《LTE基礎(chǔ)原理與關(guān)鍵技術(shù)》課件第3章

第3章LTE中OFDM技術(shù)3.1OFDM基礎(chǔ)

3.2LTE中的OFDM3.3LTE下行性能分析

3.4LTE上行性能分析

3.5LTE中上、下行OFDM技術(shù)對比

3.6LTE中OFDM參數(shù)選取

作為多載波通信的一種，正交頻分復(fù)用(OFDM)最具有優(yōu)勢的應(yīng)用環(huán)境就是頻率選擇性信道。但與一般的頻分復(fù)用(FDM)技術(shù)不同，OFDM系統(tǒng)的各個子信道在時間上相互正交，在頻率上相互重疊。典型的FDM系統(tǒng)及OFDM系統(tǒng)頻譜如圖3.1.1所示。3.1OFDM基礎(chǔ)

圖3.1.1典型的FDM系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)頻譜對比一個高速的串行數(shù)據(jù)發(fā)射方法(例如CDMA系統(tǒng))最大的問題在于由于符號速率太高，導(dǎo)致符號周期Ts可能遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于無線信道的多徑時延Td，這樣將造成嚴(yán)重的符號間干擾(ISI)。為了克服這個問題，必須使用非常復(fù)雜的時域均衡技術(shù)。當(dāng)數(shù)據(jù)符號速率更進(jìn)一步提高時，時域均衡器太過于復(fù)雜，由此限制了串行數(shù)據(jù)發(fā)射方法的進(jìn)一步使用。

OFDM的基本做法是把高速串行數(shù)據(jù)流通過串/并變換，變成多個低速的并行數(shù)據(jù)，每個低速的數(shù)據(jù)流采用一個子信道進(jìn)行傳輸，這樣每個子信道上的符號周期得到加長(N·Ts)，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于Td。此時每個子信道基本不存在ISI，本質(zhì)上是把一個頻選信道“切割”成若干非頻選信道，在每個非頻選信道中不需要復(fù)雜的均衡器就可以解調(diào)數(shù)據(jù)。OFDM串/并變換如圖3.1.2所示。

圖3.1.2OFDM串/并變換示意圖多徑時延造成的頻選信道如圖3.1.3所示，進(jìn)一步可以確定，在常規(guī)寬帶載波系統(tǒng)中，只能根據(jù)一個寬帶的信道質(zhì)量來確定編碼方式，而OFDM理論上可以根據(jù)若干子信道質(zhì)量分別確定編碼方式。對于信道質(zhì)量高的，采用更高效率的編碼方式。另外，假如再考慮各子信道發(fā)射功率(“注水”)，便可以得到最大的吞吐量。

圖3.1.4給出了寬帶載波系統(tǒng)和OFDM系統(tǒng)對抗頻選衰落的基本示意圖。

圖3.1.3頻選信道產(chǎn)生原因及結(jié)果示意圖

圖3.1.4對抗頻選衰落示意圖

一個典型的OFDM連續(xù)信號，在某個OFDM符號內(nèi)可以表示為

(3.2.1)3.2LTE中的OFDM其中，di表示該符號內(nèi)第i個傳輸數(shù)據(jù)符號，它在第i個子信道上傳輸；fc為載波頻率； 為子信道的頻寬，T＝N·Ts為各個子信道上數(shù)據(jù)符號的周期時間。 定義為

(3.2.2)

假定s(t)的帶寬為Bc＝N×Δf，以

進(jìn)行抽樣，形成離散時間信號:

(3.2.3)

對s(t)進(jìn)行離散化后的離散信號具有IDFT的表達(dá)形式，因此可以借鑒FFT/IFFT等快速算法實(shí)現(xiàn)ODFM調(diào)制、解調(diào)過程。OFDM發(fā)射/接收原理示意圖如圖3.2.1所示。

圖3.2.1OFDM發(fā)射/接收原理示意圖由于有

(3.2.4)

則有

(3.2.5)

式(3.2.5)說明:在理想信道下，即無時延、無頻偏等情況時，OFDM各子載波具有正交性。

完整的OFDM系統(tǒng)時-頻資源分配示意圖如圖3.2.2所示。

相比以前的系統(tǒng)，可以非常清楚地看到，OFDM系統(tǒng)對資源的定義:首先分時間段－符號段，在每段時間內(nèi)，又分子載波，更加細(xì)化，而不是粗放式的，因此提供了更好利用信道的可能性，從而提升了系統(tǒng)的整體吞吐量。

LTE20MHz系統(tǒng)帶寬、100RB資源定義下的頻譜重新描述如圖3.2.3所示。

圖3.2.2OFDM時-頻資源分配示意圖

圖3.2.3LTE中頻譜示意圖(100RB)圖中，固定每子載波帶寬為Δf＝15kHz(PRACH/MBMS除外，因?yàn)樗鼈兊淖虞d波帶寬分別為1.25kHz和7.5kHz)，為了支持最大20MHz的信號帶寬，協(xié)議定義為1200個子載波，即有效帶寬為1200×15kHz＝18MHz；同時也為了最近FFT點(diǎn)數(shù)的需要，離1200最近的2N，就是2048點(diǎn)，即代表2048個子載波，因此確定最低采樣信號帶寬為

Bc＝Δf×2048＝15kHz×2048＝30.72MHz

按照單倍采樣速率，則采樣頻率也為30.72MHz，對應(yīng)時域采樣間隔為 即

根據(jù)圖1.3.1和圖1.3.2，每1ms的子幀中含有 個離散樣值(即I/Q數(shù))。同時為了克服符號段之間的多徑干擾，也克服符號段內(nèi)部子載波之間的干擾，OFDM系統(tǒng)在符號段之間設(shè)計(jì)了CP，這些樣值在時域如圖3.2.4所示。

圖3.2.4LTE時域樣值示意圖這些樣值在LTE中按照如下的規(guī)則分配:

·NormalCP(正常覆蓋小區(qū)):

14×ND＋14×NNor-CP＝14×2048＋14×146.3＝30720

其中，14表示每1ms中有14個符號周期；每個符號的I/Q樣值數(shù)目ND為2048；每個NormalCP的I/Q樣值數(shù)目NNor-CP大約為146.3樣值(該值為平均計(jì)算的結(jié)果，實(shí)際協(xié)議中約定，每子幀中有2個符號，即每時隙第一個符號CP長度為160，其余符號CP長度為144)

32.55×146.3≈4762ns≈4.76μs

在這種配置下，假定同步估計(jì)與跟蹤完全準(zhǔn)確時，則可以認(rèn)為或約束多徑時延擴(kuò)展小于NNor-CP，即約束多徑之間的最大傳播路徑之間不超過4.76×300≈1.4km，才不至于引起符號段間干擾。這是一種典型的市區(qū)宏小區(qū)、微小區(qū)的信道特征。同時為了降低干擾的風(fēng)險，還需要或依賴精確的同步估計(jì)與跟蹤，否則同步誤差將縮短抗多徑時延擴(kuò)展值。

·ExtendedCP(大覆蓋小區(qū)):

12×ND＋12×NEx-CP＝12×2048＋12×512＝30720其中，12是每1ms中有12個符號周期；各符號的I/Q樣值數(shù)目ND為2048；每個ExtendedCP的I/Q樣值數(shù)目NExCP大約為512樣值，CP長度約為32.55×512≈16666ns≈16.67μs

在這種配置下，假定同步估計(jì)與跟蹤完全準(zhǔn)確，則可以認(rèn)為或約束多徑時延擴(kuò)展小于NEx-CP，即約束多徑之間的最大傳播路徑之間不超過16.67×300≈5km，才不至于引起符號段間干擾。這是一種典型的郊區(qū)宏小區(qū)、廣覆蓋的信道特征。同時為了降低干擾的風(fēng)險，還需要或依賴精確的同步估計(jì)與跟蹤，否則同步誤差將縮短抗多徑時延擴(kuò)展值。由上可以簡單估計(jì)出BBU與RRU之間，每根天線數(shù)據(jù)流量(不考慮數(shù)據(jù)壓縮):

30.72×106×(16＋16)＝983.04Mb/s

其中，假定每個樣值以32bit量化(I/Q各16bit)。

按照圖3.2.3所示，20MHz系統(tǒng)中，帶通濾波器的過渡帶平均只有1MHz左右，如果以有效總帶寬為參考，相當(dāng)于等效滾降因子只有:

一個有趣的現(xiàn)象或問題:

(1)從頻域看，1MHz左右的載波過渡帶是否足夠？

(2)為了實(shí)現(xiàn)如此小的滾降因子的濾波器，在時域如何實(shí)現(xiàn)？或者時域如何規(guī)避符號間干擾？

為了更清楚解釋或理解這個問題，首先觀察圖3.2.5，該圖為LTE中時頻資源分配原理框圖。

圖3.2.5LTE中時頻資源分配原理框圖從圖3.2.5可知:從頻域看，假定每個子載波采用理想的sinc(f)函數(shù)進(jìn)行抽樣與插值，則其時域就為理想的矩形函數(shù)，如圖3.2.6所示。

根據(jù):

即每個符號在時域內(nèi)有2048個采樣點(diǎn)，每個采樣點(diǎn)的時間間隔Ts＝32.55ns，在時域內(nèi)，每個符號的有效時間為66.67μs。

圖3.2.6頻域理想抽樣示意圖遺憾的是，理想的sinc(f)函數(shù)是非因果的，其在頻域“無窮無盡”，在工程中是無法實(shí)現(xiàn)的(就像時域理想抽樣函數(shù)sinc(t)一樣無法實(shí)現(xiàn))。為了工程能夠?qū)崿F(xiàn)，必須對理想的sinc(f)函數(shù)進(jìn)行“截斷”、“根升余弦”等處理(類似我們熟悉的時域處理)，帶來的時域波形就出現(xiàn)“展寬”、“振蕩”現(xiàn)象(原因就是頻域加窗，對應(yīng)時域卷積)。圖3.2.7所示為頻域窗化后時域的波紋效果。

圖3.2.7頻域窗化后時域的波紋效果從圖3.2.7可以看出，由于在時域理想的矩形窗出現(xiàn)“展寬”、“振蕩”現(xiàn)象，這樣即使不考慮多徑時延影響，相鄰兩段符號之間也存在干擾，為了克服這個問題，引入CP以規(guī)避相鄰兩段符號的干擾；另外，再考慮多徑時延擴(kuò)展的影響，則更需要CP的保護(hù)。

根據(jù)sinc(f)的特征，假定距離目標(biāo)符號N個符號以外的能量可以忽略，干擾也可忽略，則可以計(jì)算出造成的頻域和時域擴(kuò)展及保護(hù)范圍:

·從頻域看，只要滿足下式即可:

即頻域窗寬:

B窗＜2×N×Δf＝1.98MHz

·從時域看，令:

M＝2N＋1

則對應(yīng)不同的M，其時域振蕩、擴(kuò)展示意圖如圖3.2.8所示(不考慮其他類型的窗函數(shù)，僅考慮性能最差的矩形窗)。

圖3.2.8不同長度的矩形窗函數(shù)對應(yīng)的振蕩、擴(kuò)展性能顯然，最大N可以取66，則即使考慮性能最差的矩形窗函數(shù)時(頻域)，其時域性能也應(yīng)該優(yōu)于圖3.2.8中M＝101的情況。而根據(jù)M＝101圖形，除了“略微振蕩”性外，其時域擴(kuò)展性能幾乎可以忽略。

進(jìn)一步思考:由于sinc(f)中，取N＝66已經(jīng)足夠長了，例如圖3.2.9給出的N＝20的sinc函數(shù)，可以看出超過5個符號后的能量已經(jīng)非常小了，這時我們設(shè)置N＝66矩形窗，基本等價于理想的sinc函數(shù)(不加窗)，這時等價在時域基本無時間擴(kuò)展。

圖3.2.9sinc函數(shù)示意圖綜上所述可以看出:在頻域，1MHz的過渡保護(hù)帶寬相比Δf＝15kHz的子載波間隔，保護(hù)足夠(N＝66)，基本等效理想保護(hù)(無窮遠(yuǎn)保護(hù))；在時域，由于頻域足夠大的保護(hù)帶，則時域振蕩、時間擴(kuò)展基本可以忽略，每個子載波在時域基本等效為理想的矩形包絡(luò)。

正是由于上述原因，LTE中沒有設(shè)置或者定義特別的時域或者頻域?yàn)V波器，降低了實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性，其本質(zhì)物理含義是在頻域采用了最普通的理想sinc(f)抽樣與合成，或者理解成在時域采用了矩形波形疊加，就獲得了全部連續(xù)波形。

LTE下行采用OFDMA的多址接入方式，物理層收/發(fā)信機(jī)的基本鏈路處理框圖(以及等效頻域鏈路)如圖3.3.1所示。

在接收端，一般直接采用在頻域均衡的方法，如圖3.3.2所示。3.3LTE下行性能分析

圖3.3.1物理層收/發(fā)信機(jī)的基本鏈路處理框圖

圖3.3.2下行接收機(jī)頻域均衡器框圖更進(jìn)一步，接收端可以是“單抽頭”頻域均衡的方法，大大降低接收端的復(fù)雜度，如圖3.3.3所示。

對于下行而言，必須回答的問題是，系統(tǒng)如何克服以下問題:

(1)多徑時延擴(kuò)展帶來的多徑干擾；

(2)高速移動帶來的多譜勒干擾。

圖3.3.3接收端“單抽頭”頻域均衡示意圖3.3.1下行抗多徑分析

要回答上述問題(1)，從定性角度看，首先觀察圖3.3.4所示的下行資源分配示意圖。

根據(jù)OFDM的基本原理，在絕對同步且單徑情況下:

(3.3.1)

圖3.3.4下行資源分配示意圖2個子載波符號功率分別為Pi、Pk，根據(jù)式(3.3.1)，各子載波的時域波形在積分周期內(nèi)滿足正交性(與各子載波的功率無關(guān)，與子載波的位置無關(guān))。

當(dāng)存在多徑時，以2徑為例分析，假定第2徑的相對時延為τ，第2徑相對第1徑的相對功率為A，則子載波間滿足:

(3.3.2)

從式(3.3.2)可知:各子載波的時域波形在積分周期內(nèi)滿足正交性(與各子載波的功率無關(guān)，與子載波的位置無關(guān))。對于i＝k子載波自身，其信號能量與多徑造成的相位有關(guān)，既存在兩條多徑自身的能量，也存在多徑之間的交叉項(xiàng)能量。只要估計(jì)出各子載波的頻域信道估計(jì)Hi，就可以恢復(fù)各子載波的信號，各子載波頻域信道估計(jì)Hi滿足:

(3.3.3)

通過式(3.3.3)可以進(jìn)一步分析:各子載波自身能量由于與f＝2πiΔfτ相位有關(guān)，即各子載波之間由于i不一樣，造成f

＝2πiΔfτ不一樣，最終造成是頻率選擇性的，在子載波內(nèi)部f

＝2πiΔfτ保持一定，為平衰信道。如圖3.3.5所示，其中，(a)為多徑示意圖，(b)為多徑使信道在頻域表現(xiàn)為頻率選擇性的示意圖。

圖3.3.5多徑造成頻率選擇性信道示意圖在式(3.3.2)和(3.3.3)中的推導(dǎo)，假定了一個前提，就是需要保證所有的多徑信號都有完整的積分區(qū)間 如果不是完整積分區(qū)間，則不能保證多徑下各子載波正交。

一種很自然的想法就是在符號段之間插入保護(hù)間隔(類似于TD-SCDMA系統(tǒng)中時隙間的GP)，但根據(jù)式(3.3.3)，在固定的 積分周期內(nèi)，單純的空閑的保護(hù)間隔只能避免符號段間干擾，無法避免載波間干擾，如圖3.3.6所示。

圖3.3.6單純保護(hù)間隔帶來的多徑干擾

LTE中，在接收端的固定接收窗內(nèi)，是否能始終獲得所有多徑完整的積分區(qū)間呢？顯然接收端無法做好這點(diǎn)，但換個角度，在發(fā)射端能否有一些操作呢？在LTE中，就是在發(fā)射端，在做完IFFT獲得時域樣值后，把每個符號2048個樣值的后端的NCP個樣值復(fù)制到CP上，如圖3.3.7所示，復(fù)制的規(guī)則是“直接搬移”，這是OFDM的一個“創(chuàng)新點(diǎn)”，即圖3.3.8所示。

圖3.3.7LTE時域樣值示意圖圖3.3.8LTE中CP復(fù)制示意圖在發(fā)射端采用圖3.3.8所示的處理后，在接收端，對于每個符號而言，首先直接去掉CP的NCP數(shù)據(jù)，只保留ND＝2048個樣值。ND＝2048個樣值是否包含了所有多徑完整的積分區(qū)間呢？很容易理解，由于多徑時延“移出”了幾個樣值，則從CP“推過來”幾個樣值，因此是完整的。一種直觀的理解就是從圖3.3.6變成了圖3.3.9。

圖3.3.9CP填充帶來的多徑完整積分區(qū)間示意圖通過式(3.3.3)進(jìn)一步分析，要解調(diào)各子載波的信號，需要得到所有子載波的信道估計(jì)Hi，但根據(jù)協(xié)議，如圖3.3.10所示，下行參考信號是格狀分布的，它們并非連續(xù)。那么如何保證在獲得參考信號的H后，就可以通過后處理(例如插值、外推等)得到任意子載波的H呢？

根據(jù)圖3.3.10可知，任意子載波，離最近的參考信號的距離最大不超過3個符號，因此:

Δf≤2π·3·Δf·τ＝6π×Δf×τ

圖3.3.10NormalCP參考信號的映射再根據(jù):

根據(jù)上式，只要τmax<CP＝144Ts，則參考信號與數(shù)據(jù)位置之間的相位差Δf≤76°。聯(lián)合以上兩式可以更清楚地看到，用參考信號的信道估計(jì)值得到數(shù)據(jù)部分的信道估計(jì)值，其誤差不僅僅與多徑的時延擴(kuò)展τ有關(guān)，也與各徑的相對功率Ai直接相關(guān)。最惡劣的情況是時延擴(kuò)展τ很大，同時相對功率Ai也較大的信道環(huán)境，此時用參考信號的信道估計(jì)值進(jìn)行后處理得到的信道估計(jì)值也是有誤差的，這將造成數(shù)據(jù)部分的信道估計(jì)不準(zhǔn)確而導(dǎo)致解調(diào)性能下降。

綜合起來:假定下行頻域發(fā)射端需要發(fā)射信號序列X(k)為

(3.3.4)

根據(jù)圖3.3.1，其在信道上真實(shí)發(fā)射的信號序列為x(n)＝IFFT［X(k)］；假定存在多徑信道沖激響應(yīng)為h(n)，則接收端收到的時域信號為

y(n)＝x(n)*h(n) (3.3.5)

·時域均衡器:

根據(jù)式(3.3.5)，如果在時域進(jìn)行解調(diào)，顯然由于收到多徑信道的影響，表現(xiàn)為卷積過程，為了消除多徑的ISI影響，必須采用時域塊均衡器進(jìn)行破零(類似于GSM)，造成接收機(jī)異常復(fù)雜。圖3.3.11所示為典型的時域均衡器示意。

圖3.3.11典型的時域均衡器示意圖定義:

W＝［W0

W1…WL－1］H (3.3.6)

則根據(jù)MMSE準(zhǔn)則，一般有:

(3.3.7)

其中，R為輸出端信號自相關(guān)矩陣；ρ為輸入/輸出端互相關(guān)矩陣。

·頻域均衡器:我們知道，時域卷積等價于頻域的乘積，這樣可以用頻域簡單的點(diǎn)乘(點(diǎn)除)來代替時域復(fù)雜的均衡器，這是OFDM系統(tǒng)最優(yōu)秀的地方。假定信道有L條徑，每條徑歸一化離散時延依次為0、1、…、L－1，即信道h為

(3.3.8)

下行接收端頻域接收信號Y(k)可以表示如下:

(3.3.9)

其中，H可以表示為

(3.3.10)

(3.3.11)顯然我們只要通過參考符號得到參考符號的信道估計(jì) 后，通過后處理得到數(shù)據(jù)符號的信道估計(jì)

，則采用MF、ZF、MMSE，都可以以子載波并行解調(diào)數(shù)據(jù)Xi。頻域均衡器示意圖如圖3.3.2所示。對于頻域均衡器，每個子載波采用簡單的MMSE方法如下:

(3.3.12)

至此可得如下結(jié)論:

(1)每個OFDM符號之間加CP(循環(huán)前綴)，其作用是為了對抗無線信道的多徑時延擴(kuò)展帶來的OFDM子載波正交性破壞的問題，只要各徑的時延不超過CP長度，那么就能保證:在接收機(jī)DFT積分區(qū)間內(nèi)包含各子載波在各徑下的整數(shù)波形，抑制了子載波之間的干擾。

(2)多徑并沒有改變子載波之間在頻域上的正交性。

(3)多徑時延表現(xiàn)在不同的子載波就是不同的相位，多徑造成子載波之間表現(xiàn)為頻域選擇性衰落，在子載波內(nèi)部為平衰落信道。

(4)基于參考信號的信道估計(jì)代替數(shù)據(jù)部分的信道估計(jì)，存在一定的誤差，這種誤差隨著時延的擴(kuò)展增大，多徑功率的均勻化更加明顯。

(5)CP同時為了抑制符號段間的干擾(類似于TDSCDMA系統(tǒng)中時隙間的GP)。3.3.2下行抗高速移動分析

當(dāng)我們假定UE與基站之間沒有可視徑，同時基站周圍有足夠多的散射體，導(dǎo)致某子徑的來波可能以任意角度入射基站天線。與法線平行的子徑造成最大多普勒頻率；與法線垂直的子徑，多普勒頻率為0；其他角度子徑，多普勒頻率介于二者之間。

為了描述這種多普勒功率譜，一種常用的定義就是典型U譜(如果是固定譜，則可以通過固定頻偏糾正方法消除)，其對應(yīng)的時域波形就是我們常說的瑞利衰落。經(jīng)典U譜表達(dá)式為

(3.3.13)

基于上述公式，可以簡單畫出U譜的示意圖，如圖3.3.12所示。圖(a)中，fmax＝100Hz；圖(b)中，fmax＝1000Hz。

圖3.3.12經(jīng)典多普勒U譜最大多譜勒頻率為

(3.3.14)

其中:v為移動速度，c為光速，fc為載波頻率。取v＝500km/h＝138.9m/s，c＝3×108m/s，fc＝2.6GHz＝2.6×109Hz，則

然而，目前子載波帶寬為15kHz，同時頻域最小采樣帶寬也為15kHz(f采樣＝15×103×2048＝30.72×106)，顯然多普勒引起的頻域混疊在目前的采樣頻率下不可能區(qū)分(即頻域不可分，類似于時域采樣頻率低，時域不可分多徑一樣)，也無法消除。即在頻域采用多子載波聯(lián)合均衡的方式是沒有意義的，所以一般在頻域，仍采用單子載波均衡解調(diào)的方式。需要理解的是，這種均衡方式是有缺陷的，它存在子載波間干擾(這種干擾靠CP是無法規(guī)避的，原因是附加的多普勒頻率，積分是非0的，因?yàn)樗鼈儾皇亲虞d波的整數(shù)倍)。進(jìn)一步分析:這種干擾隨著移動速度的進(jìn)一步增大會增大，導(dǎo)致單載波獨(dú)立均衡可能無效，不過超過500km/h的場景非常少了。另外，對于高速鐵路、磁懸浮、飛機(jī)上移動通信，由于此時以直射徑為主，多普勒譜從經(jīng)典譜退化為固定頻偏，也可以通過固定頻偏補(bǔ)償?shù)?。

下面主要以500km/h為例進(jìn)行性能分析。

圖3.3.13簡單示意了多普勒造成子載波間干擾的原因，一方面造成本子載波同步偏差，導(dǎo)致本身信號能量下降，對于其他子載波而言，由于此時在抽樣點(diǎn)，并非0，因此造成子載波干擾。

圖3.3.13多普勒造成子載波干擾(混疊示意圖)從圖中可以直觀地知道，對某子載波而言，對其造成影響最大的主要是左右相鄰的兩個子載波。為了簡單分析起見，考慮相鄰兩個子載波功率與本子載波功率相等，同時考慮統(tǒng)計(jì)意義上的干擾量。

假定無多普勒時接收端理想SNR為

(3.3.15)其中，S為符號功率；N0為噪聲功率譜密度；Δf為子載波帶寬。存在子載波干擾后，SNR改變?yōu)?/p>

(3.3.16)

式中，α表示對信號功率的影響比例；δ表示引入鄰子載波干擾比例。由于:

v＝500km/h下的α、δ簡單計(jì)算如下:

v＝250km/h下的α、δ簡單計(jì)算如下:

基于上面這兩組數(shù)據(jù)并考慮式(3.3.16)，可以畫出多普勒對OFDM影響曲線如圖3.3.14所示。

圖3.3.14多普勒對OFDM影響曲線綜合圖3.3.14可以清晰地看出:

(1)隨著移動速度的增大，多普勒影響逐漸增大。

(2)這種影響程度與信號的解調(diào)工作點(diǎn)直接相關(guān):

①當(dāng)工作點(diǎn)在5dB及以下時，v＝250km/h的將造成SNR需要多付出1dB以下的代價；v＝500km/h的將造成SNR需要多付出1dB以上的代價。此時可以認(rèn)為性能幾乎與速度無關(guān)。

②當(dāng)工作點(diǎn)在10dB左右時，v＝250km/h的將造成SNR需要多付出2～3dB的代價；v＝500km/h的將造成SNR需要多付出7dB以上的代價。此時可以認(rèn)為性能與速度有一定關(guān)系，只能允許有限的移動速度，例如v＝250km/h。

③當(dāng)工作點(diǎn)在15dB左右時，v＝250km/h的將造成SNR需要多付出10dB的代價；v＝500km/h不能達(dá)到目標(biāo)SNR值，即使提升發(fā)射功率，即不能滿足要求。此時可以認(rèn)為性能與速度有巨大關(guān)系，只能允許非常有限的移動速度，例如v＝30km/h。

(3)工作點(diǎn)的高低與調(diào)制方式、編碼增益、多天線增益、信道環(huán)境直接相關(guān)，一般可以預(yù)測:

①Q(mào)PSK:工作點(diǎn)相對較低，通過編碼增益、多天線增益可以克服高速的影響。

②64QAM:工作點(diǎn)相對較高，應(yīng)該超過10dB以上，此時通過編碼增益、多天線增益仍然不可以克服高速的影響，因此64QAM不能支持高速移動。

③16QAM:工作點(diǎn)中等，此時通過編碼增益、多天線增益可以克服高速的影響，但需要折中評估高速下相比QPSK是否有吞吐量的優(yōu)勢。上述是按照最惡劣的瑞利衰落考慮信道的，其實(shí)在許多高速環(huán)境，例如高速鐵路、磁懸浮、飛機(jī)上移動通信，由于此時以直射徑為主，多普勒譜從經(jīng)典譜退化為固定頻偏，可以通過固定頻偏補(bǔ)償?shù)?，此時仍然有可能采用高階調(diào)制方式。3.3.3下行固定頻偏估計(jì)與補(bǔ)償技術(shù)分析

當(dāng)UE的晶振和基站的晶振存在一定的固定頻偏，或者當(dāng)UE在以直射徑占優(yōu)(例如高鐵、高速功率、磁懸浮，周圍反射體較少，此時的多普勒主要表現(xiàn)為固定頻偏)的移動環(huán)境而形成固定頻偏時，需要采用有效的方法消除，否則會造成解調(diào)誤碼率升高的問題。

(1)方法1:基于RS。

根據(jù)下行參考信號圖3.3.10所示，顯然，UE可以根據(jù)小區(qū)參考來進(jìn)行頻偏估計(jì)，方法如下:

·單端口:顯然，某UE根據(jù)小區(qū)配置信息，進(jìn)行相應(yīng)的信道估計(jì)算法，可以得到各參考符號位置上的信道估計(jì) (其中，i表示子載波編號，n表示相對時間值)，顯然可以在同一子幀中，找到相同子載波上不同時間上的兩個信道估計(jì)值

則頻偏估計(jì)為

(3.3.17)

最后平均:

(3.3.18)其中，N為該UE利用的RB個數(shù)(每個RB有4個值，另外，理論上UE可以利用全部帶寬的RB，例如100RB)。

·二端口:先采用每根天線分別估計(jì)，然后天線之間做平均，每根天線內(nèi)部具體參見單端口，端口0/1平滑為

(3.3.19)·四端口:由于端口2/3在相同的子載波上無法找到兩個H，因此只能使用端口0/1進(jìn)行估計(jì)。端口0/1每根天線分別估計(jì)，然后天線之間做平均，每根天線內(nèi)部具體參見單端口。四端口0/1平滑為

(3.3.20)

(2)方法2:基于主/輔同步參考信號。

UE開機(jī)后，首先搜索主同步信號，獲得與系統(tǒng)的時間和頻率的同步，然后讀取PBCH中的廣播信息，獲得系統(tǒng)信息。為了快速建立和小區(qū)的同步，主同步信號對所有小區(qū)都是相同的。同時，同步信號每5ms發(fā)送一次，這樣UE不需要在整個無線幀上搜索，大大縮短了UE接入的搜尋時間。

在搜索到主同步信號PSS后，根據(jù)FDD/TDD差異，通過一定的檢測獲得SSS，由SSS完成幀定時同步、小區(qū)ID組識別等。

圖3.3.15顯示了FDD/TDD中主/輔同步信號的位置。

圖3.3.15FDD和TDD中同步信號的位置根據(jù)圖3.3.15，很容易發(fā)現(xiàn):

·FDD:PSS/SSS只相差1個符號，這樣在獲得PSS/SSS的信道估計(jì)值后，根據(jù)式(3.3.18)類似的思想，可以獲得更高的頻偏估計(jì)(最高7kHz)。這與FDD工作模式相關(guān)，因?yàn)镕DD上、下行工作在不同的頻率上，UE即使下行AFC后，上行仍可能存在一定的頻偏。

·TDD:PSS/SSS相差3個符號，這樣在獲得PSS/SSS的信道估計(jì)值后，根據(jù)式(3.3.18)類似的思想，可以獲得2kHz的頻偏估計(jì)。這與TDD工作模式相關(guān)，因?yàn)門DD上、下行工作在相同的頻率上，UE做下行AFC后，上行仍存在頻偏值將減少的情況。

3.4.1上行發(fā)射方式分析

LTE上行采用SC-FDMA的多址方式，簡稱DFT-SOFDM。之所以LTE上行不采用OFDMA的方式是因?yàn)楸娝苤姆寰葐栴}。上行SC-FDMA的物理層發(fā)射機(jī)分別如圖3.4.1~圖3.4.5所示，其中從UE實(shí)現(xiàn)看，一般都采用集中式調(diào)制方式。3.4LTE上行性能分析

圖3.4.1上行SC-FDMA的物理層發(fā)射機(jī)基本處理框圖圖3.4.2單UE集中式和分布式的DFT-S-OFDM調(diào)制方案圖3.4.3單UE集中式和分布式DFT-S-OFDM調(diào)制出的信號頻譜圖3.4.4多UE集中式DFT-S-OFDM調(diào)制方案圖3.4.5多UE集中式和分布式DFT-S-OFDM調(diào)制出的信號頻譜由圖3.4.1可知，上行與下行發(fā)射的OFDM信號不一樣，每個UE的上行原始發(fā)射信號本質(zhì)上是一個高速的串行時域信號；但是LTE上行先DFT再IDFT(含過采樣操作)的處理機(jī)制，使得非MU-MIMO的多個上行用戶在頻域按照OFDM的方式進(jìn)行了多址復(fù)用。

LTE上行同下行一樣引入了CP，從而做到了無線多徑環(huán)境下的上行非MUMIMO的多用戶信號的頻域正交，避免了傳統(tǒng)FDMA信號多址接入時的頻域保護(hù)間隔開銷，提高了頻譜效率。前面已經(jīng)分析到，上行DFT-S-OFDM本質(zhì)上仍是一個高速、具有“低均峰比”的串行數(shù)據(jù)，而下行OFDMA可以理解為一個并行的數(shù)據(jù)，從圖3.4.6中可以更清晰理解二者的“時-頻”資源差異(以4個子載波資源為例)，從而更深入理解性能。

圖3.4.6OFDMA與SC-OFDM的頻譜對比3.4.2上行抗多徑干擾分析

從圖3.4.6可看出，對于SC-OFDM，從頻域上看，任意某個原始符號都占滿M·Δf的帶寬(其中M為該UE的RE大小)在時域上所占“窄”的時間信號，這與下行有很大差異。下面討論幾種可能的解調(diào)方法

1)時域單UE解調(diào)

假如只有某一個UE，則理論上可以使用GSM或者TDSCDMA中類似的時域均衡的方法恢復(fù)原始信號，但此時必須采用“塊均衡”的方法，相對單符號均衡而言比較復(fù)雜。另外也需要獲得每個符號在時域上的等價信道估計(jì)；更關(guān)鍵的是，在頻域可以得到固定分辨率為15kHz的H，但時域分辨率與該UE所占的子載波個數(shù)M有關(guān)。M越大，時域分辨率越高；M越小，時域分辨率越低，即越不容易區(qū)分多徑，造成時域均衡性能下降。時域多徑分辨能力為

(3.4.1)

例如，某UE只占一個RB的資源，則時域多徑分辨能力為

這么低的時域多徑分辨率，其均衡效果基本類似于目前的GSM系統(tǒng)(其載波帶寬也為180kHz)。

2)時域多UE解調(diào)

由于多UE在時域上為“混合”信號，因此在時域需要采用多UE均衡的方法，類似于TD-SCDMA中的“聯(lián)合檢測”方法，計(jì)算復(fù)雜度相當(dāng)高。

那么有沒有類似于下行OFDMA簡單均衡的方法呢？答案是肯定的。

3)頻域多UE解調(diào)＋I(xiàn)DFT

為了分析上行抗多徑干擾的能力，給出圖3.4.7，其中每個原始信號在各個頻域上表現(xiàn)出不同的衰落。

圖3.4.7上行接收頻域示意圖對比上、下行頻譜非常容易發(fā)現(xiàn):只要不再堅(jiān)持一定要直接均衡原始數(shù)據(jù)，而是均衡在頻域各子載波上的數(shù)據(jù)，則上、下行沒有任何差異。只是上行各子載波上的數(shù)據(jù)為該UE的混合數(shù)據(jù)，下行對應(yīng)原始調(diào)制數(shù)據(jù)而已。

綜上所述，為了降低復(fù)雜度，也為了改善上行性能，上行可以先在頻域作均衡，然后變換到時域恢復(fù)原始數(shù)據(jù)，如圖3.4.8所示。

圖3.4.8上行SCFDMA的物理層接收機(jī)的基本處理框圖

從圖3.4.8中可以看出，其相比下行解調(diào)框圖即圖3.3.2就只多了一個IDFT。

更進(jìn)一步地，由于上行可能存在多個UE，這些UE采用頻分的方式，LTE接收機(jī)首先需要在頻域分離多用戶信號，因此上行仍然可以先采取與下行一樣的步驟:

(1)用戶頻域分離；

(2)單用戶頻域均衡(此時均衡的數(shù)據(jù)不是原始數(shù)據(jù))；

(3)IFFT原始數(shù)據(jù)恢復(fù)，接收機(jī)的基本處理框圖如圖3.4.8所示。唯一需要理解的是，此時上行頻域均衡的數(shù)據(jù)不是原始數(shù)據(jù)，而是頻域合成的數(shù)據(jù)而已。具體抗多徑分析參見3.1.1節(jié)，唯一不同的是上行參考信號的位置。

在3.1.1節(jié)描述了下行小區(qū)參考信號位置對多徑解調(diào)性能的影響，那么在上行其影響程度如何呢？下面分三種情況以PUCCH業(yè)務(wù)為例(PUSCH類似)簡單描述。

(1)PUCCH:格式1、1a、1bNormalCP情況下的信道估計(jì)。

根據(jù)表3.4.1顯然可以發(fā)現(xiàn)，在普通CP下，任何數(shù)據(jù)離參考信號的位置不超過3個，因此可以獲得比下行更好的信道估計(jì)值。

表3.4.1格式1、1a、1bNormalCP注:此處均為一個時隙的符號，子幀中第二個時隙的參考信號和數(shù)據(jù)符號的位置和第一個時隙的相同。

(2)PUCCH:格式1、1a、1bExtendedCP。

根據(jù)表3.4.2顯然可以發(fā)現(xiàn)，在ExtendedCP下，任何數(shù)據(jù)離參考信號的位置不超過3個符號，因此可以獲得比下行更好的信道估計(jì)值。

表3.4.2格式1、1a、1bExtendedCP這種情況下參考信號和數(shù)據(jù)的信道估計(jì)方法和NormalCP下的方法類似。

(3)PUCCH:格式2、2a、2bNormalCP。

根據(jù)表3.4.3顯然可以發(fā)現(xiàn)，在NormalCP下，任何數(shù)據(jù)離參考信號的位置不超過2個符號，同時DRS分開，可以更好地支持高速移動。表3.4.3格式2、2a、2bNormalCP3.4.3上行抗高速移動分析

根據(jù)3.4.2節(jié)描述的上行解調(diào)方法，并結(jié)合3.3.2節(jié)下行抗高速移動分析，就可以搞清楚上行抗高速移動的機(jī)制。唯一需要理解的是，此時上行頻域抗多譜勒的數(shù)據(jù)不是原始數(shù)據(jù)，而是頻域合成的數(shù)據(jù)。但上行和下行抗多普勒效果與性能可能還有一些差異，根據(jù)圖3.4.7可看出，差異主要表現(xiàn)在以下幾點(diǎn):

(1)鄰子載波功率不同:

·上行:鄰子載波樣值功率可能相差較大，多普勒干擾分布可能不一樣。

·下行:鄰子載波樣值功率相當(dāng)，多普勒干擾分布基本一致。

(2)鄰子載波信息不同:

·上行:鄰子載波樣值中含有一定的本子載波信息成分。

·下行:鄰子載波樣值中不含本子載波信息成分。

(3)性能:需要結(jié)合多徑分布等信道條件，綜合評估上行和下行抗多普勒的效果。3.4.4上行固定頻偏估計(jì)與補(bǔ)償技術(shù)分析

如前所述，當(dāng)UE的晶振和基站的晶振存在一定的固定頻偏，或者當(dāng)UE在以直射徑占優(yōu)的移動環(huán)境而形成固定頻偏時，需要采用有效的方法消除，否則會造成解調(diào)誤碼率升高的問題。

(1)方法1:基于RS。

根據(jù)表3.4.1、表3.4.2、表3.4.3等PUCCH和PUSCH上行參考信號的分布，多UE在頻域數(shù)據(jù)分離，得到各UE的原始H和原始解調(diào)后的數(shù)據(jù)，然后可以利用類似式(3.3.17)思想來補(bǔ)償。

UE無hopping:基于每個子載波i對應(yīng)2個slot的2個

則頻偏估計(jì):

最后平均:

其中，N為該UE所占RE個數(shù)。

(2)方法2(UE有hopping)。

利用解調(diào)數(shù)據(jù)作硬判，然后利用每個子載波i的前后數(shù)據(jù)的相位:

最后平均:

其中，N為該UE所占RE個數(shù)?？梢?，高階調(diào)制的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償能力相當(dāng)有限，應(yīng)該先基于低階的業(yè)務(wù)(如PUCCH)來估計(jì)頻偏。

從3.3節(jié)和3.4節(jié)可知，LTE中上、下行都是基于OFDM的基本技術(shù)，在時頻二維空間利用無線資源，如圖3.5.1所示，有相同的子載波間隔和符號間隔CP。3.5LTE中上、下行OFDM技術(shù)對比

圖3.5.1時頻二維頻譜圖但在一些具體技術(shù)細(xì)節(jié)上，上、下行還是不同，具體描述如下。

1)資源映射不同

SC-OFDM與OFDMA對資源的映射如圖3.5.2所示。由圖可以看出，OFDMA比SC-OFDM更靈活。

圖3.5.2SC-OFDM與OFDMA對比

2)原始符號的頻譜不同

下行OFDMA和上行DFT-S-OFDMA，其原始符號的頻譜如圖3.4.6所示。從圖中可以看到，本質(zhì)上OFDMA原始符號在頻域直接調(diào)制，而DFT-S-OFDM的頻域調(diào)制的是原始符號的DFT變換值，而非原始符號本身。

3)多址方式的差異

下行采用OFDMA技術(shù)，其實(shí)質(zhì)是OFDM調(diào)制技術(shù)和多用戶子載波分配相結(jié)合的傳輸技術(shù)。每個用戶使用一個二維時頻子載波集進(jìn)行傳輸，其帶寬可靈活地動態(tài)分配；同時避免了符號間干擾、子載波間干擾和多用戶接入干擾。缺陷:峰均比高，不適合終端發(fā)射信號波形。下行OFD