1、A2、A3分別表示共振峰頻率和相應的共振峰強度，共振峰合成器實際是由共振峰參數(shù)控制的一組可調濾波器。由于這種聲碼器的參量數(shù)目少，因而傳輸速率低（0.6～1.2kb/s），但它的語音質量較差。4.混合編碼在混合編碼系統(tǒng)中，語音合成的基本模型是由激勵信號來驅動一個全極點濾波器的傳統(tǒng)的LPC模型，其系統(tǒng)參數(shù)由線性預測確定，而激勵源則通過閉環(huán)優(yōu)化來確定。優(yōu)化的過程就是確定一個激勵序列，使得輸入語音和編碼語音之間的感知加權均方誤差最小。因此，這種混合編碼方式的特點就是將波形編碼的優(yōu)點(激勵序列與輸入語音波形的匹配)與參量編碼的優(yōu)點（用參數(shù)表示語音的共振峰和基音結構）結合了起來，從而使語音質量有了明顯的提高。圖2-36為一典型混合編碼的原理框圖。該系統(tǒng)含有1個短時LP合成濾波器（表示語音共振峰的結構）、1個長時LP合成濾波器(表示語音基音的結構)、1個感知加權濾波器(對誤差進行整形,使量化噪聲能被高能量的共振峰所掩蓋)和1個激勵產(chǎn)生器(進行激勵序列的選擇以便使加權均方誤差最小)。由于有3種常用的激勵模型，因而產(chǎn)生了3種混合編碼類型，即多脈沖激勵線性預測編碼(MPLP)、正規(guī)脈沖激勵編碼(RPE)和碼激勵線性預測編碼(CELP)。

在MPLP算法中，采用多個不均勻間隔脈沖組成激勵序列，通過如圖2-36所示的閉環(huán)優(yōu)化系統(tǒng)來確定激勵脈沖的幅度和位置。此算法在10kb/s的低碼率下能產(chǎn)生比較好的語音質量，但對高基音說話者來說，其性能通常會有所下降。英國國際電信（BTI）機構所推出的空中電話系統(tǒng)（Skyphone）就采用了這種編碼算法，其碼率為9.6kb/s。

在RPE算法中，采用間隔均勻的多脈沖組成激勵序列，其閉環(huán)優(yōu)化系統(tǒng)與上述典型情況有所不同。這里先將輸入語音通過逆濾波器變成預測殘差，然后將此殘差由正規(guī)脈沖序列來表示，其脈沖序列的選擇由加權最小均方誤差準則來實現(xiàn)，閉環(huán)系統(tǒng)只設有長時預測器（LTP）。采用此編碼算法的典型系統(tǒng)就是使用全速率GSM泛歐數(shù)字移動通信標準的13kb/s的GSMPRE-LTP編碼器。據(jù)報道，該系統(tǒng)語音質量略優(yōu)于Skyphone

系統(tǒng)，而編碼的復雜度卻低得很多。

在CELP算法中，利用矢量量化的碼本，將激勵序列編碼按圖2-36所示的閉環(huán)系統(tǒng)來選擇最佳碼矢量。常規(guī)的CELP算法采用前向預測方式，編碼器所傳送的信息除激勵碼矢量外，還包括LPC參數(shù)、基音周期、基音預測器抽頭和激勵增益等。實踐表明，CELP編碼器在16kb/s碼率時提供了較高的語音質量，是最具有吸引力的語音壓縮編碼方式之一。2.3多址技術2.3.1多址方式與信道分配1.多址方式的分類

多址技術是指多個地球站通過同一顆衛(wèi)星建立兩址和多址之間的通信技術。其通信聯(lián)接方式稱為多址聯(lián)接，它與多路復用都是信道復用問題，不過多路復用是指一個地球站把送來的多個信號在基帶信道上進行復用，而多址聯(lián)接是指多個地球站發(fā)射的（射頻）信號，在衛(wèi)星轉發(fā)器中進行射頻信道的復用。為了使多個地球站共用一顆通信衛(wèi)星，同時進行多邊通信，則要求各地球站發(fā)射的信號互不干擾。為此，就必須合理地劃分傳輸信息所必須的頻率、時間、波形和空間，并合理地分配給各地球站。按劃分的對象不同，衛(wèi)星通信中應用的基本多址方式有：（1）頻分多址（FDMA）：是一種把衛(wèi)星占用的頻帶按頻率高低劃分給各地面站的多址方式。各地球站在被分配的頻帶內發(fā)射各自的信號。在接收端，則利用帶通濾波器從接收信號中取出與本站有關的信號。（2）時分多址（TDMA）：是一種按規(guī)定時隙分配給各地球站的多址方式。共用衛(wèi)星轉發(fā)器的各地球站使用同一頻率的載波，在規(guī)定的時隙內斷續(xù)地發(fā)射本站信號。在接收端，根據(jù)接收信號的時間位置或包含在信號中的站址識別信號識別發(fā)射該信號的地球站，并取出與本站有關的時隙內的信號。（3）碼分多址（CDMA）：是一種給各地球站分配一個特殊的地址碼（偽隨機碼）的擴頻通信多址方式。網(wǎng)內各地球站可同時共同占用轉發(fā)器中的某一頻帶乃至全部頻帶發(fā)送信號，而沒有發(fā)射時間和頻率上的限制（可以相互重疊）。在接收端，利用與發(fā)射信號相匹配的接收機檢出與發(fā)射地址碼相符合的信號。

（4）空分多址（SDMA）：是一種把衛(wèi)星上的多副窄波束天線指向不同區(qū)域的天線波束分配給對應區(qū)域內的地球站的多址方式。各波束覆蓋區(qū)域內的地球站所發(fā)出的信號在空間上互不重疊，即使各地球站在同一時間使用同一頻率和同一碼型，也不會相互干擾，因而達到了頻率再用的目的。實際上，要給每一個地球站分配一個衛(wèi)星天線波束是很困難的，只能以地區(qū)為單位來劃分空間。所以，SDMA通常都不是獨立使用的，而是與FDMA、TDMA和CDMA等方式結合使用。

2.信道分配技術在信道分配技術中，“信道”一詞的含義，在FDMA中是指各地球站占用的轉發(fā)器頻段；在TDMA中是指各站占用的時隙；在CDMA中是指各站使用的碼型。目前，信道分配方式大致分為預分配、按需分配和隨機分配等方式。（1）預分配方式（PA）預分配是指衛(wèi)星信道預先分配給各個地球站。對于使用過程中不再變動的預分配稱為固定預分配；依據(jù)每日通信量的變化而在不斷改變的預分配則稱為動態(tài)預分配。業(yè)務量大的地球站，分配的信道數(shù)目多；反之則分配的數(shù)目少。預分配方式的優(yōu)點是接續(xù)控制簡單，適用于信道數(shù)目多、業(yè)務量大的干線通信。缺點是不能隨業(yè)務量的變化對信道分配數(shù)目進行調整，以保持動態(tài)的平衡，故信道利用率低。（2）按需分配方式（DA）這種方式是把所有信道歸各站所共有，當某地球站需要與另一地球站通信時，首先向負責對衛(wèi)星轉發(fā)器全部信道進行統(tǒng)籌控制和管理的網(wǎng)絡控制中心站提出申請，通過中心站分配一對空閑信道供其使用。一旦通信結束，這對信道又歸各地球站共用。由于各地球站之間可以互相調劑使用信道，因此按需分配方式的優(yōu)點是可用較少的信道為較多的地球站服務，信道利用率高；其缺點是控制系統(tǒng)較復雜。

（3）隨機分配方式（RA）隨機分配是面向用戶需要而選取信道的方法，通信網(wǎng)中的每個用戶可以隨機地選?。ㄕ加茫┬诺?。由于數(shù)據(jù)通信一般發(fā)送數(shù)據(jù)的時間是隨機的、間斷的，且傳送數(shù)據(jù)的時間一般很短，對于這種“突發(fā)式”的業(yè)務，若仍使用預分配或按需分配，則信道利用率會很低。而采用隨機占用信道方式可大大提高信道利用率。當然，若遇到兩個以上的用戶同時征用一個信道時，就會發(fā)生“碰撞”。因此必須采取措施減少或者避免“碰撞”的發(fā)生，并重新發(fā)送因“碰撞”而沒有傳送成功的數(shù)據(jù)。2.3.2FDMA方式1.FDMA的工作原理：如圖2-37所示。圖中f1、f2、f3為各地球站所發(fā)射的載波頻率。這樣衛(wèi)星轉發(fā)器便能夠接收其覆蓋區(qū)域內的各地球站發(fā)送的上行鏈路載波，同時衛(wèi)星可根據(jù)接收地球站的頻帶配置進行頻率交換，再經(jīng)信號放大后發(fā)射回地面，最后由各接收站用濾波器從下行鏈路載波f4、f5、f6中選出所需載波。

根據(jù)每個地球站在其發(fā)送載波中是否采用復用技術，可將FDMA分為兩大類：每載波多路信道的FDMA(MCPC-FDMA)和每載波單路信道的FDMA(SCPC-FDMA)。其中，MCPC方式是給多路信號分配一個載波，在發(fā)端站將各路信號進行多路頻分復用，在收端站相應地采用基帶解復用器；而SCPC方式是給每一路信號分配一個載波，沒有基帶復用等環(huán)節(jié)，傳送方式靈活，但其設備利用率較低，相應的衛(wèi)星轉發(fā)器的頻帶利用率也較低。這種SCPC方式還可分為預分配的SCPC和按需分配的SCPC（即SPADE）兩類方式。

為了使衛(wèi)星天線波束覆蓋區(qū)域內的各地球站建立FDMA通信，一般采用如下兩種多址聯(lián)接方法：

一種是每個地球站向其它各地球站發(fā)射一個不同頻率的載波，若有n個站同時發(fā)射，則需n(n-1)個載波。這樣，發(fā)射地球站和轉發(fā)器的功率放大器因非線性而產(chǎn)生的交調噪聲將是嚴重的，因此當?shù)厍蛘緮?shù)目不多時才會采用這種方式。

另一種方式是將一個地球站要發(fā)送給其它地球站的信號分別復用到基帶的某一指定頻段上，而后調制到一個載波上，其它各站接收時經(jīng)解調后用基帶濾波器只取出與本站有關的信號。這樣每個地球站只發(fā)射一個載波，也就是說，n個地球站相互通信，衛(wèi)星轉發(fā)器僅有n個載波工作，即通過轉發(fā)器的載波數(shù)就大大減少了。各載波之間均有一定的間隔，以容納所要傳送信號的頻帶。且各頻帶之間還應留有一定的保護頻帶，以免各站信號彼此干擾。圖2-38所示為采用這種多址聯(lián)接的MCPC-FDMA方式的工作原理示意圖，它是利用A、B地球站實現(xiàn)A、B、C以及D地球站之間的通信。

由圖可以看出，在發(fā)送地球站A，首先基帶復用器按接收站歸類將發(fā)往B、C和D地球站的幾路數(shù)據(jù)信號復用成基帶復用信號。然后將其送往調制器和發(fā)射機進行信號調制、上變頻，使之位于分配給A站的射頻頻帶BA之中，并沿上行鏈路發(fā)送給衛(wèi)星接收器。在衛(wèi)星上，通常所接收的信號中含有許多頻譜互不重疊的載波。當經(jīng)過衛(wèi)星合路、變頻和放大處理之后，轉發(fā)到下行鏈路之中，發(fā)往目的地。為避免多條載波間的相互干擾，必須在相鄰載波之間設置一定的保護帶，這樣接收地球站B很容易取出射頻頻譜BA，并經(jīng)過下變頻、中頻濾波和解調后選出發(fā)給本站的基帶信號，再利用一個基帶解復用器對多路信號進行分路，最后將各路信號送往地面通信網(wǎng)。同樣，地球站C和D也各自可以接收到A站發(fā)來的信號。

由上述分析可以看出，在這種以MCPC-FDMA方式工作的系統(tǒng)中，要求接收地球站中的基帶濾波器(位于基帶解調器中)能夠濾出特定地球站發(fā)來的信號。當該信號速率發(fā)生變化時，則要求對此濾波器迅速進行重新調諧，實際上這是很難做到的。因此，這種MCPC使用起來不夠靈活，但適用于業(yè)務量比較大、通信對象相對固定的點-點或點-多點的干線通信。

若按所采用的基帶信號類型，MCPC-FDMA方式還可劃分為FDM-FM-FDMA和TDM-PSK-FDMA方式。在FDM-FM-FDMA方式中，首先基帶模擬信號以頻分復用方式復用在一起，然后以調頻方式調制到一個載波頻率上，最后再以FDMA方式發(fā)射和接收；在TDM-PSK-FDMA方式中，首先將多路數(shù)字基帶信號用時分復用方式復用在一起，然后以PSK方式調制到一個載波上，最后再以FDMA方式發(fā)射和接收。

另外，在多波束環(huán)境中，通常采用衛(wèi)星交換FDMA(SS-FDMA)以實現(xiàn)不同波束區(qū)內地球站之間的互通。在SS-FDMA方式中，通常存在多個上行鏈路和多個下行鏈路波束，每個波束內均采用FDMA方式，各波束使用相同的頻帶（即空分頻分復用）。對于需要與其他波束內地球站